CN101305523A - 用于扩频无线通信的分数间隔均衡器 - Google Patents

Abstract

本揭示内容描述用于扩频无线通信的均衡技术。所述技术可包括估计信道脉冲响应、估计信道方差、及基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。此外，根据本揭示内容，信道方差估计包括估计不同接收样本的两个或两个以上协方差。重要的是，所述均衡器是“分数间隔”的，这意味着：不同于假设滤波器系数是以整数码片间隔界定的常规均衡器，所述均衡器界定分数滤波系数(滤波器抽头)。所述技术可允许均衡器考虑到天线分集，例如接收分集、发射分集或可能兼考虑到二者。

Description

用于扩频无线通信的分数间隔均衡器

根据35 U.S.C§119主张优先权

本发明主张优先于2005年9月15日提出申请且名称为“用于扩频无线通信的分数间隔均衡器(FRACTIONALLY-SPACED EQUALIZERS FOR SPREAD SPECTRUMWIRELESS COMMUNICATION)”的临时申请案第60/717,785号，其全文内容以引用的方式并入本文中。

技术领域

背景技术

已开发出大量扩频无线通信技术。例如，无线通信中使用的一个共用扩频技术是码分多址(CDMA)信号调制。在CDMA信号调制中，数个发送装置可以通过共用扩频射频(RF)信道同时传输多个通信；不同的接收装置可以使用CDMA代码从扩频RF信道抽取所述不同信号。

对于CDMA信号调制来说，每一发送装置均利用唯一的正交码来将信息的每一位扩展成称为“码片”的二进制单位流。码片通常被转换成模拟基带信号，随后将其通过(例如)基带信号在载波波形上的调制及可能上变频到传输频率来无线传输。在常规的CDMA扩展技术中，所述码片通常是使用正交“沃尔什码(Walsh Code)”和伪噪声(PN)码来产生的。其他扩展技术可以使用正交可变扩展因数(OVSF)码以促进将位扩展到码片中。

接收装置从(例如)其他传输装置或非CDMA发射器接收包含所传输码片但还包含信道噪声的载波波形。接收装置将所接收的信号下变频到基带频率，从载波波形抽取基带信号并将基带信号转换成代表所述码片的数字样本。然后，接收装置使用已知码从所述码片抽取信息位。例如，接收装置可以实施解扩展及解覆盖技术以将所述码片解扩展为包括已编码信息的位。然后，使用解调技术从所述位抽取已编码信息。

为处理多路径现象，CDMA接收器构架通常实施所谓的“RAKE”接收器。RAKE接收器可被视为包含多个“查找器”的接收器，所述多个查找器以大量不同的时间延迟来抽取同一信号。所传输的信号(例如)可以沿循多个路径到达接收装置，且所述不同路径可以引入不同的时间延迟。此外，多路径信号的不同路径会相对于多路径信号的其他路径创建噪声。通过在不同时间延迟处界定RAKE查找器，RAKE接收器可以抽取同一信号的多个示例，且选择最强路径以供解调，或组合多个路径以界定用于解调的信号。

为处理多路径噪声和其他系统噪声，已开发出均衡技术。均衡器通常在接收装置处实施以过滤来自所接收信号的系统噪声。均衡器大致为可变及自适应性滤波器，其过滤所接收的信号以移除不需要的信道噪声。发生在所述均衡器处的过滤通常随时间而在信道噪声改变时发生改变。另外，均衡器在所接收信号的解调中可以充当主要角色。

已经用于CDMA通信的一种均衡设计类型是迫零均衡器。迫零均衡器反转所期望的信道噪声以移除与发送装置相关联的信道响应。具体来说，迫零均衡器可以根据以下等式来界定自适应性滤波：

1/(信道频率响应)。

这一方法可以充分考虑到由多路径现象导致的噪声和干扰，但不能充分考虑到来自其他通过同一信道进行通信的装置(例如基站)的系统噪声。出于这一原因，迫零均衡技术可能是低效的，特别是在信道具有极低增益时。在这种情况下，来自其他基站的系统噪声实际上可能被迫零均衡器放大，这是非常不合需要的。

已用于CDMA接收器中的另一均衡器类型称为最小均方误差(MMSE)均衡器。类似于迫零均衡器，MMSE均衡器反转信道以移除与发送基站相关联的信道响应。然而，与迫零均衡器不同的是，MMSE均衡器还考虑到信道方差，以减少或避免来自通过无线信道进行通信的其他源的噪声被不合需要地放大。

MMSE均衡器通常估计信道脉冲响应并估计信道方差。然后，MMSE均衡器基于所估计的信道脉冲响应和信道方差来选择用于均衡的滤波器系数(过滤抽头)。常规的MMSE均衡器通常假定滤波器系数史RAKE接收器的时间延迟的整数倍。所述时间延迟被界定为码片间隔，且因此，常规MMSE均衡器中的滤波器系数被界定为码片的整数倍。

发明内容

一般来说，本揭示内容描述用于扩频无线通信的均衡技术。所述技术可以涉及估计信道脉冲响应、估计信道方差、及基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。根据本揭示内容，信道方差估计涉及估计不同接收样本的两个或两个以上协方差。

应注意，所述均衡器是“分数间隔”的，意指均衡器界定分数滤波系数(滤波器抽头)，而不同于常规均衡器假设将滤波系数界定为整数码片间隔。所述技术也可以允许均衡器考虑到天线分集，例如接收分集、发射分集或可能二者。

在一个实施例中，本揭示内容描述在扩频无线通信系统中进行均衡的方法，其包括：估计信道脉冲响应、通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差、及基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。

在另一实施例中，本揭示内容描述用于扩频无线通信的均衡方法，其包括：基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择两个或两个以上均衡滤波器、及基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

在另一实施例中，本揭示内容描述扩频无线通信装置，其包括：接收器，其接收无线信号；及均衡器，其估计信道脉冲响应、通过计算所述信号的不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差、及基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。

在另一实施例中，本揭示内容描述用于扩频无线通信装置的均衡器，所述均衡器经配置以基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择两个或两个以上均衡滤波器的滤波系数，并基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

本文所述技术可实施于硬件、软件、固件、或其任一组合中。如果实施为软件，则所述技术可实施于包括程序码的计算机可读媒体中，所述程序码在执行于扩频无线通信装置中时会导致装置执行根据本文所述一个或一个以上技术的均衡。

这些及其它实施例的其他细节列举于附图及下文说明中。根据所述说明及图示和根据权利要求书，其他特征、目的和优势将变得显而易见。

附图说明

图1是图解说明包含接收装置的无线通信系统的框图，所述接收装置实施本文所述的均衡技术。

图2是包含实施本文所述均衡技术的装置的系统的更详细框图。

图3是描绘包含均衡器的无线通信装置的实施例的框图，所述均衡器根据本揭示内容的技术来过滤所接收信号。

图4是描绘均衡器的各种例示性级的一个例示性框图。

图5A和5B是分别图解说明可用于实施向量内外积技术的硬件的框图。

图6A-6C是分别图解说明根据本揭示内容的实施例针对不同分集情形被写入存储器的均衡器输出的框图。

图7是图解说明可用于产生不同的共用导频信道(CPICH)信号的CPICH产生单元的框图。

图8-13是图解说明其中产生不同的CPICH信号的不同情形的框图。

图14是图解说明块大小为16的快速哈达玛变换(FHT)的框图，其中所述FTH可用于从均衡器中存储的位中抽取所关注的数据。

图15-22是各种图解说明可用于在均衡器中实施“向量内外积”操作的构架的实例性框图。

图23是用于在均衡器中为高速物理数据共享信道(HS-PDSCH)产生符号的构架的框图。

图24是用于在均衡器中为高速共享控制信道(HS-SCCH)产生符号的构架的框图。

图25是图解说明CPICH信号在均衡器中(特别是针对接收分集和闭合回路发射分集(CLTD)二者)的产生的框图。

图26是图解说明基于从图25的图解说明产生的相应CPICH信号在均衡器中产生cpichCLTD的框图。所述cpichCLTD是闭合回路发射分集的控制信号。

图27是图解说明在均衡器中(尤其针对接收分集和空时发射分集(STTD))产生CPICH信号的框图。

图28是图解说明可用于在均衡器中针对接收分集(RxD)和闭合回路发射分集(CLTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。

图29是图解说明可用于在均衡器中针对接收分集(RxD)和空时发射分集(STTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。

具体实施方式

一般来说，本揭示内容描述用于扩频无线通信的均衡技术。所描述的均衡技术可以相对于常规的最小均方误差(MMSE)均衡技术来改进均衡滤波。所述技术涉及估计信道脉冲响应、估计信道方差和基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。

根据本揭示内容的教示，所述均衡器是“分数间隔”的，其意指均衡器界定分数滤波系数(滤波器抽头)。这种分数间隔的均衡器与假设滤波器系数是多路径信号的时间延迟的整数倍的常规均衡器形成对比。具体来说，常规MMSE均衡技术以对应于码片整数倍的间距来界定滤波器系数。

为计算分数间隔均衡的信道方差，可能需要来自不同接收样本的两个或两个以上协方差。例如，协方差可针对接收信号的奇数和偶数样本来确定。然后，可以基于所估计的信道脉冲响应和针对奇数和偶数样本确定的协方差来界定均衡器的滤波器系数。

本文所述技术可以允许均衡器考虑到天线分集，例如接收分集、发射分集或可能二者。天线分集涉及无线通信，其中发射或接收装置针对无线信号的发射或接收实施多个天线。发射分集涉及来自多个发射天线的信号传输。接收分集涉及使用多个接收天线的信号接收。

图1是图解说明包含发送装置12的无线通信系统10的框图，发送装置12通过通信信道15向接收装置14发送扩频无线通信。发送装置12可以包括基站，且接收装置14可以包括移动手机。或者，发送装置12可以包括移动手机，而接收装置可以包括基站。在任一情形中，接收装置14均包含执行如本文所述的均衡技术的均衡器16。

例如，如下文概述，将均衡器16分数间隔。因此，均衡器16界定分数滤波系数(滤波器抽头)。均衡器16可以根据不同接收样本确定两个或两个以上协方差以计算信道方差。协方差可针对所接收信号的奇数和偶数样本来确定。然后，可以基于所估计的信道脉冲响应和针对奇数及偶数样本确定的协方差来界定均衡器16的滤波器系数。

图2是可以对应于图1的系统10的系统20的更详细框图。图2的系统20包含通过通信信道25向接收装置24发送扩频无线通信的发送装置22。

如图2中显示，发送装置22可以包含脉冲成形器31。脉冲成形器31一般代表各种根据扩频无线通信标准执行基带码片在载波波形上的调制的单元或组件。发送装置22还包含发射滤波器32。经由通信信道25将信息从发送装置22发送到接收装置24。

接收装置24包含各种RF处理组件，例如加法器35和接收滤波器36。所图解说明的对加法器的输入“N(0，σ²)”代表均值为0和方差为σ²的噪声。均衡器38具有能够以分段码片值处理输入的可编程抽头。接收装置24还包含解成形器39，其一般代表执行降频转换以根据频谱无线通信标准从载波波形移除基带码片的单元或组件。应注意，发送装置22处的数字-模拟转换和接收装置24处的模拟-数字转换并未显示于图2中。发送装置22处的数字-模拟转换通常发生在发射滤波器32的滤波之前，而模拟-数字转换通常发生在接收滤波器36的滤波之前。

图2中的符号说明复值码片。发射器和接收器处的滤波通常以码片速率的M倍完成，其中M代表每码片的样本数。然而，也可以使用其他滤波速率。信道脉冲响应可以对应于M倍的码片速率间距。均衡器38具有被Tc/M间隔开的抽头，其中T_c代表单位为秒的码片周期，且M代表每码片的样本数。

以下表1概述在这一揭示内容中使用的各种符号，及这些符号的对应说明

表1

符号	说明
		Tc	以秒为单位的码片周期
M	每码片的样本数(Tc秒)。例如，我们通常设定M＝2。
		h(kTc/M)	总脉冲响应(包含发射滤波器、接收滤波器的效果)。这是每Tc秒M个符号的离散时间序列。
x(nTc)	在发射器处对脉冲成形器的输入。这是每码片一个条目的离散时间序列。这是具有每码片单位能量的广义平稳随机过程。其由所有组成Ior的数据组成。这一序列已被加扰。加扰序列假设为具有零均值的i.i.d。这使得x(nTc)序列为零均值不相关序列，即E[x(nTc)x≠(mTc)]＝E[|x(0)|2]·δ(n-m)＝Ior·δ(n-m)＝δ(n-m)
		Pn	所述加扰序列。这是i.i.d零均值序列。
y(kTc/M)	对均衡器滤波器输入的数据。这一数据已经被接收器滤波(与发射器脉冲匹配)。存在每Tc秒M个符号。

z(kTc)	均衡器滤波器的输出。每码片一个条目。在对均衡器的输入和均衡器的输出之间存在固有的二次采样。输入包含每码片M个符号，而输出是每码片一个符号。我们希望使得z(kTc)在MMSE方向上接近x(kTc)。
		w(kTc/M)	在接收器滤波之后的经采样噪声(与发射器脉冲匹配)。自然地，这一离散时间随机过程是相关的。
c(kTc/M)	均衡器滤波器系数。抽头间距为Tc/M。
		L	均衡器的长度。为便利起见，L被假设为偶数。
r(kTc/M)	在信道理想时，在发射器和接收器滤波后的所接收信号的脉冲响应。这是具有过剩带宽0.22的升高余弦频谱的反向傅立叶变换的采样。这还是两个噪声样本w被kTc/M分开的(正规化)相关。
		σ	在接收器滤波之前的噪声标准偏差。
Z，2Z，2Z+1	分别为整数组、偶数整数组、和奇数整数组。

再次参照图1，对均衡器16的输入可由下列代表：

$y\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)$

且一般可以由以下等式给出：

$y\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)=\underset{n\∈E}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}-n{T}_c)+w\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right),$ 其中k∈Z.等式1

需要识别实现所传输码片的线性表达式x(tT_c)的MMSE，其中t是基于所接收的y流的符号的有限数。这导致了以下等式：

$z\left({\mathrm{tT}}_c\right)=\underset{k=a}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}c\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)\·y({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}),$ ：其中t∈Z.等式2

滤波器终端可以是时间示例aT_c/M和bT_c/M，其中两端均包含在内。对于跨越L个抽头的滤波器，量a和b可以是(例如)a＝-L/2+1和b＝L/2。量c(kT_c/M)构成均衡器滤波器系数。

根据本揭示内容，一个目标是将由以下方程式代表的均值方差最小化：

E[|z(tT_c)-x(tT_c)|²]

为执行这一最小化，均衡器的码片间距输出非常重要，且因此目标时间示例tT_c也非常重要，其中t是整数。

由下式给出的误差：

[z(tT_c)-x(tT_c)]

应该与产生估计值的观测值正交。换句话说，对于固定的

$E[(z\left({\mathrm{tT}}_c\right)-x\left(t{T}_c\right))\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})]=0,$ 其中j＝a，a+1，...，b.|等式3

参照所述输入的所有组件的统计值(对I_OR产生影响)、加扰序列的统计值和噪声的统计值来应用这一期望。I_OR代表总的基站功率。上述方程式组可以针对固定的

t∈Z

被重写为

$\left[\right[\underset{k=a}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}c\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)\·y({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M})-x\left({\mathrm{tT}}_c\right)]\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})]=0,$ 其中j＝a，a+1，...，b.等式4

互相关项可以使用方程式1确定，如下：

$E[x\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})]=E[x\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·{[\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)+w\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}\right)]}^2]$

$=E[x\left({\mathrm{tT}}_a\right)\·{\left[x\left({\mathrm{tT}}_c\right)h\left(\frac{-f{T}_c}{M}\right)\right]}^2]$

$=E\left[{\left|x\left(0\right)\right|}^2\right]\·h^{*}\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right)=h^{*}\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right).$ 等式5

在产生方程式5的上述等式链中，通过使用等式1且用tM-j置换k来得出第一等式。由于所传输符号x(tT_c)独立于噪声序列w且在n不等于t时与x(nT_c)不相关(因为加扰序列是具有零均值的i.i.d(独立且恒等分布)序列)来得出第二等式。由于所传输符号x(tT_c)对不同的正交可变扩展因子(OVSF)码包括独立的零均值数据来得出第三等式。此外，

E[|x(0)|²]＝1.

自相关项可被估计如下：

$[y({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M})\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})]$

$E\left[\right[\underset{m\∈Z}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{mT}}_c\right)\·h(\frac{(\mathrm{tM}-k)T_c}{M}-{\mathrm{mT}}_c)+w\left(\frac{(\mathrm{tM}-k)T_c}{M}\right)]\·[\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)+w{\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}\right)]}^2]$

$E\left[\right[\underset{m\∈Z}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{mT}}_c\right)\·h(\frac{(\mathrm{tM}-k)T_c}{M}-{\mathrm{mT}}_c)\left]{[\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)]}^2\right]$

$+E\left[w\left(\frac{(\mathrm{tM}-k)T_c}{M}\right)w^{*}\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}\right)\right]$

$\left[\underset{m\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h(\frac{(\mathrm{tM}-k)T_c}{M}-m{T}_c)h^{*}\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}m{T}_c\right)\right]+{\mathrm{\σ}}^2\·r\left(\frac{(j-k)T_c}{M}\right).$

$\left[\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M})h^{*}({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})\right]+{\mathrm{\σ}}^2\·r\left(\frac{(j-k)T_c}{M}\right).$ 等式6

导出等式6的上述等式系列可以获得如下。通过等式1的替换来得出第一等式，其中在第一y项中用tM-k置换k，且在第二y^*项中用tM-j置换k。由于相位成形滤波器输入端处的信号x(nT_c)独立于由信道添加的噪声而得出第二等式。由于加扰序列是具有均值0的i.i.d，得出第三等式中的第一项且因此

E[x(nT_c)·x^*(mT_c)]＝δ(n-m)，

(即x(nT_c与单元能量不相关)。因此，二重求和(对n和m)成为单次求和(对m)。由于这是经接收器根升余弦波形过滤的白噪声的结果而得出第二项。通过设定l＝t-m且通过观察l何时通过整数(m也是如此)来获得最后一等式。

((b-a+1)²元素的)方阵A和R可被界定为：

$A(j,k)=\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M})\·h^{*}({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M}).$ 等式7

及

$R(j,k)={\mathrm{\σ}}^{2}r\left(\frac{(j-k)T_c}{M}\right).$ 等式8

等式4中的正交条件则可表达为：

$\underset{k=a}{\overset{b}{\mathrm{\Σ}}}[A(j,k)+R(j,k)]\·c\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)=h^{*}\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right),$ 其中j＝a，a+1，...，b.      等式9

这以矩阵形式等价表示为：

$[A+R]\left[\begin{array}{c}c\left(\frac{{\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ c\left(\frac{(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c\left(\frac{{\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}^{*}\left(\frac{-a{T}_c}{M}\right)\\ h^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h^{*}\left(\frac{{-\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]$ 等式10

为证明等式10具有直观意义，人们可考虑在M-1时(针对码片间隔均衡器)噪声占优势(即 $R+A\≅{\mathrm{\σ}}^{2}I$ )的特定情况。在这一情形中，明显看出c与h*(-n)成比例，即匹配信道脉冲响应的分级滤波器。应注意，仅在将写入滤波器时写入向量c，但以时间逆转次序写入等式10右侧上含有h的的向量。

参照等式10可以做出数个关键观测。首先，A和R是埃尔米特矩阵(Hermitianmatrix)。这些可以从等式7和等式8轻松验证，且r序列的特性是均衡且有效的。

第二，A一般不是托布里兹矩阵(Toeplitz matrix)。为证明这一点，仅令M＝2，并假设A(0，0)和A(l，1)。这些由下式给出：

$A\left(\mathrm{0,0}\right)=\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h\left({\mathrm{lT}}_c\right)\·h^{*}\left({\mathrm{lT}}_c\right)$

$A(1,1)=\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{lT}}_c-\frac{T_c}{2})\·h^{*}({\mathrm{lT}}_c-\frac{T_c}{2})$

第一个量是复合信道响应的准时组件的能量(其中复合信道是发射器、滤波器、信道和接收器滤波器合在一起)。第二个量是复合信道响应的早期组件的能量。这两个元素不必相同。导致A的非Toeplitz特性的关键因素是码片x进入脉冲成形滤波器的M个输入序列的非平稳(更精确地说，非广义平稳)特性。因此，对均衡器滤波器的所述输入的M个阶段中的每一者均具有不同统计值。

针对其中M＝2的情形，A(j，k)可简化如下。对于

量A₀(j-k)可被界定为

$A(j,k)=\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{2})\·h^{*}({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{2})=\underset{m\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h\left({\mathrm{mT}}_c\right)\·h^{*}({\mathrm{mT}}_c-\frac{(j-k)T_c}{2})\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{A}_0(j-k).$

同样，对于

量A₁(j-k)可被界定为

$A(j,k)=\underset{l\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{2})\·h^{*}({\mathrm{lT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{2})=\underset{m\∈Z}{\mathrm{\Σ}}h({\mathrm{mT}}_c-\frac{T_c}{2})\·h^{*}({\mathrm{mT}}_c-\frac{T_c}{2}-\frac{(j-k)T_c}{2})\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{A}_1(j-k).$

量A₀(j-k)代表分开(j-k)T_c/2秒的样本相关性，其中开始地址对应于准时样本。量A₁(j-k)代表以(j-k)T_c/2秒分开的样本相关性，但开始地址对应于早期样本。

如果假设a是奇数且假设b是偶数，则矩阵A专用于以下形式：

上述矩阵的对角元素针对M＝2的情形而交替。一般来说，对角元素以周期性M来重复。由于矩阵不再是Toeplitz，则在使用频率域均衡时必须注意。为实现这一目的，可将所述矩阵分解为4个较小的Toeplitz矩阵，且所述4个较小的Toeplitz矩阵可用于执行频率域均衡。

如S.U.H Qureshi的“自适应性均衡(Adaptive Equalization)”(Proceedings of theIEEE，第73卷，第9号，1349-1387页，1985年9月)中所述，在多余带宽小于1的系统中(应注意，WCDMA系统中的脉冲宽度具有多余带宽为0.22)，即使在不存在噪声时，对应于有限数量个均衡器抽头的相关矩阵也是满秩的。因此，即使在高等几何的条件下，最小均方(LMS)算法将会聚到唯一解决方案。

再次参照图1，在接收装置14的均衡器16中，以T_c/2间距(即M＝2)获得相关性和信道脉冲响应，这会导致均衡器16的滤波具有分数抽头间距。如上文列举，在k是整数时，

$A(j,k)+R(j,k)=A_0(j-k)+R(j-k)=E[y({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{kT}}_c}{2})\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{2})]$

及

$A(j+1,k+1)+R(j+1,k+1)=A_1(j-k)+R(j-k)=E[y({\mathrm{tT}}_c-\frac{{(k+1)T}_c}{2})\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{(j+1)T}_c}{2})]$

是不同的。第一个量对应于准时开始地址，且第二个量对应于早期开始地址。因此，均衡器16非常需要能够返回以下各量的估计值：

A₀(j)+R(j)andA₁(j)+R(j)，for j＝0，1，...，b-a.

这些值估计如下(其中^符号标识估计值而不是真实值)：

${\hat{A}}_0\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right)=\underset{s}{\mathrm{\Σ}}[y\left({\mathrm{sT}}_c\right)\·y^{*}({\mathrm{sT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{2})],\mathrm{for}j=\mathrm{0,1},...,b-a;$ ：及

${\hat{A}}_1\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right)=\underset{s}{\mathrm{\Σ}}[y({\mathrm{sT}}_c-\frac{T_c}{2})\·y^{*}({\mathrm{sT}}_c-\frac{T_c}{2}-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{2})],\mathrm{for}j=\mathrm{0,1},...,b-a.$

如在上述这些等式中直接可以观察到，开始地址针对所述两个估计值偏移一个半码片。此外，对s的积聚以码片间距为单位。最后，积聚长度是可以被编程设定的参数。将这一积聚长度设定为256的倍数。这还可以提供矩阵A+R的对角元素的改进估计值。

量2*(b-a+1)描述对均衡器的输入的相关矩阵。具体来说，这一量描述A+R矩阵的下三角部分。所述矩阵的上三角部分可以自动确定，因为A和R二者都是Hermitian矩阵。

在一个实施方案中，均衡器16的功能性实施于软件和硬件中。软件可以执行于数字信号处理器(DSP)上(未图解说明于图1中)，所述数字信号处理器甚至将在地址tT_c处开始的相关积聚编程。在这一情形中，均衡器16中的硬件可以返回对应于两组估计值，所述两组估计值对应于用于以下给出的第一子组相关性对开始地址tT_c的积聚：

$({\hat{A}}_0\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right)),$

及用于以下给出的第二子组相关性对开始地址tT_c-T_c/2的积聚：

$({\hat{A}}_1\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right)).$

对于均衡器16的替代第二实施方案，在所述DSP上执行的软件可以通过对第一次的开始地址tT_c和第二次的开始地址tT_c-T_c/2进行编程来两次触发相关性。均衡器16中的硬件可以相依于所编程的开始地址是对应于“准时”还是“早期”样本而返回

$({\hat{A}}_0\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right))$

或

$,({\hat{A}}_1\left(j\right)+\hat{R}\left(j\right))$

在这一情形中，DSP将两个任务编程以获得与在上述第一实施方案中相同的信息。在任一情形中，硬件还可以用于根据常规信道脉冲响应估计技术来估计信道脉冲响应。

在DSP上执行的软件还可以通过考虑相关矩阵不是Toeplitz矩阵而是可以被分成4个Toeplitz子矩阵的事实来利用相关矩阵。然后，如果需要，可以开发Toeplitz子矩阵以实施频率域均衡。

如上文提及，本文所述均衡技术能够处理天线分集。此外，天线分集涉及无线通信，其中发射或接收装置为无线信号的发射或接收实施多个天线。发射分集涉及来自多个发射天线的信号传输。接收分集涉及使用多个接收天线接收信号。

对于发射分集，假设导频和数据信道是码分多址的(如在WCDMA系统中)。两个不同天线上的导频图案可以允许搜索器在从发射器到接收器的路径上识别信道的脉冲响应。确切地说，共用导频信道(CPIGH)上的图案可能如下：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ant}0\→\\ \mathrm{Ant}1\→\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccccccccccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& \·& \·& \·& 1& 1& 1\\ 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1& 1& \·& \·& \·& 1& 1& -1\end{array}\right].$

上文代表的每一符号(1或-1)都是256码片符号，其乘以(1+j)以产生复值(随后将其加扰)。在一个帧中可能存在150个符号。应注意，所述150个符号中的周期可能是4，且150 MOD 4＝2。因此，上一图案可能未完成，且上一图案可以在帧的开始时重设。

在闭合回路发射器分集中，第二天线(Ant1)上的数据可以相对于第一天线(Ant0)上的数据具有恒定的相位偏移。这一相位偏移可以按每时槽一次的速率改变。以下表达式

x_a(kT_c/M)，a＝0，1，

被标识为来自两个不同天线的组合传输。然后，令

h_a(kT_c/M)

代表从发射器天线a到接收器(在这一实例中假设为单个天线接收器)的信道响应。然后，由下式给出所接收信号：

$y\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right)=\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}{x}_0\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h_0(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)+\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}{x}_1\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h_1(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)+w\left(\frac{{\mathrm{kT}}_c}{M}\right),$ 等式11

所述两个发射器天线上的数据信号的相位偏移可经设定以排列数据来使接收器处的数据信号互相增强。因此，使一个均衡器经配置以产生：

x₀(kT_c/M)

且另一均衡器经配置以产生：

x₁(kT_c/M)，

其在MMSE意义中不是正确的标准。这是因为，在执行均衡时，指示在信道之间存在相位偏移的信息被丢失，且数据需要重新排列以作补偿。

令d(kT_c/M)代表通过第0个天线传输的半码片数据组件，且令(w₁)d(kT_c/M)代表通过第1个天线传输的半码片数据组件。在这一情形中，目标是以码片间距将

E[|z(tT_c)-d(tT_c)|²]，

最小化，其中z(tT_c)由等式2给出，c由c_d置换，其中下标d代表经配置以按MMSE意义产生实际数据的滤波器。等式3的正交原则可能需要以类似于等式5的方式对截项进行估计。这由下式给出：

$E[d\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·y^{*}({\mathrm{tT}}_c-\frac{{\mathrm{jT}}_c}{M})]$

$=E[d\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·[\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}{x}_0\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h_0\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}{-\mathrm{nT}}_c\right)+\underset{n\∈Z}{\mathrm{\Σ}}{x}_1\left({\mathrm{nT}}_c\right)\·h_1(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}-{\mathrm{nT}}_c)+w\left(\frac{(\mathrm{tM}-j)T_c}{M}\right){]}^2]$

$=E[d\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·{\left[x_0\left({\mathrm{tT}}_c\right)h_0\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right)\right]}^2]+E[d\left({\mathrm{tT}}_c\right)\·{\left[x_1\left({\mathrm{tT}}_c\right)h_1\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right)\right]}^2]$

$=E\left[{\left|d\left(0\right)\right|}^2\right](h_0^{*}\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right)+w_1^{*}{h}_1^{*}\left(\frac{{-\mathrm{jT}}_c}{M}\right)).$

在上述等式链中，通过使用等式11而用tM-j置换k来得出第一等式。由于所传输符号d(tT_c)独立于噪声序列w，且在n不等于t时与xa(nT_c)不相关(a＝0，1)而得出第二等式，因为加扰序列是具有零均值的i.i.d序列。由于所传输符号d(tT_c)包括不同OVSF码上的独立零均值数据而得出第三等式。此外，这一数据在所述两个天线上的权数是1和w₁。

所述自共变矩阵可被标识为A+R，恰如上文所概述。A和R相依于h0和h1的方式将不同，但这并不重要，因为人们可以估计自共变并使用这一经估计矩阵来获得均衡器滤波器。

所要解决的最终矩阵等式是：

$[A+R]\left[\begin{array}{c}{c}_d\left(\frac{{\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ c_d\left(\frac{(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_d\left(\frac{{\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]=E\left[{\left|d\left(0\right)\right|}^2\right](\left[\begin{array}{c}{h}_0^{*}\left(\frac{{-\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ h_0^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_0^{*}\left(\frac{{-\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]+w_1^{*}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\left(\frac{-a{T}_c}{M}\right)\\ h_1^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_1^{*}\left(\frac{-b{T}_c}{M}\right)\end{array}\right])$ 等式12

应强调，等式12中的A矩阵可能不同于等式10中的A矩阵。

在这一点处，需要在时间t处(即p(tT_c))均衡导频码片。需要这一点以补偿任何接收器引起的相位伪影，且在均衡之后执行。可使用类似于上文概述技术的技术以将

E[|z_p(tT_c)-p(tT_c)|²]，

最小化，其中z_p是经均衡的导频序列。获得类似于等式12的以下等式：

$[A+R]\left[\begin{array}{c}{c}_{p,i}\left(\frac{{\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ c_{p,i}\left(\frac{(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{p,i}\left(\frac{{\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]=E\left[{\left|p\left(0\right)\right|}^2\right](\left[\begin{array}{c}{h}_0^{*}\left(\frac{{-\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ h_0^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_0^{*}\left(\frac{{-\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]+w_{p,i}^{*}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\left(\frac{-a{T}_c}{M}\right)\\ h_1^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_1^{*}\left(\frac{-b{T}_c}{M}\right)\end{array}\right])$ 等式13

其中w_p，i是针对所关注码片t而相对于天线0在天线1上的导频权数。这相依于10毫秒帧内的256个码片相位而是1或-1。根据这一权数，均衡器滤波器由c_p，i代表，其中使用I＝0或1，其中c代表均衡滤波器权数(抽头)，p代表导频且i代表发射天线数。

应注意，使用两组满足以下等式(i＝0，1)的均衡器组件滤波器c_i可以同时实现数据和导频均衡

$[A+R]\left[\begin{array}{c}{c}_i\left(\frac{{\mathrm{aT}}_c}{M}\right)\\ c_i\left(\frac{(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_i\left(\frac{{\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\left(\frac{-a{T}_c}{M}\right)\\ h_1^{*}\left(\frac{-(a+1)T_c}{M}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_1^{*}\left(\frac{{-\mathrm{bT}}_c}{M}\right)\end{array}\right]$ 等式14

以下等式根据组件滤波器c₀和c₁提供数据和导频均衡器系数：

$c_d=E\left[{\left|d\left(0\right)\right|}^2\right][c_0+w_1^{*}{c}_1],$

及

$c_{p,i}=E\left[{\left|p\left(0\right)\right|}^2\right][c_0+w_{p,1}^{*}{c}_1],$

其中w_p，i是1或-1。

为实现导频和数据均衡器滤波器二者的输出，均衡器16(图1)可以调动经编程的数字信号处理器(DSP)以实施组件滤波器c₀和c₁。同一数据可被过滤两次(数据和导频滤波器的每一者各一次)且可基于闭合回路传输分集(CLTD)权数而被放在一起。

E[|d(0)|²]

的缩放比例应该已经包含。类似地，导频将基于帧内符号的导频权数而被放在一起。向量内外积块在均衡后将具有对导频能量范围的额外业务。确切地说，替代

E[|p(0)2|²]

向量内外积块在均衡之后具有比例缩放

E[|d(0)|²])，

其可在向解调器后端发送信号之前补偿所述比例缩放。

图3是描绘无线通信装置50的一个实施例的框图，其中无线通信装置50包含对所接收信号进行过滤的均衡器60。无线通信装置50可以包含一个或一个以上接收扩频无线信号的天线52。如本文概述，所描述的均衡技术可经实施以处理天线分集或无分集。

无线通信装置50可以特征化为具有前端51和后端61。前端51包含RF模拟处理组件54，以对所接收信号执行任何必要或必需的模拟处理。前端51还包含模拟-数字转换器56，以将所接收信号转换为数字样本。

均衡器60实施本文所述的一个或一个以上均衡技术。确切地说，均衡器60可经配置以估计信道脉冲响应，通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差，及基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。均衡器60可以被分数间隔，以按一个半码片将滤波器抽头分开。

后端61包含各种可用于处理由前端51产生的符号的组件。在一个实例中，后端61包含用以移除施加到所述数据的任何交错的解交错器、用以执行解速率匹配的解速率匹配单元和用以将数据解码的解码器。对于正交放大调制，最小似然比(LLR)抽取可以由后端61在解交错之前执行。在任一情形中，数字信号处理器(DSP)可以用于根据扩频解调来实施后端61技术。在某些实施例中，在后端61中实施的DSP可由均衡器60调动以执行均衡的各个方面。

图4是描绘均衡器70的各例示性级的一个例示性框图。图4中显示的级通常跟随有在后面的图中显示的其他级。因此，均衡器70一般可以对应于由均衡器60所执行的均衡的早期级(图3)。尽管在图4上图解说明例示性位长度，但可在需要时针对实施方案改变位长度。同样地，下文所述的许多其他图示图解说明例示性位长度。然而，这些可能针对其他实施方案而改变。

样本服务器72一般代表在模拟-数字转换之后存储样本的存储器的一部分。旋转器73取消所接收样本中的频率误差并将其转发到向量内外积块74。向量内外积块74和求和单元75可被一起视为均衡器70的滤波器。

向量内外积块74执行向量内外积操作，其中

Dot-cross(x，y)＝ComplexMultiply (x，conj(y))

图5A和图5B分别图解说明可用于解决下式的硬件：

Complex Multiply(x1+j x Q)(y1+jyQ)

为硬件便利起见，可以使用对称饱和，即范围可以总是为[-(2^(K-1)-1)，(2^(K-1)-1)]，其中K代表在饱和之后使用的位数。如图5A中显示，乘积实数单元84包含两个乘法器单元85、86，其接收相应的输入(如显示)并产生由加法器单元87将其彼此相减的输出。如图5B中显示，乘积虚数单元94包含两个乘法器单元95、96，其接收相应输入(如显示)并产生由加法器单元97将其彼此相加的输出。

再次参照图4，求和单元将超过64个抽头相加，尽管也可以界定更多或更少个抽头。可编程舍入单元76根据实施方案来执行舍入(在这一实例中，舍入位在[3...13]的范围内)。饱和单元77对所述信号执行饱和，且解加扰单元78使用已知码将所述信号解加扰。均衡器输出盒79一般代表均衡器70的输出，其可以存储在存储器中。可以针对与不同分集情形相关联的不同均衡器输出来界定不同的存储器地址。

图6A-6C是分别图解说明根据这一揭示内容的实施例针对不同分集情形写入存储器中的均衡器输出的框图。确切地说，图6A图解说明无分集的情形，即发送装置和接收装置各自具有单个(无区分)天线。图6B图解说明接收(Rx)分集的情形，即接收装置具有两个或两个以上接收天线。图6C图解说明发射(Tx)分集的情形，即发射装置具有两个或两个以上发射天线。对于移动单元，分集情形(Tx、Rx或无分集)可由通信基站识别给移动单元。然后，所述移动单元可以根据由基站识别的分集状态来操作。

如从图6A-6C中可以了解，如本文所述的无线通信装置可以包含均衡器，所述均衡器经配置以针对无分集(图6A)而以第一方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出，针对其中向无线通信装置发送信号的发送装置包含多个发射天线的发射分集(图6C)以第二方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出，及针对其中无线通信装置包含多个接收天线的接收分集(图6B)以第三方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

对于无分集，如图6A中显示，标识为102的均衡器输出0仅被写入标识为104的存储器位置(均衡器组合器RAM)。对于接收分集，如图6B中显示，再次标识为102的均衡器输出0与标识为106的均衡器输出1组合。确切地说，如图6B中显示，标识为102的均衡器输出0存储在标识为104的均衡器组合器RAM中。然后，加法器105将标识为106的均衡器输出1与均衡器组合器RAM 0的内容求和，单元107在将其存储回均衡器组合器RAM 0之前将其饱和到8位。

对于发射分集，如图6C中显示，标识为102的均衡器输出0存储在标识为104的均衡器组合器RAM 0中，而标识为106的均衡器输出1存储在标识为108的均衡器组合器RAM 0中。

图7是图解说明用于产生不同共用导频信道(CPICH)信号的CPICH产生单元120的框图。CPICH产生单元可以形成均衡器60的一部分(图3)。均衡器RAM 110一般代表在图6A-6C中标识为104的均衡器RAM 0或在图6C中标识为108的均衡器RAM 1的任一者。如下文更详细概述，不同的CPICH信号可以基于分集来产生。此外，在移动单元的范围内，分集已知为基站将这一信息连通到移动单元。

cpichDMA、cpich256、cpichPri512和cpichDiv512各自涉及可由单元120产生的不同CPICH信号。不同的CPICH信号可用于不同的天线分集情形，如下文更详细概述。cpichDMA以所有模式产生并发送到解调器，例如解调器65(图3)。如果“分集导频(diversityPilot)”符号不在则产生cpich256。如果“分集导频”符号存在则产生cpichPri512和cpichDiv512。应注意，即使高速共享控制信道(HS-SCCH)或高速物理数据共享信道(HS-PDSCH)均不使用发射分集，也可能存在“分集导频”符号。

如图7中显示，均衡器RAM 110向CPICH产生单元120提供输入。CPICH产生单元120包含OVSF解扩展单元122，其应用正交可变扩展因子(OVSF)以将输入乘以代码来促进导频信道的积聚。积聚器124对(例如)256个样本进行积聚以恢复导频信道。积聚器124的输出对应于cpichDMA。

为产生cpich256，旋转器126将积聚器124的输出旋转45°。然后，舍入单元128对旋转器126的输出进行舍入以移除4位，并由饱和单元130将其饱和到10位。饱和单元130的10位输出是cpich256。然而，以各种级产生CPICH信号的位长度再次可能不同于其他实施方案。

cpichPri512和cpichDiv512信号用于发射分集状态，如下文更详细描述。为产生cpichPri512，将旋转器126的输出发送到蝶形加法器132，其添加一对连续CPICH信号以取消与第二发射天线相关联的信号部分，藉此保留仅所述信号与第一发射天线相关联的部分。然后，舍入单元134对蝶形加法单元132的输出进行舍入以移除5位，并由饱和单元136将其饱和到10位。饱和单元136的所述10位输出是cpichPri512。

为产生cpichDiv512，向蝶形减法单元138发送旋转器126的输出，蝶形减法单元138减去一对连续CPICH信号以取消所述信号与第一发射天线相关联的部分，藉此保留仅所述信号与第二发射天线相关联的部分。然后，舍入单元140对蝶形减法单元138的输出进行舍入以移除5位并由饱和单元142饱和到10位。饱和单元142的所述10位输出是cpichDiv512。

图8-13是图解说明其中产生不同CPICH信号的不同情形的框图。图8-13中描绘的某些或所有情形可由均衡器60来实施(图3)。如图8中显示，当在移动单元处未检测到发射(Tx)分集导频符号时，均衡器组合器RAM 0(104)向CPICH产生单元120提供输入，CPICH产生单元120产生及输出cpich256 。

如图9中显示，当存在发射(Tx)分集导频符号但不存在用于用户设备(UE)的空时发射分集(STTD)或闭合回路发射分集(CLTD)时，产生及使用cpichPri512。UE一般涉及移动装置，即用户设备。在这一情形中，组合器RAM 0(104)向CPICH产生单元120提供输入，CPICH产生单元120产生及输出cpich512。

如图10中显示，在使用空时发射分集(STTD)时，针对第0个发射天线产生cpichPri512且针对第一个发射天线产生cpichDiv512。如图所示，在这一情形中，均衡器组合器RAM 0(104)对应于针对发射天线0对CPICH产生单元120的输入，且均衡器组合器RAM 1(108)对应于针对发射天线1对CPICH产生单元120的输入。CPICH产生单元120使用这些相应输入为第0个发射天线产生cpichDiv512及为第1个发射天线产生cpichDiv512。

如图11中显示，对于接收(Rx)分集，可以使用对图7中所例示组件的轻微修改来组合两个对应于两个接收天线的输入来产生单个cpich256。在这一情形中，均衡器输出0(见图6B，102)对应于接收(Rx)天线0，且均衡器输出1(见图6B，106)对应于接收(Rx)天线1。这些相应输入各自被提供给CPICH产生单元120，CPICH产生单元120为每一输入产生cpichDMA。然后，旋转器141、143将每一相应cpichDMA旋转45°，并由加法器144将旋转器141、143的输出加在一起。舍入单元146对加法器144的输出进行舍入以移除4位，且随后由饱和单元148将其饱和到10位。针对接收分集的情况，饱和单元148的输出包括cpich256。

图12图解说明具体针对闭合回路发射分集(CLTD)以2遍式模式产生CPICH信号。2遍式模式涉及其中你将数据均衡两次的模式，每次针对两个发射天线中的每一者。如上文显示，针对CLTD，均衡器组合器RAM 0(104)与发射(Tx)天线0相关联，且均衡器组合器RAM 1(108)与发射(Tx)天线1相关联。CPICH产生单元120使用这些相应输入来针对第0个发射天线产生cpichPri512和cpichDiv512，且针对第1个发射天线产生单独的cpichPri512和cpichDiv512。

图13是基于从图12的说明中产生的相应CPICH信号来图解说明cpichCLTD的产生的图示，cpichCLTD是闭合回路发射分集的控制信号。应注意，图13图解说明针对“2遍式模式”的CPICH信号的产生。对于1遍式模式中的CLTD，图13的分支对应于cpichPri5 12Txl，且cpichPri5 12Txl可被消除。

如文中标记，图13的输入是图12的输出。如图显示，加法器160将cpichPri512Tx0和cpichDiv5 12Tx0相加，且使用乘法器162将总和乘以w0。变量w0涉及发射天线0的闭合回路发射分集权数。以类似方式，加法器164将cpichPri512Txl和cpichDiv512Txl相加，且使用乘法器166将总和乘以w1。变量w1涉及发射天线的闭合回路发射分集权数。

使用加法器168将乘法器162和166的输出加到一起。然后，将加法器168的输出馈送到可编程舍入单元170，舍入单元170在这一实例中可在[8，9]的范围内编程以舍入8位或9位。然后，饱和单元172将单元170的输出饱和到10位。饱和单元172的输出包括用于闭合回路发射分集的CPICH信号，即cpichCLTD。

图14是图解说明如何使用均衡器组合器RAM 180的内容来从所存储位中抽取所关注数据的框图。图14中图解说明的构架可以形成图3的均衡器60的一部分。均衡器组合器RAM 180可以对应于均衡器组合器RAM 0(104)或均衡器组合器RAM 0(108)中的任一者。同一硬件可以用于从存储于两个存储器位置中的位中抽取数据。如图显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取。FHT16是块大小为16的快速哈达玛变换(FHT)单元。

如图显示，FHT16(182)包含OVSF解扩展单元184、积聚超过16个循环的积聚器186、舍入1位的舍入单元188及饱和到9位的饱和单元190。FHT16(182)的输出是数据16，其代表高速物理数据共享信道(HS-PDSCH)信道上的单个调制符号。“向量内外积”操作通常执行于这种数据上以取消由信道引入的随机相位变化。

图15-22是图解说明可用于实施“向量内外积”操作的构架的各种例示性框图。此外，这种向量内外积操作在均衡期间用于数据以取消由信道引入的随机相位变化。图15-22中所描绘的某些或全部构架可以形成图3的均衡器60的一部分。

图15是图解说明可用于在信道上不存在分集导频时实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。如图15中显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取，例如如参照上文图14所解释。

向乘法器200提供FHT16(182)的输出，乘法器将FHT16(182)的输出乘以cpich256的共轭。舍入单元202对乘法器200的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元204将其饱和到9位。饱和单元204的输出是用于无分集情形的符号，其存储于符号缓冲器206中。存储在符号缓冲器206中的任何符号均可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图16是图解说明可用于在存在分集导频但不存在用于UE的空时发射分集(STTD)或闭合回路发射分集(CLTD)时实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。图16非常类似于图15，且在某些实施例中，可以使用相同组件来执行乘法、舍入、饱和及符号缓冲。然而，这些组件会在图15和16中以不同方式标记。

如图16中显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取，例如如参照上文图14来解释。向乘法器210提供FHT16(182)的输出，乘法器210将FHT16(182)的输出乘以cpichPri512的共轭。舍入单元212对乘法器210的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元214将其饱和到9位。当存在分集导频但不存在用于UE的空时发射分集(STTD)或闭合回路发射分集(CLTD)时，将饱和单元214的输出存储在符号缓冲器216中作为用于所述情形的符号。存储在符号缓冲器216中的任何符号都可以被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图17是图解说明可用于针对2遍式闭合回路发射分集(CLTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。如图16中显示，均衡器组合器RAM 0(104)和均衡器组合器RAM 1(108)各自在不同时间向FHT16(182)提供输入，或所述构架可以为来自两个RAM输入的数据同步产生而复制FHT16(如182A和182B所例示)。用于来自均衡器组合器RAM 0(104)的输入的FHT16(182A)输出最初存储在符号缓冲器220中。然后，加法器222把用于来自均衡器组合器RAM 0(104)的输入的FHT16(182A)输出添加到符号缓冲器220的这一临时内容，并由饱和单元224将其饱和到9位。

乘法器226将饱和单元224的输出乘以cpichCLTD的共轭。舍入单元228对乘法器226的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元229将其饱和到9位。然后，将饱和单元229的输出存储到符号缓冲器220中作为用于2遍式闭合回路发射分集(CLTD)的符号。可以注意到，用于来自均衡器组合器RAM 0(104)的输入的FHT16(182A)输出由符号缓冲器220中的单元229的输出置换。然后，可以将存储在符号缓冲器220中的任何符号转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图18是图解说明可用于针对空时发射分集(STTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。如图18中显示，均衡器组合器RAM 0(104)和均衡器组合器RAM 1(108)各自向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供输入，FHT16(182A)和FHT16(182B)可以是依序处理不同数据的相同组件，或如图14中所例示的FHT16(182)的复制版本。

将FHT16(182A)的输出馈送到乘法器230，乘法器230将FHT16(182A)的输出乘以cpichPri512Tx0的共轭。舍入单元232对乘法器230的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元234将其饱和到9位。饱和单元234的输出最初存储在符号缓冲器220中。

将FHT16(182B)的输出馈送到乘法器238，乘法器238将FHT16(182B)的输出乘以cpichDiv512Txl的共轭。舍入单元240对乘法器238的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元242将其饱和到9位。共轭(Conj)单元244产生饱和单元242的输出的共轭，其一般涉及对复数的虚数部分求反。然后，加法器/减法器246使最初存储在符号缓冲器236中的数据(来自饱和单元234)与共轭单元244的输出相组合。然后，在将加法器/减法器246的输出存储到符号缓冲器236中作为空时发射分集的符号之前，由饱和单元248将其饱和到9位。加法器/减法器246(即加法或减法)的功能是基于输入的实数或虚数性质。减去实数组分，而增加虚数组分。这相对于图18的界定复数乘法的构架。在任一情形中，然后可以将符号缓冲器236中的任何符号转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图19是图解说明可用于针对1遍式闭合回路发射分集(CLTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。如图19中显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取，例如如参照上文图14所解释。

向乘法器260提供FHT16(182)的输出，乘法器260将FHT16(182)的输出乘以cpichCLTD的共轭。舍入单元262对乘法器260的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元264将其饱和到9位。饱和单元264的输出是用于1遍式闭合回路发射分集的符号，且存储在符号缓冲器266中。被存储在符号缓冲器266中的符号可以被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图20-22是图解说明可用于对数据实施“向量内外积”操作以取消由信道引入的随机相位变化的均衡器构架的其他框图。图20-22中图解说明的SCCH寄存器一般是用于为共享控制信道存储符号的存储器。发生8次取样以允许SCCH借助将SCCH产生分解为8个每块具有16个位的单独块的实施方案来使用128个码片的扩展因子。使用FHT16来处理每一个块，且将结果一起相加或相减。在这一情形中，加法或加法相依于给定符号的HS-SCCH OFSF码号。一般来说，术语SCCH和HS-SCCH在这一揭示内容中同义使用。

图20是图解说明涉及其中存在无分集导频的情形的均衡器构架的框图。如图20中显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取，例如如上文参照图14所解释。向乘法器300提供FHT16(182)的输出，乘法器300将FHT16(182)的输出乘以cpich256的共轭。舍入单元302对乘法器300的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元304将其饱和到9位。使用加法器/减法器306将饱和单元304的输出积聚8个循环，其中加法或减法相依于给定符号的HS-SCCHOFSF码数。针对其中存在无分集导频的情形，这一积聚的最终结果包括HS-SCCH共享控制信道符号，且存储在共享控制信道(SCCH)寄存器308中。存储在SCCH寄存器308中的任何符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图21是图解说明涉及其中存在分集导频但不存在用于UE的空时发射分集(STTD)或闭合回路发射分集(CLTD)的情形的构架的框图。如图21中显示，均衡器组合器RAM 180向FHT16(182)提供输入，FHT16(182)执行数据位的抽取，例如，如上文参照图14所解释。向乘法器310提供FHT16(182)的输出，乘法器310将FHT16(182)的输出乘以cpichPri512的共轭。舍入单元312对乘法器310的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元314将其饱和到9位。使用加法器/减法器316将饱和单元314的输出积聚8个循环，其中所述加法或减法相依于给定符号的HS-SCCHOFSF码数。针对其中存在分集导频但不存在用于UE的空时发射分集(STTD)或闭合回路发射分集(CLTD)的情形，这一积聚的最终结果包括HS-SCCH共享控制信道符号，且存储在共享控制信道(SCCH)寄存器318中。存储在SCCH寄存器318中的控制符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图22是图解说明涉及空时发射分集(STTD)的情形的构架的框图。如图22中显示，均衡器组合器RAM 0(104)向FHT16(182A)提供输入，FHT16(182A)执行数据位抽取，例如，如上文参照图14的FTH16(182)所解释。向乘法器350提供FHT16(182A)的输出，乘法器350将FHT16(182A)的输出乘以cpichPri512Tx0的共轭。舍入单元352对乘法器350的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元354饱和到9位。使用加法器/减法器356对饱和单元354的输出积聚8个循环，其中所述加法或减法相依于给定符号的HS-SCCH OFSF码数。这一积聚的最终结果包括用于发射天线0的HS-SCCH共享控制信道符号，且针对空时发射分集(STTD)的情形存储在共享控制信道(SCCH)寄存器358中。存储在SCCH寄存器358中的这种符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

另外，对于发射天线1，均衡器组合器RAM 1(108)向FHT16(182B)提供输入，FHT16(182B)执行数据位抽取。向乘法器362提供FHT16(182B)的输出，乘法器362将FHT16(182B)的输出乘以cpichDiv512Txt的共轭。舍入单元364对乘法器362的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元366将其饱和到9位。共轭单元368产生饱和单元366的输出的共轭，这一般涉及对复数的虚数部分求反。使用加法器/减法器369对共轭单元368的输出积聚8个循环，其中所述加法或减法相依于给定符号的HS-SCCH OFSF码数。这一积聚的最终结果包括用于发射天线1的HS-SCCH控制符号，且针对空时发射分集(STTD)的情形存储在共享控制信道(SCCH)寄存器360中。

图23是图解说明用于可形成图3所示均衡器60的一部分的高速物理数据共享信道(HS-PDSCH)的构架的框图。在图23中，符号缓冲器380可以对应于上文针对不同分集情形论述的任一符号缓冲器。如图显示，使用乘法器382将符号缓冲器380的内容乘以HS-PDSCH符号度量比例因子。HS-PDSCH符号量度比例因子是用于对HS-PDSCH进行比例缩放的比例因子，且一般是无正负之分的量。舍入单元384对乘法器382的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元386将其饱和到9位。饱和单元354的输出包括存储在写入控制缓冲器(WCB)388中的解调符号。存储在WCB 388中的解调符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图24是图解说明可形成图3所示均衡器60的一部分的高速共享控制信道(HS-SCCH)的构架的框图。在图24中，SCCH寄存器390可以对应于上文针对不同分集情形论述的任一SCCH寄存器。如图显示，舍入单元392对SCCH寄存器390的内容进行舍入并由饱和单元394将其饱和到11位。乘法器396用于使饱和单元394的输出与HS-SCCH符号度量比例因子相乘。HS-SCCH符号度量比例因子是用于对HS-SCCH符号进行比例缩放的比例因子，且一般是无正负之分的量。

舍入单元398对乘法器396的输出进行舍入以移除4位并由饱和单元400将其饱和到5位。饱和单元400的输出包括被提供给HS-SCCH控制器406的HS-SCCH符号。HS-SCCH控制器406与寄存器相同之处在于其仅是用于存储HS-SCCH符号的唯一存储器位置。在任一情形中，可将存储在HS-SCCH控制器406中的符号转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图25是图解说明具体针对接收分集和闭合回路发射分集(CLTD)二者的CPICH信号的产生的框图。图25的构架可以形成图3所示均衡器60的一部分。在这一情形中，均衡器组合器RAM 0(104)向CPICH产生单元120提供输入，且CPICH产生单元120使用所述输入为第0个发射天线产生cpichPri512Tx0和cpichDiv512Tx0。

图26是基于从图25的说明而产生的相应CPICH信号来图解说明cpichCLTD的产生的框图，cpichCLTD是用于闭合回路发射分集的控制信号。图26的构架可以形成图3所示均衡器60的一部分。确切地说，如文中标记，对图26的输入是图25的输出。如图显示，使用乘法器420将cpichPri512Tx0乘以w0。此外，变量w0涉及发射天线0的闭合回路发射分集权数。以类似方式，使用乘法器422将cpichDiv512Tx0乘以w1。变量w1涉及发射天线的闭合回路发射分集权数。加法器426对乘法器420和422的输出求和，且舍入单元428对加法器426的输出进行舍入以移除9位并由饱和单元430将其饱和到10位。针对接收分集和闭合回路发射分集(CLTD)的情形，饱和单元430的输出包括cpichCLTD。

图27是图解说明具体针对接收分集和空时发射分集(STTD)二者产生CPICH信号的框图。图27的构架可以形成图3所示均衡器60的一部分。在这一情形中，均衡器组合器RAM 0(104)向CPICH产生单元120A和CPICH产生单元120B提供输入。CPICH产生单元120A和120B一般符合CPICH产生单元120(图7)，且可以包括接连使用的同一单元或可以包括复制的单元。在任一情形中，CPICH产生单元120A和120B使用所述输入为第0个发射天线产生cpichPri512Tx0和cpichDiv512Tx0。

图28是图解说明可用于针对接收分集(RxD)和闭合回路发射分集(CLTD)来实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。图28的构架可以形成图3中均衡器60的一部分。如图28中显示，均衡器组合器RAM 0(104)向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供输入。FHT16(182A)和FHT16(182B)可以是连续处理数据的同一组件，或如图14中例示的FHT16(182)的复制版本。将FHT16(182A)的输入装载到符号缓冲器450中。使用加法器452将FHT16(182B)的输出与FHT16(182A)的输出相加。然后，使用饱和单元454将加法器452的输出饱和到9位。乘法器456将饱和单元454的输出乘以cpichCLTD的共轭。舍入单元458对乘法器456的输出进行舍入以移除7位，且然后使用饱和单元460将其饱和到9位。将饱和单元的输出存储在符号缓冲器450中作为用于接收分集和闭合回路发射分集的情形的符号。存储在符号缓冲器450中的此类符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

图29是图解说明可用于针对接收分集(RxD)和空时发射分集(STTD)实施“向量内外积”操作的构架的例示性框图。图29的构架可以形成图3所示均衡器60的一部分。如图29中显示，均衡器组合器RAM 0(104)向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供输入。此外，FHT16(182A)和FHT16(182B)可以是连续处理所述数据的同一组件，或如图14中例示的FHT16(182)的复制版本。

乘法器470将FHT16(182A)的输出乘以cpichPri512Tx0的共轭。舍入单元472对乘法器470的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元474将其饱和到9位。饱和单元474的输出最初存储在符号缓冲器476中。

将FHT16(182B)的输出馈送到乘法器478，乘法器478将FHT16(182B)的输出乘以cpichDiv512Tx0的共轭。舍入单元480对乘法器478的输出进行舍入以移除7位，并由饱和单元482将其饱和到9位。共轭单元484产生饱和单元482的输出的共轭，饱和单元482的输出一般涉及对复数的虚数部分求反。然后，加法器/减法器486将起初存储在符号缓冲器476中的数据(来自饱和单元474)与共轭单元484的输出相组合。然后，在将加法器/减法器246的输出存储在符号缓冲器476中作为用于接收分集和空时发射分集的情形的符号之前，由饱和单元488将其饱和到9位。加法器/减法器488的功能(即加法或减法)是基于输入的实数或虚数性质。实数组分相减，而虚数组分相加。这会考虑到图29的界定复数乘法的构架。存储在符号缓冲器476中的符号可被转发到后端(例如图3中显示的后端61)以供解交错、解速率匹配和解码。

本文已描述大量均衡技术。所述均衡技术利用分数间隔的均衡器构架，其能够处理不同的天线分集情形。所述均衡器可以实施为硬件、软件、固件或其任意组合。如果将所述均衡器实施为软件，则执行所述软件的处理器可以采取微处理器或数字信号处理器(DSP)的形式，且可以与无线通信装置或基站相整合，或形成无线通信装置或基站的一部分。存储器可以存储所述软件，且可以采取随机存取存储器(RAM)的形式，RAM存储由处理器存取及执行以实施上述各种技术的程序码。

例示性硬件实施方案可以包含DSP、应用专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑装置、专用设计的硬件组件或其任一组合内的实施方案。

然而，也可作出各种其他修改，而不背离本发明的精神和范围。例如，其他类型的组件可用于实施本文所述的技术。另外，尽管已针对上述各种实例给出例示性位长度，但其他位长度也可以用于其他实施方案。因此，这些和其他实施例均在下述权利要求书的范围内。

Claims (31)

1、一种在扩频无线通信系统中的均衡方法，其包括：

估计信道脉冲响应；

通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差；及

基于所述估计的信道脉冲响应和所述估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。

2、如权利要求1所述的方法，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以几分之一码片间隔开的滤波器抽头。

3、如权利要求1所述的方法，其中所述均衡器包含两个或两个以上均衡滤波器，所述方法进一步包括基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

4、如权利要求3所述的方法，其进一步包括：

针对无分集以第一方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；

以针对发射分集的第二方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；及

以针对接收分集的第三方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

5、如权利要求4所述的方法，其进一步包括以针对发射和接收分集的第四方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

6、如权利要求1所述的方法，其中计算不同接收样本的所述两个或两个以上协方差包括计算奇数和偶数样本的协方差。

7、如权利要求1所述的方法，其进一步包括：

产生均衡器输出；及

基于所述均衡器输出和天线分集来产生共用导频信道(CPICH)。

8、一种用于扩频无线通信的均衡方法，其包括：

基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择两个或两个以上均衡滤波器的滤波系数；及

基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

9、如权利要求8所述的方法，其进一步包括：

以针对无分集的第一方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；

以针对发射分集的第二方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；及

以针对接收分集的第三方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

10、如权利要求9所述的方法，其进一步包括以针对发射和接收分集的第四方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

11、如权利要求8所述的方法，其进一步包括：

估计所述信道脉冲响应；及

通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计所述信道方差。

12、如权利要求11所述的方法，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以几分之一码片间隔开的滤波器抽头。

13、一种扩频无线通信装置，其包括：

接收器，其接收无线信号；及

均衡器，其估计信道脉冲响应、通过计算所述信号的不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差、及基于所述估计的信道脉冲响应和所述估计的信道方差来选择所述均衡器的滤波器系数。

14、如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以几分之一码片间隔开的滤波器抽头。

15、如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述均衡器包含两个或两个以上均衡滤波器，且其中所述均衡器经配置以基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

16、如权利要求15所述的无线通信装置，其中所述均衡器经配置以：

以针对无分集的第一方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；

以针对发射分集的第二方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出，在所述发射分集中向所述无线通信装置发送所述信号的发送装置包含多个发射天线；及

以针对接收分集的第三方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出，在所述接收分集中所述无线通信装置包含多个接收天线。

17、如权利要求16所述的无线通信装置，其中所述均衡器经配置以针对发射和接收分集的第四方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

18、如权利要求13所述的无线通信装置，其中所述均衡器通过计算奇数和偶数样本的协方差来计算不同接收样本的所述两个或两个以上协方差。

19、一种用于扩频无线通信装置的均衡器，所述均衡器经配置以：

基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择两个或两个以上均衡滤波器的滤波系数；及

基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

20、如权利要求19所述的均衡器，其中所述均衡器：

以针对无分集的第一方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；

以针对发射分集的第二方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出；及

以针对接收分集的第三方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

21、如权利要求20所述的均衡器，其中所述均衡器以针对发射和接收分集的第四方式组合所述两个或两个以上均衡滤波器的所述输出。

22、如权利要求19所述的均衡器，其中所述均衡器：

估计所述信道脉冲响应；及

通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计所述信道方差。

23、如权利要求22所述的均衡器，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以一半码片间隔开的滤波器抽头。

24、一种计算机可读媒体，其包括当在扩频无线通信装置中执行时致使所述装置通过以下步骤执行均衡的程序码：

估计信道脉冲响应；

通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计信道方差；及

基于所述估计的信道脉冲响应和所述估计的信道方差来选择均衡器的滤波器系数。

25、如权利要求24所述的计算机可读媒体，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以一半码片间隔开的滤波器抽头。

26、如权利要求24所述的计算机可读媒体，其中所述均衡器包含两个或两个以上均衡滤波器，所述方法进一步包括基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

27、如权利要求24所述的计算机可读媒体，其中计算不同接收样本的所述两个或两个以上协方差包括计算奇数和偶数样本的协方差。

28、如权利要求24所述的计算机可读媒体，其进一步包括当在执行时致使所述装置执行以下步骤的程序码：

产生均衡器输出；及

基于所述均衡器输出和天线分集来产生共用导频信道(CPICH)信号。

29、一种计算机可读媒体，其包括当在扩频无线通信装置中执行时致使所述装置通过以下步骤执行均衡的程序码：

基于所估计的信道脉冲响应和所估计的信道方差来选择均衡器的两个或两个以上均衡滤波器的滤波系数；及

基于天线分集来组合所述两个或两个以上均衡滤波器的输出。

30、如权利要求29所述的计算机可读媒体，其进一步包括当在所述扩频无线通信链中执行时致使所述装置执行以下步骤的程序码：

估计所述信道脉冲响应；及

通过计算不同接收样本的两个或两个以上协方差来估计所述信道方差。

31、如权利要求29所述的计算机可读媒体，其中所述均衡器是分数间隔均衡器，其具有以一半码片间隔开的滤波器抽头。

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