CN102474478A - 具有脉冲响应缩短的cdma中降低复杂度的均衡 - Google Patents

Abstract

信道估计和/或均衡处理在无线接收器中在两个阶段中执行。第一阶段涉及在频率域中的预滤波以压缩净信道的基于格的表示。第二阶段涉及实现复杂度降低的时间域信道估计和/或均衡。根据一个实施例，通过在频率域中预滤波接收信号，处理通过净信道传送的接收信号。频率域预滤波将净信道的N抽头有效的基于格的表示压缩成净信道的K抽头压缩的基于格的表示，其中，K＜N。基于通过在频率域中预滤波接收信号而生成的净信道的K抽头压缩的基于格的表示，在时间域中均衡预滤波的接收信号。

Description

具有脉冲响应缩短的CDMA中降低复杂度的均衡

技术领域

本发明一般涉及由无线接收器进行的接收信号处理，并且更具体地说，涉及由无线接收器在时间和频率域中进行的接收信号处理。

背景技术

CDMA(码分多址)信号在弥散信道中遇到干扰。干扰由自干扰(即，符号间干扰)、多址干扰(即，由于非零码互相关造成的干扰)及其它小区(即，下行链路)或其它用户(即，上行链路)干扰组成。干扰影响接收器性能的两个互相关联的方面。干扰的第一效应是要求某一形式的均衡以便实现用于高数据率服务的良好吞吐量。例如，为满足3GPP为类型2(即，单一天线)和类型3(即，双天线)接收器所设置的增强吞吐量要求，需要线性均衡器。其次，经专用导频符号或导频信道而获得的信道估计质量被降低。更低质量的信道估计影响接收器经SINR(信号干扰噪声比)准确均衡和/或估计信号质量的能力。各种常规方案可用于解决CDMA信号的环境中的干扰。每个这些方案计及信道估计和均衡期间的干扰。

一般情况下有两种类型的信道系数：媒介(medium)和净。媒介信道系数指与无线电信道相关联的复值(幅度和相位)。净信道系数指与复合信道响应相关联的复值，其包括传送滤波器、媒介信道系数及接收滤波器。媒介系数在本文中由向量g表示，这是与L个无线电信道路径相关联的复值的L×1向量。净信道系数在本文中由向量h表示，这是与M个接收器支路(即，路径延迟)相关联的复值的M×1向量(M≥L)。

对于包含强导频信道的WCDMA(宽带CDMA)采用了一种在信道估计和均衡期间计及干扰的常规方案。此方案采用基于第n个时隙的符号的较简单的净信道估计器，如下式给出的：

$\hat{h}\left(n\right)=\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n,k)s^{*}(n,k)---\left(1\right)$

其中，x(n，k)是对应于在第n个时隙期间用于第k个符号的接收器支路的解扩导频符号的向量，s(n，k)是在第n个时隙期间的第k个符号，以及N_p是每时隙的导频符号数量。此简单的净信道估计器能够扩展为经如下给出的较简单的滤波操作来降低噪声：

$\tilde{h}\left(n\right)=\mathrm{\λ}\tilde{h}(n-1)+(1-\mathrm{\λ})\hat{h}\left(n\right)---\left(2\right)$

然而，通过此常规技术以便略微抑制干扰和噪声，往往每个时隙可用的导频符号太少。如果使用等式(2)所示的平均，则稍微抑制噪声和干扰，但方法因此基本上只对低速情形有用。通常，此方法不能产生真正高质量的信道估计。

另一种常规方案是MMSE(最小均方误差)估计器，它依赖用于信道的模型和媒介与净信道系数之间的关系。媒介信道系数能够转换为净系数，如下所给出的：

h＝Bg                                (3)

其中，B是M×L转换矩阵，并且B的(i，j)元素由下式给出：

b_i，j＝R_TX/RX(d_i-τ_j).               (4)

此处，R_TX/RX(Δ)是在Δ评估的传送和接收滤波器的卷积，d_i是第i个接收器支路的延迟，以及τ_j是第j个路径延迟。从净系数到媒介系数的转换由下式给出：

g＝(B^HB)^-1B^Hh                        (5)

MMSE信道估计器能够示为：

$g_{\mathrm{MMSE}}=R_g{B}^H{({\mathrm{BR}}_g{B}^H+R_u)}^{-1}\hat{h}---\left(6\right)$

在等式(6)中，R_g是媒介系数相关矩阵(即，E{gg^H})，R_R是损害协方差矩阵，以及

是等式(1)中给出的净信道估计。MMSE估计往往高度取决于信道延迟的准确知识。在此类信息可用时，MMSE估计器表现较好。然而，信道延迟估计中即使小的误差也将大大降低MMSE估计器的效力。

还有的另一种常规方案是ML(最大似然)估计器，它将信道系数视为未知的确定性参数。信道系数能够通过求解

形式的问题而直接估计。此问题的解能够通过最小平方方法获得。为了形成最小平方解，提供了来自当前时隙中的N_p个导频符号间隔的以下矩阵和向量：

$A=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Bs}(n,0)\\ \mathrm{Bs}(n,1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{Bs}(n,N_p-1)\end{array}\right]---\left(7\right)$

$b=\left[\begin{array}{c}x(n,0)\\ x(n,1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x(n,N_p-1)\end{array}\right]$

随后，应用白化变换到A和b。白化变换一般是损害协方差矩阵R_u的Cholesky因子的逆。损害协方差矩阵进行Cholesky因子分解，如下式给出的：

GG^H＝choI(R_u)                        (8)

并且下三角或上三角因子的逆得以计算。逆Cholesky因子应用到A和b以得出：

$\tilde{A}=G^{-1}A$

$\tilde{b}=G^{-1}b---\left(9\right)$

变换的矩阵能够用于计算较高质量媒介信道估计，如下式给出的：

$g_{\mathrm{whiten}}={\left({\tilde{A}}^H\tilde{A}\right)}^{-1}{\tilde{A}}^H\tilde{b}---\left(10\right)$

和来自以下等式的对应净信道估计：

h_whiten＝Bg_whiten                    (11)

像MMSE估计器一样，ML估计器往往高度取决于信道延迟的准确知识，并且也因信道延迟估计中甚至小的误差而受损。

其它常规方案利用线性均衡来抑制WCDMA接收器中的干扰。线性均衡一般在码片级或符号级执行。符号级均衡在传统Rake体系结构之后，在该体系结构中在多个延迟来解扩收到的码片级数据，并且组合多个映像。码片级均衡将这些操作的次序倒转。也就是说，收到的码片数据先使用线性滤波器来组合，并随后在单个延迟被解扩。两种方案从性能角度而言往往是等效的。

G-Rake接收器是常规符号级均衡方案的代表。G-Rake组合权重用于相干组合及干扰抑制。组合权重由下式给出：

$w=R_u^{-1}h---\left(12\right)$

其中，R_u是损害协方差矩阵，并且h是信道系数的向量。G-Rake接收器能够以参数方式或非参数方式来实现。非参数G-Rake方法是盲性的，直接从观测的数据来估计R_u。参数G-Rake方法假设一个基础模型，并且从模型参数来计算R_u。

关于码片级均衡，在码片级收到的WCDMA信号由下式给出：

r＝Hc+v                              (13)

此处，r是接收的码片的N+L-1块，H是(N+L-1)xN)大小的Toeplitz卷积矩阵，其列是信道脉冲响应h的时移版本，带有延迟扩展L(净信道系数的码片或子码片间隔版本)，v表示由于相邻基站造成的高斯白噪声和热噪声，以及c是传送的码片序列。抑制干扰的码片均衡器滤波器f由下式给出：

f＝A^-1b                              (14)

其中

A＝E{X^HX}

$b=E\left\{X^H{C}_p^{H}p\right\}$

$X=C_p^{H}R$

C_p＝NxS大小的导频加扰和扩展矩阵

p＝导频码片序列

通常假设每个数据块有S个导频符号，并且矩阵R的列是码片级接收信号r的时移版本。

WCDMA线性均衡能够视为应用滤波器以撤销信道诱发干扰的效应。一些常规方案将滤波器分成两个或更多子滤波器，能够视为分割均衡的一种方案。例如，对于诸如EDGE(GSM演进增强型数据率)等某些应用，可能要求非线性均衡器以满足特定的性能目标。然而，非线性均衡器的复杂度是信道抽头的数量的函数。因此，信道缩短(信道压缩)预滤波器已被设计成将信道抽头的数量最小化。常规预滤波器一般不对噪声和干扰着色而是简单地将信道能量集中到几个抽头中。预滤波器之后是DFSE(判定反馈序列估计)非线性均衡器。预滤波器和DFSE均衡器的组合为EDGE接收器执行总体均衡任务。

常规分割均衡器(预滤波器+DFSE)不容易扩展到WCDMA。一般假设接收器具有关于信道延迟的良好信息。例如，接收器能够假设有N或M个符号分隔信道抽头(N≠M)。随后，为信道抽头的每个假设数量提供预滤波器，并且利用产生最佳性能的预滤波器。然而，WCDMA接收器不具有信道抽头位置的此类准确知识，由此使实现变得困难。

用于CDMA系统的线性均衡器通常已集中到一个滤波器中并且在时间域中实现。这限制了均衡器的有效跨度，并且能够禁止均衡器处理弥散情形的能力。要获得时间域滤波有关的确切期望滤波器响应，要求的滤波器长度经常变得不切实际的长，并因此造成显著的计算负载。实际上，滤波器响应长度一般在实际实现中受到限制。这样做降低了滤波准确度，并造成不需要的噪声增强，因为第一滤波阶段造成信号通带中不受控的频率响应变化。

发明内容

根据本文中公开的方法和设备，在无线接收器中在两个阶段中执行信道估计和/或均衡处理。第一阶段包括在频率域中预滤波接收信号。预滤波操作涉及将净信道压缩成基于格(grid)的表示以便随后处理。使用净信道的压缩的基于格的表示在频率域中预滤波消除了对精确的信道延迟信息的需要。另外，频率域中的预滤波与弥散信道的纯时间域处理相比，复杂度相对更低。本文中公开的信号处理技术的第二阶段实现了复杂度降低的时间域信道估计和/或均衡。在一个实施例中，第一阶段实现为频率域中的码片级预滤波器，并且第二阶段实现为时间域中的符号级信道估计器和/或均衡器。

根据用于处理通过净信道传送的接收信号的方法的一实施例，该方法包括在频率域中预滤波接收信号。预滤波将净信道的N抽头有效的基于格的表示压缩成净信道的K抽头压缩的基于格的表示，其中，K＜N。基于通过在频率域中预滤波接收信号而生成的净信道的K抽头压缩的基于格的表示，在时间域中均衡预滤波的接收信号。

根据无线接收器的一实施例，该接收器包括第一处理模块和第二处理模块。第一处理模块可操作以生成通过其传送接收信号的净信道的N抽头有效的基于格的表示。第一处理模块还可操作以在频率域中预滤波接收信号以将净信道的N抽头有效的基于格的表示压缩成净信道的K抽头压缩的基于格的表示，其中K＜N。第二处理模块可操作以基于通过第一处理模块所生成的净信道的K抽头压缩的基于格的表示而在时间域中均衡预滤波的接收信号。

当然，本发明并不限于上述特征和优点。本领域的技术人员在阅读以下详细描述并查看附图时将认识到另外的特征和优点。

附图说明

图1示出包括传送器和接收器的无线通信系统的一实施例的框图。

图2示出图1的接收器中包括的信号处理模块的一实施例的框图。

图3示出由图1的接收器压缩以便实现频率域预滤波和随后的时间域处理的基于格的净信道表示的一实施例。

图4示出用于确定图1的接收器遇到的净信道的COG的功率延迟分布的一实施例。

具体实施方式

图1示出通信系统的一实施例，其中，传送器100通过无线信道120与接收器110通信。对于下行链路传送，传送器100能够是诸如节点B等基站，并且接收器110能够是诸如UE(用户设备)等由基站服务的移动无线装置。相反，对于上行链路传送，传送器100能够是移动无线装置，并且接收器110能够是基站。在任一情况下，接收器110具有用于处理接收信号的基带处理器130。基带处理器130中包括的或与其相关联的第一处理模块140实现频率域中接收信号的码片级预滤波。基带处理器130中包括的或与其相关联的第二处理模块150在接收信号的预滤波后实现时间域中符号级或码片级信道估计和/或均衡。第一和第二处理模块140、150实现的两阶段多域信号处理在利用复杂度降低的时间域处理进行信道估计和/或均衡的同时，消除了对精确的信道延迟信息的需要。

图2示出实现两阶段多域信号处理的第一和第二处理模块140、150的一实施例。前端电路200将接收的信号r(t)滤波和下变频成码片级接收信号r’(t)，术语“码片”指在CDMA中传送的基本单元。在第一处理阶段期间，码片级接收信号在频率域中由第一处理模块140进行预滤波。为此，第一处理模块140生成对应于传送的信号所遇到的传送滤波、无线电信道120和接收滤波的净信道的基于格的表示。第一处理模块140通过将信道能量集中成初始信道抽头以便在频率域中预滤波接收信号中使用，从而压缩基于格的信道表示。净信道的初始基于格的表示具有根据间距间隔T_stage1而分隔的N个抽头(延迟)。第一处理模块140包括用于生成净信道的基于格的表示的格制定组件210。格制定器210基于第一处理模块140的路径搜索器组件220提供的粗信道信息将格定中心。

图3示出由第一处理模块140的格制定器组件210生成的净信道的基于格的表示的一实施例。图3中标签“×”表示的每个格点表示一延迟值。此基于格的信道表示不是基于精确的信道延迟信息生成的。也就是说，格点不直接对应于为净信道确定的特定路径延迟值。相反，格基于路径搜索器220提供的粗信道信息来构建。格制定器210使用粗信道信息为格定中心。一旦被定中心后，便能够添加相邻格点，这些格点根据间距间隔T_stage1而相互分隔，T_stage1优选设为在Nyquist率附近或更小。视应用而定，能够使用其它格间距间隔。例如，在期望时能够设置T_stage1高于Nyquist率。

在一个实施例中，路径搜索器220为将净信道的基于格的表示定中心而提供的粗信道信息表示净信道的近似重心(COG)。路径搜索器220能够基于如图4所示的净信道的功率延迟分布(PDP)来确定净信道的COG。在另一实施例中，路径搜索器220识别与净信道相关联的最强路径延迟。其它技术也可用于为格定中心，例如，如2009年3月23日提交的美国专利申请No.12/408939中所公开的，该申请的内容通过引用以其整体结合于本文中。在每种情况下，基于粗信道信息而不是精确的信道延迟信息将净信道的基于格的表示定中心。相应地，COG或路径延迟中的误差对第一和第二处理模块140、150执行的两阶段接收信号处理的性能没有大的不利影响。

在一个实施例中，第一处理模块140的格制定组件210通过添加基于T_stage1＝T_c/2的子码片间距间隔而分隔的格点来扩建格，其中，T_C对应于接收信号的码片间隔。在另一实施例中，格制定器210采用T_stage1＝3T_c/4的子码片间距间距来分隔格点。在每种情况下，第一处理模块140随后将净信道的N抽头有效的基于格的表示压缩成具有K个抽头的压缩的基于格的净信道表示，其中，K＜N。压缩基于格的信道表示将信道能量集中到领导信道抽头中，简化了处理，同时保持净信道的基于格的表示。

在一个实施例中，通过基于格制定器210生成的净信道表示而生成预滤波器系数来压缩格。为此，第一处理模块140包括用于计算滤波器系数的系数计算器230。预滤波器系数设计成压缩净信道表示，使得压缩的表示对应于具有分隔T_stage2的K个领导信道抽头(延迟)的第二格，其中，T_stage2能够小于、大于或等于T_stage1。系数计算器230在时间域或频率域中执行预滤波响应计算。在计算预滤波器系数时，能够计及各种设计准则，例如，如美国专利No.6608862和6826226中公开的，这两个专利的内容通过引用以其整体结合于本文中。第一处理模块140随后使用预滤波器系数的频率域表示，在频率域中预滤波码片级接收信号r′(t)。

第一处理模块140包括FFT(快速傅立叶变换)引擎240以便实现频率域预滤波。在一个实施例中，接收器110与WCDMA和LTE(长期演进)均兼容，并且利用一般已经可用于支持LTE的FFT引擎。LTE信号的调制/解调基于频率域处理，并且因此LTE接收器的FFT引擎能够再用于实现本文中描述的频率域处理，改进对应WCDMA接收器的性能和/或成本。否则，FFT引擎24作为新组件添加到接收器110。在任一情况下，通过将预滤波器系数的频率域表示和接收信号的频率域表示相乘，FFT引擎240预滤波接收信号。

在第一阶段后，净信道能量被集中到具有T_stage2分隔的已知位置的K个抽头中。通过此信息，第二处理模块150能够在时间域中均衡接收信号。第二处理模块150也能够在第二阶段期间执行信道估计，以便无线信道120造成的幅度和相移的估计是可用的。在一个实施例中，接收信号由第二处理模块150的解扩器组件250来解扩。解扩样本由第二处理模块150的信道估计组件260用于生成媒介信道估计，如2007年11月6日提出的美国专利申请No.11/935604中公开的MMSE估计或如2008年2月7日提交的美国专利申请No.12/027492中公开的ML估计，这两个专利申请的内容通过引用以其整体结合于本文中。

第二处理模块150还包括用于在码片级或符号级执行均衡的均衡器组件270，以便由于无线信道120造成的干扰能够被减轻，从而允许随后的符号解调。由于净信道已如本文中前面所述被压缩，因此，均衡执行的复杂度大幅降低。由于通过有效信道的格性质而使得简单的支路/抽头(延迟)放置成为可能，并且由于信道相对紧凑而需要更少的支路/抽头(延迟)，因此，降低了均衡复杂度。使用净信道的压缩的基于格的表示使得能够使用非线性均衡，因为实现非线性均衡器所需的状态空间降低用于诸如MLSB(最大似然序列估计)等非线性均衡技术的现实大小。

随后描述的是用于处理图1的接收器110接收的信号的方法的一实施例。根据此实施例，描述了用于实现线性符号级均衡和ML信道估计的组合的步骤。第一处理模块140的路径搜索器组件220执行路径搜索。第一处理模块140的格制定组件210构建以与净信道相关联的最强报告的路径延迟或COG为中心的预滤波器抽头(延迟)的连续格。格点具有对应于N个抽头(延迟)的间隔间距T_stage1。在一些实施例中，格能够响应信道RMS(均方根)延迟扩展而自适应地被构建，例如，如美国专利申请No.12/408939中所述。

该方法继续于第一处理模块140的系数计算器组件230基于由格制定器210生成的基于格的信道模型来计算预滤波器的抽头系数p(t)，例如，基于美国专利No.6826226中公开的方案。接收信号随后由FFT引擎240进行预滤波。如下所给出的，预滤波操作在频率域中通过将码片级接收信号r′(t)变换到频率域而实现：

r′(t)→R(ω)                        (15)

如下所给出的，预滤波器抽头系数p(t)也变换到频率域：

p(t)→P(ω)                          (16)

如下所给出的，FFT引擎240乘以变换的信号：

X(ω)＝R(ω)P(ω)                    (17)

FFT引擎240应用适当的零填充，以便(17)描述线性卷积的频率域版本，例如，根据A.Oppenheim、R.Schafer的“Discrete-Time SignalProcessing”(Prentice-Hall，Englewood Cliffs NJ，版权1989)中描述的“重叠相加(overlap-add)”或“重叠保留(overlap-save)”，其有关内容通过引用结合于本文中。如下所给出的，通过应用IFFT(逆FFT)到X(ω)，FFT引擎240随后将预滤波的信号变换回到时间域：

X(ω)→x(t)                          (18)

预滤波的时间域接收信号x(t)随后由第二处理模块150的解扩器组件250解扩。给定带有格间距T_stage2＝T_stage1的K个有效压缩的信道抽头时，例如根据美国专利申请No.12/027492中所述的ML方案，第二处理模块150的信道估计器组件160使用解扩信息来执行媒介信道估计。

附加或备选的是，FFT引擎240输出的预滤波的接收信号x(t)能够由第二处理模块150的均衡器组件270来处理。例如根据2005年9月15日提交的美国专利申请2005/0201447，均衡器270能够使用中心定于新有效信道的最强路径延迟或COG的支路(延迟)的格来执行符号级参数均衡(即，后预滤波)，该申请的内容通过引用以其整体结合于本文中。备选的是，例如根据2008年12月11日提交的美国专利申请2008/0304554，均衡器270能够使用支路(延迟)的被定中心的格来执行非参数符号级均衡，该申请的内容通过引用以其整体结合于本文中。格支路(延迟)的数量能够被优化(例如，离线)以便为已知的K抽头压缩的净信道提供极佳的性能。

本文中公开的接收器结构组合频率域和时间域处理。本文中描述的频率域预滤波允许应用确切期望的第一阶段响应而不会由于滤波器截短而带来噪声增强。另外，经FFT处理执行频率域预滤波在计算上是高效的。为WCDMA信号使用基于格的预滤波消除了假设所有预期宽带信道的需要。此外，WCDMA信号的基于格的预滤波对路径搜索器不准确性更不敏感。甚至小的路径搜索器不准确性能够对常规的基于模型的信道估计/均衡算法有显著影响。本文中描述的接收器结构还使得能够有效实现MMSE和ML信道估计。高度弥散信道也能够有效地得到均衡。此外，本文中公开的接收器结构降低了非线性均衡的复杂度，并且易于扩展到其它无线通信技术，如TDMA(时分多址)。

在了解上述范围的变化和应用后，应理解，本发明并不受上述描述限制，也不受附图限制。相反，本发明只受随附权利要求及其法律等同的限制。

Claims (20)

1.一种处理通过净信道传送的接收信号的方法，包括：

在频率域中预滤波所述接收信号以将所述净信道的N抽头有效的基于格的表示压缩成所述净信道的K抽头压缩的基于格的表示，其中，K＜N；以及

基于通过在频率域中预滤波所述接收信号而生成的所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示，在时间域中均衡所预滤波的接收信号。

2.如权利要求1所述的方法，包括使所述净信道的所述N抽头有效的基于格的表示以对于所述净信道所确定的近似重心为中心。

3.如权利要求1所述的方法，包括使所述净信道的所述N抽头有效的基于格的表示以对于所述净信道所确定的最强路径延迟为中心。

4.如权利要求1所述的方法，包括在大约Tc/2的间隔来分开所述净信道的所述有效的基于格的表示的N个抽头，其中Tc对应于所述接收信号的码片间隔。

5.如权利要求1所述的方法，包括在大约3Tc/4的间隔来分开所述净信道的所述有效的基于格的表示的N个抽头，其中Tc对应于所述接收信号的码片间隔。

6.如权利要求1所述的方法，包括基于所述净信道的N抽头有效的基于格的频率域表示来计算预滤波器系数。

7.如权利要求6所述的方法，包括将所述预滤波器系数变换到频率域。

8.如权利要求7所述的方法，包括将所变换的预滤波器系数和所述接收信号的频率域表示相乘。

9.如权利要求1所述的方法，包括使用以对于所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示所确定的近似重心或最强路径延迟为中心的路径延迟的格，在时间域中均衡所预滤波的接收信号。

10.如权利要求1所述的方法，包括基于所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示来估计与所述净信道相关联的媒介信道响应。

11.一种无线接收器，包括：

第一处理模块，可操作以生成通过其传送接收信号的净信道的N抽头有效的基于格的表示，并且在频率域中预滤波所述接收信号以将所述净信道的所述N抽头有效的基于格的表示压缩成所述净信道的K抽头压缩的基于格的表示，其中K＜N；以及

第二处理模块，可操作以基于由所述第一处理模块所生成的所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示而在时间域中均衡所预滤波的接收信号。

12.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第一处理模块包括可操作以确定所述净信道的近似重心的路径搜索器和可操作以使所述净信道的所述N抽头有效的基于格的表示以所述近似重心为中心的格制定组件。

13.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第一处理模块包括可操作以确定所述净信道的最强路径延迟的路径搜索器和可操作以使所述净信道的所述N抽头有效的基于格的表示以所述最强路径延迟为中心的格制定组件。

14.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第一处理模块可操作以在大约Tc/2的间隔分开所述净信道的所述有效的基于格的表示的N个抽头，其中Tc对应于所述接收信号的码片间隔。

15.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第一处理模块可操作以在大约3Tc/4的间隔分开所述净信道的所述有效的基于格的表示的N个抽头，其中Tc对应于所述接收信号的码片间隔。

16.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第一处理模块包括可操作以基于所述净信道的N抽头有效的基于格的频率域表示来计算预滤波器系数的系数计算器。

17.如权利要求16所述的无线接收器，其中所述第一处理模块包括可操作以将所述预滤波器系数变换到频率域的FFT引擎。

18.如权利要求17所述的无线接收器，其中所述FFT引擎可操作以通过将所变换的预滤波器系数和所述接收信号的频率域表示相乘而在频率域中预滤波所述接收信号。

19.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第二处理模块可操作以使用以对于所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示所确定的近似重心或最强路径延迟为中心的路径延迟的格在时间域中均衡所预滤波的接收信号。

20.如权利要求11所述的无线接收器，其中所述第二处理模块可操作以基于所述净信道的所述K抽头压缩的基于格的表示来估计与所述净信道相关联的媒介信道响应。

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