CN101321149A - 一种训练序列生成模块和生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种训练序列生成模块和生成方法；生成模块包括：比特序列生成子模块，用于生成比特序列b_i；星座映射子模块，用于将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；子载波映射子模块，用于将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列；逆傅立叶变换子模块，用于将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列输出。本发明应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，促进此类系统中的直放站回波消除器性能改善和灵活配置，使回波消除器能够适应此类系统的需要。

Description

一种训练序列生成模块和生成方法

技术领域

本发明涉及移动多媒体广播系统，尤其涉及一种训练序列生成模块和生成方法。

背景技术

在移动通信网络和广播网络中，常常有些区域无法被完全覆盖，这些区域一般被称为“盲点”。为了向用户提供最完善的服务，达到无缝覆盖的效果，网络运营商都会积极主动地去消除这些覆盖盲点。

消除网络盲点可以采取多种措施，譬如增大发射机的发射功率，或者缩小网络半径且增加发射点，等等。但一种最常用的消除覆盖盲点的方法是，在覆盖盲点的地方设置OCR(On-Channel Repeater，直放站)。所谓直放站，顾名思义，是将接收到的信号经过功率放大后直接发送出去。传统的直放站信号处理技术，都是在射频或中频上完成的，不会出现基带信号。但传统的直放站的信号处理性能较差。

近年来，随着GSM(Global System for Mobile，全球移动通信系统)网络和CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)网络的广泛普及，也带动了直放站技术的快速发展。但应用于移动通信网络的直放站通常都是采用射频或者中频信号处理技术的直放站，对性能要求相对较低，这与移动通信网络的特点直接相关。在移动通信网络中，基站选址相对较为容易，小区半径较小，发射机的发射功率也较低，因此盲点区域较小，直放站的功率和性能要求也较放松。

但广播网络与移动通信网络之间的区别较大，广播发射机的发射功率较大，因此其选址较难，一般只能在较高的广播电视发射塔(通俗地称为大塔)上。并且，由于采用了SFN(Single Frequency Network，单频网)技术，广播网络的覆盖半径一般都很大，大约在30～50公里左右。从而，这些特征很有可能造成盲点区域面积较大，要求的直放站发射功率也相应较大，对直放站的性能要求也相应较高。这导致了传统的应用于移动通信网络的直放站不适宜直接应用于广播网络中。

一种改善直放站性能的方法是回波消除，即消除直放站接收端接收到的来自本直放站发射端的信号，这些信号也可以称为回波信号。若不对过强的回波信号进行消除，由于回波信号太强，导致接收端接收到的来自大塔上的主发射机的有用信号被掩盖，从而导致直放站发生自激现象，直放站的作用就消失了。

CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播)系统是一种新兴的提供移动多媒体业务的广播系统。2006年10月，中国国家广播电影电视总局颁布了GY/T 220.1-2006广播影视行业标准，标志着CMMB系统的正式诞生。CMMB系统采用了OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)调制技术，其基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，信号带宽为7.512MHz。由于CMMB系统有其自身的特点——基带采样率高于物理带宽和信号带宽，如果直接使用传统的回波消除方案将会对邻边带造成干扰，因此传统的回波消除方案无法直接应用于该系统的直放站上。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种训练序列生成模块和生成方法，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统，配合回波消除方案能够改善此类系统中直放站的性能。

为了解决上述问题，本发明提供了一种训练序列生成模块，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，包括：

比特序列生成子模块，用于生成比特序列b_i；

星座映射子模块，用于将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；

子载波映射子模块，用于将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列；

逆傅立叶变换子模块，用于将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列输出。

进一步的，所述比特序列生成子模块生成的的比特序列是伪随机PN序列，或是全0或全1序列。

进一步的，星座映射子模块对比特序列进行星座映射的方案以下几种中的任一种：

二相相移键控BPSK映射，每次将1个输入比特映射为I值和Q值；

正交相移键控QPSK映射，每次将2个输入比特映射为I值和Q值；

正交幅度调制16QAM映射，每次将4个输入比特映射为I值和Q值。

进一步的，子载波映射子模块将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上具体是指：

子载波映射子模块将频谱边沿的子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值，保证映射后的符号序列满足有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求。

进一步的，所述子载波映射子模块输出的符号序列的基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

进一步的，所述逆傅立叶变换子模块为离散逆傅立叶变换IDFT模块或快速逆傅立叶变换IFFT模块。

进一步的，所述逆傅立叶变换子模块还用于对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化。

进一步的，所述逆傅立叶变换子模块还用于对训练序列进行定点化处理。

进一步的，所述的训练序列生成模块还包括：只读存储器，用于存储逆傅立叶变换子模块输出的训练序列。

本发明还提供了一种训练序列生成方法，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，包括：

A、生成比特序列b_i；

B、将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；

C、将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列；

D、进行逆傅立叶变换，将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列。

进一步的，步骤A中生成的的比特序列是伪随机PN序列，或是全0或全1序列。

进一步的，步骤B中对比特序列进行星座映射的方案以下几种中的任一种：

二相相移键控BPSK映射，每次将1个输入比特映射为I值和Q值；

正交相移键控QPSK映射，每次将2个输入比特映射为I值和Q值；

正交幅度调制16QAM映射，每次将4个输入比特映射为I值和Q值。

进一步的，步骤C具体包括：

将频谱边沿的子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值，保证满足映射后的符号序列有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求。

进一步的，所述符号序列的基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

进一步的，步骤D中：

进行逆傅立叶变换可以是进行IDFT或进行IFFT。

进一步的，步骤D中还包括：

进行逆傅立叶变换后对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化。

进一步的，步骤D中还包括：

进行逆傅立叶变换后对训练序列进行定点化处理。

进一步的，所述训练序列在线实时生成或先离线生成、然后存储在ROM中备用。

本发明所提供的生成模块及生成方法所产生的训练序列能够应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，促进此类系统中的直放站回波消除器(Echo Canceller)的性能改善和灵活配置，使回波消除器能够适应此类系统的需要；进一步的，本发明生成训练序列时所产生的比特序列不局限于为PN序列，因此更加灵活简单；而且本发明优化方案对所生成的训练序列进行定点化处理，使其可以方便的存储于ROM中，还可以对所生成的训练序列乘以一个因子以实现其平均功率归一化。

附图说明

图1为移动多媒体广播系统直放站回波消除器的具体实施框图；

图2为本发明提供的训练序列生成模块的具体实施框图；

图3(a)为采用BPSK方式的星座映射方案示意图；

图3(b)为采用QPSK方式的星座映射方案示意图；

图3(c)为采用16QAM方式的星座映射方案示意图；

图4为本发明提供的CMMB训练序列生成方法的具体实施流程图；

图5为本发明应用实例中生成长度为8192个符号的训练序列的示意图；

图6为本发明应用实例中生成长度为8192的PN序列时的线性反馈移位寄存器的初始值的示意图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

本发明提供了一种训练序列生成模块和生成方法，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，尤其可以放在该类直放站的回波消除器中；下面首先对直放站的回波消除器做一个简单的介绍，如图1所示，所述回波消除器包括分发器模块、回波信道估计模块、回波信道重构模块、回波删除模块、训练序列(Training Sequence)生成模块、和训练序列添加模块等；其中分发器模块包括第一分发器模块和第二分发器模块；直放站的接收信号经过回波消除器一系列的信号处理后，获得输出信号。

下面将简单描述该直放站回波消除器中的各个信号处理模块的功能：

第一分发器模块的功能是将接收信号相同地分发给两个信号处理支路，见图1；可以称上面一条以回波信道估计模块开始的，包括回波信道重构模块的信号处理支路为回波信号处理支路，下面一条只有回波删除模块的信号处理支路为混合信号支路；接收信号为混合信号，包含了来自大塔主发射机发射的有用信号和来自直放站发射端的回波信号；第一分发器模块的两个输出信号都等于接收信号。

训练序列生成模块的功能是生成符合系统要求的训练序列；该模块及训练序列生成方法即本发明的内容，将在后文详细介绍。

回波信道估计模块的功能是估计回波信道的传输时延(即从直放站的发射端到接收端的传输时延)、估计回波信道(一般为多径信道)的每条径对应的时延、信道衰落和相位偏移。

回波信号重构模块的输入信息包括信道估计模块的输出信息和来自第二分发器模块的删除辅助信号，输出信息为估计出的直放站接收端接收到的回波信号。该模块的功能就是根据输入的信息，重新构造出直放站接收端接收到的回波信号。

回波删除模块的功能是从接收信号中删除重构出的回波信号，获得估计出的接收到的来自大塔主发射机的干净信号。

训练序列添加模块的功能是往估计出的干净信号中添加训练序列。

第二分发器模块的功能是将输出信号相同地分发给两个支路，一路直接输出，另一路作为删除辅助信号发给所述回波信号重构模块，这两个信号相同。

需要指出的是，上文中的回波消除器仅仅是为了说明本发明的应用场景所举的一个例子，并不作为对本发明的限定；实际应用中本发明也可以应用于其它直放站回波消除器的方案，或其他场合。

下面将详细介绍本发明提供的训练序列生成模块和生成方法。

如图2所示，本发明提供的训练序列生成模块包括：

比特序列生成子模块，用于生成长度为L的比特序列b_i，i＝0，1，2，…L-1；所生成的比特序列可以是PN(Pseudo-Noise，伪随机)序列，也可以是全0或全1序列等，可以灵活选择。比特序列的长度L可以和具体的训练序列的长度成正比，根据星座映射方案的不同而有所不同。

例如，若星座映射方案采用BPSK(二相相移键控)，CMMB训练序列的长度要求为8192个符号，那么该比特序列的长度L可以等于8192个符号。

一些PN序列的生成多项式的具体示例可以描述如下，初始值序列可以选取为不等于全0序列的序列，实际应用时不局限于以下示例：

长度为4096个符号的PN序列的生成多项式：x¹²+x⁶+x⁴+x+1

长度为8192个符号的PN序列的生成多项式：x¹³+x⁴+x³+x+1

长度为16384个符号的PN序列的生成多项式：x¹⁴+x¹⁰+x⁶+x+1

长度为32768个符号的PN序列的生成多项式：x¹⁵+x+1

长度为65536个符号的PN序列的生成多项式：x¹⁶+x¹²+x³+x+1

星座映射子模块，用于将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；采用的映射方案为以下几种中的任一种，可以灵活选择：BPSK(二相相移键控)映射、QPSK(正交相移键控)映射、16QAM(正交幅度调制)映射等。

BPSK映射每次将1个输入比特(b_i，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

QPSK映射每次将2个输入比特(b_2ib_2i+1，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

16-QAM映射每次将4个输入比特(b_4ib_4i+1b_4i+2b_4i+3，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

各种映射方案的示意图分别如图3(a)到(c)所示。

子载波映射子模块，用于将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列。进一步的，子载波映射子模块得到的符号序列基带采样率为10MSPS(Mega Sample Per Second，每秒百万次采样)，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

由于要满足基带采样率为10MSPS，大于物理带宽8MHz，并且有用信号带宽为7.512MHz的要求，因此有些子载波承载的数据值必须等于0，。子载波映射子模块将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上具体可以是指：子载波映射子模块将频谱边沿的一些子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值；具体将多少子载波赋值为0可以根据实际情况而定，保证最终映射后的符号序列满足有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求即可，比如满足有用信号带宽为7.512MHz的要求。

逆傅立叶变换子模块，用于将符号序列从频域变换到时域，将获得的序列或其中的部分序列作为训练序列输出，即逆傅立叶变换子模块生成的序列即为训练序列，也可以取部分序列作为训练序列。还可以用于对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化；还可以用于对该训练序列进行定点化处理，使其可以方便的存储于ROM中。

由上可知，所输出的训练序列的基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽。进一步的，该训练序列的基带采样率为10MSPS(Mega Sample Per Second，每秒百万次采样)，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

所述逆傅立叶变换子模块可以是IDFT(离散逆傅立叶变换)模块或IFFT(快速逆傅立叶变换)模块，后者更优。

训练序列生成模块还可以包括ROM(Read-Only Memory，只读存储器)，用于存储逆傅立叶变换子模块输出的训练序列。

如图4所示，本发明提供的训练序列生成方法包括：

A、生成长度为L的比特序列b_i，i＝0，1，2，…L-1；所生成的比特序列可以是PN(Pseudo-Noise，伪随机)序列，也可以是全0或全1序列等。比特序列的长度L可以和具体的训练序列的长度成正比，根据星座映射方案的不同而有所区别。例如，若星座映射方案采用BPSK(二相相移键控)，训练序列的长度要求为8192个符号，那么该比特序列的长度L可以等于8192个符号。一些PN序列的生成多项式的具体示例如训练序列生成模块部分所述，这里不再重复。

B、将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；映射方案为以下几种中的任一种：BPSK映射、QPSK映射、16QAM映射等。

BPSK映射每次将1个输入比特(b_i，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

QPSK映射每次将2个输入比特(b_2ib_2i+1，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

16-QAM映射每次将4个输入比特(b_4ib_4i+1b_4i+2b_4i+3，i＝0，1，2，…)映射为I值和Q值，星座图中已经包括了功率归一化因子。

各种映射方案的示意图分别如图3(a)到(c)所示。

C、将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列。进一步的，得到的符号序列基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

由于要满足基带采样率为10MSPS，大于物理带宽8MHz，并且有用信号带宽为7.512MHz的要求，因此有些子载波承载的数据值必须等于0，。具体映射的方法是将频谱边沿的一些子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值；具体将多少子载波赋值为0可以根据实际情况而定，保证最终映射后的符号序列满足有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求即可，比如满足有用信号带宽为7.512MHz的要求。

D、进行逆傅立叶变换，将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列。

可见，所述训练序列的基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽。进一步的，该训练序列的基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

本步骤中还可以包括进行逆傅立叶变换后对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化；还可以包括进行逆傅立叶变换后对该训练序列进行定点化处理。

进行逆傅立叶变换可以是进行IDFT或进行IFFT，后者更优。

逆傅立叶变换后获得的序列即为训练序列，也可以取部分序列作为训练序列。

训练序列可以在线(on-line)实时生成，也可以先离线(off-line)生成、然后存储在ROM中备用。

下面用本发明的一个应用实例进一步加以说明。

本应用实例应用于CMMB系统；图5给出了具体的长度为8192个符号的训练序列的实现方案，可将该训练序列称为CMMB训练序列。

首先，比特序列生成子模块生成8192个符号长的PN序列。PN序列的生成多项式为：x¹³+x⁴+x³+x+1；

线性反馈移位寄存器的初始值为1101110101101，见图6。

接下来星座映射子模块采用BPSK星座映射方式，可以为将PN序列中的比特0映射为符号1，比特1映射为符号-1。记经过BPSK星座映射后的PN序列为PN_B(k)，k＝0，1，…，8191。

子载波数据映射子模块实现的功能如下，记映射后的符号序列为X(i)，i＝0，1，…，8191：

最后逆傅立叶变换子模块再对X(i)进行8192点的IFFT处理，即可获得长度为8192个符号的CMMB训练序列。需要说明的是，一般在IFFT处理后，会对IFFT的输出序列乘以一个因子，使序列的平均功率归一化；此外，为了可以更方便地存储在ROM中，在具体实现时，一般应对训练序列进行定点化处理。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明的权利要求的保护范围。

Claims (18)

1、一种训练序列生成模块，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，其特征在于，包括：

比特序列生成子模块，用于生成比特序列b_i；

星座映射子模块，用于将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；

子载波映射子模块，用于将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列；

逆傅立叶变换子模块，用于将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列输出。

2、如权利要求1所述的训练序列生成模块，其特征在于：

所述比特序列生成子模块生成的的比特序列是伪随机PN序列，或是全0或全1序列。

3、如权利要求1所述的训练序列生成模块，其特征在于，星座映射子模块对比特序列进行星座映射的方案以下几种中的任一种：

二相相移键控BPSK映射，每次将1个输入比特映射为I值和Q值；

正交相移键控QPSK映射，每次将2个输入比特映射为I值和Q值；

正交幅度调制16QAM映射，每次将4个输入比特映射为I值和Q值。

4、如权利要求1所述的训练序列生成模块，其特征在于，子载波映射子模块将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上具体是指：

子载波映射子模块将频谱边沿的子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值，保证映射后的符号序列满足有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求。

5、如权利要求4所述的训练序列生成模块，其特征在于：

所述子载波映射子模块输出的符号序列的基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

6、如权利要求1到5中任一项所述的训练序列生成模块，其特征在于：

所述逆傅立叶变换子模块为离散逆傅立叶变换IDFT模块或快速逆傅立叶变换IFFT模块。

7、如权利要求1到5中任一项所述的训练序列生成模块，其特征在于：

所述逆傅立叶变换子模块还用于对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化。

8、如权利要求1到5中任一项所述的训练序列生成模块，其特征在于：

所述逆傅立叶变换子模块还用于对训练序列进行定点化处理。

9、如权利要求1到5中任一项所述的训练序列生成模块，其特征在于，还包括：只读存储器，用于存储逆傅立叶变换子模块输出的训练序列。

10、一种训练序列生成方法，应用于基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的移动多媒体广播系统中，包括：

A、生成比特序列b_i；

B、将所生成的比特序列b_i映射为星座符号序列S_k；

C、将所获得的星座符号序列S_k映射到子载波上，得到基带采样率大于物理带宽、并且物理带宽大于有用信号带宽的符号序列；

D、进行逆傅立叶变换，将符号序列从频域变换到时域，将所获得的序列或该序列中的部分序列作为训练序列。

11、如权利要求10所述的训练序列生成方法，其特征在于：

步骤A中生成的的比特序列是伪随机PN序列，或是全0或全1序列。

12、如权利要求10所述的训练序列生成方法，其特征在于，步骤B中对比特序列进行星座映射的方案以下几种中的任一种：

二相相移键控BPSK映射，每次将1个输入比特映射为I值和Q值；

正交相移键控QPSK映射，每次将2个输入比特映射为I值和Q值；

正交幅度调制16QAM映射，每次将4个输入比特映射为I值和Q值。

13、如权利要求10所述的训练序列生成方法，其特征在于，步骤C具体包括：

将频谱边沿的子载波和直流子载波赋值为0，其它子载波赋星座符号值，保证满足映射后的符号序列有用信号带宽小于物理带宽、物理带宽小于基带采样率的要求。

14、如权利要求13所述的训练序列生成方法，其特征在于：

所述符号序列的基带采样率为10MSPS，物理带宽为8MHz，有用信号带宽为7.512MHz。

15、如权利要求10到14中任一项所述的训练序列生成方法，其特征在于，步骤D中：

进行逆傅立叶变换可以是进行IDFT或进行IFFT。

16、如权利要求10到14中任一项所述的训练序列生成方法，其特征在于，步骤D中还包括：

进行逆傅立叶变换后对训练序列乘以一个因子，使该训练序列的平均功率归一化。

17、如权利要求10到14中任一项所述的训练序列生成方法，其特征在于，步骤D中还包括：

进行逆傅立叶变换后对训练序列进行定点化处理。

18、如权利要求10到14中任一项所述的训练序列生成方法，其特征在于：

所述训练序列在线实时生成或先离线生成、然后存储在ROM中备用。

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