TWI510033B - 用於無線接收器的共同時間／頻率處理 - Google Patents

Description

用於無線接收器的共同時間/頻率處理

本發明大體上係關於無線接收器之接收訊號處理，且特定而言係關於無線接收器之在時域及頻域內的接收訊號處理。

CDMA(分碼多重存取)訊號在分散通道內經歷干擾。該干擾係由自相干擾(即，符號間干擾)、多重存取干擾(即，由非零碼互相關引起的干擾)及其他小區(即，下行鏈路)或其他使用者(即，上行鏈路)干擾。該干擾影響接收器效能之兩個相關的態樣。干擾之第一影響係需一些形式的等化以對於高資料速率服務達成良好的傳輸量。例如，對於類型2(即，單一天線)及類型3(即，二重天線)接收器，為了滿足由3GPP所設定的提高傳輸量需求，需一線性等化器。其次，經由專用導頻符號或一導頻通道所獲得的通道估計降級。低品質通道估計影響接收器經由SINR(訊號與干擾加雜訊比)而準確地等化及/或估計訊號品質之能力。各種習知的方法可用於解決在一CDMA訊號情況下的干擾。此等方法之各者在通道估計及等化期間解決干擾。

通常存在兩種類型的通道係數：媒體與網路。媒體通道係數係指與無線電通道相關聯的複合值(量值及相位)。網路通道係數係指與包含傳輸濾波器、該等媒體通道係數及接收濾波器相關聯的複合通道響應之複合值。本文中媒體係數係由與L 無線電通道路徑相關聯的複合值之一Lxl 向量之向量g標記。本文中網路通道係數係由與M 個接收器耙指(即，路徑延遲)相關聯的複合值(M L )之一Mxl 向量之向量h標記。

在通道估計及等化期間解決干擾之一習知方法係用於包含一強導頻通道之WCDMA(寬頻CDMA)下行鏈路訊號。此方法基於n ^th 時槽之符號而利用一相對簡單的網路通道估計器，公式如下：

其中對於在n ^th 時槽期間的k ^th 符號，x (n ,k )係相當於接收器耙指之解展頻導頻符號之一向量，s (n ,k )係在n ^th 導頻期間的k ^th 符號，及N _p 係每時槽之導頻符號之數量。可延伸此簡單的網路通道估計器以經由一相對簡單的濾波操作而減少雜訊，公式如下：

然而，似乎在此習知技術中用於略微抑制干擾及雜訊之可用的每時槽之導頻符號太少。若使用由方程式(2)所指示的平均值，則稍微抑制雜訊及干擾，但該方法因此實質上僅對低速度方案有用。大體而言，此方法無法精確地產生高品質通道估計。

另一習知方法係依賴於媒體與網路通道係數之間的關係及通道之一模型之一MMSE(最小均方誤差)估計器。媒體通道係數可轉換為網路係數，公式如下：

h =Bg 　(3)

其中B 係一MxL 轉換矩陣及B 之(i,j )元素之公式如下：

在此，R _TX/RX (Δ)係在Δ處評估的傳輸及接收濾波器之迴旋，d _i 係i ^th 接收器耙指之延遲，及係j ^th 路徑延遲。從網路係數至媒體係數之轉換之公式如下：

g =(B ^H B )^-1 B ^H h 　(5)

可將該MMSE通道估計器顯示為：

在方程式(6)中，R _g 係一媒體係數相關矩陣(即，E {gg ^H })，R _u 係一減值協方差矩陣，及係在方程式(1)中給定的該網路通道估計。MMSE估計器往往高度依賴於對通道延遲之準確知道。當此資訊係可用時，MMSE估計器相對執行良好。然而，即使在通道延遲估計中的小誤差也明顯減弱MMSE估計器之效率。

又另一習知方法係將通道係數當作未知的確定性參數之一ML(最大似然法)估計器。該等通道係數可藉由解決格式之一問題而直接估計。此問題之解法可藉由最小二乘方方法而獲得。為了形成一最小平方解，提供來自在當前時槽中的N _p 導頻符號區間之以下矩陣及向量：

接著一白化轉換應用於A與b。該白化轉換通常係該減值協方差矩陣R _u 之Cholesky因數之倒數。Cholesky因式分解該減值協方差矩陣，公式如下：

GG ^H =chol (R _u )　(8)

及計算下三角或上三角因數之倒數。該倒數Cholesky因數係應用於A與b以給定：

經轉換的矩陣可用以計算相對高品質媒體通道估計，公式如下：

及自以下公式計算對應的網路通道估計：

h _whiten =Bg _whiten 　(11)

如MMSE估計器，ML估計器往往高度依賴於對通道延遲之準確知道，且因此甚至亦受在通道延遲中的小誤差之損害。

其他習知的方法利用線性等化用於抑制在WCDMA接收器中的干擾。線性等化通常係在碼片級或符號級處執行。符號級等化遵循傳統的Rake架構，其中接收碼片級資料係在多個延遲處解展頻，且結合多重影像。碼片級等化與此等操作之順序相反。即，該接收碼片資料係首先使用一線性濾波器而結合且接著在一單一延遲處解展頻。兩種方法皆從一效能觀點來看往往係等效的。

G-Rake接收器係表示一習知符號級等化方法。G-Rake結合權重係用於相干結合以及干擾抑制。該等結合權重之公式如下：

其中R _u 係減值協方差矩陣及h係網路通道係數之一向量。G-Rake接收器可參數型或非參數型執行。非參數G-Rake方法係盲目的，且直接估計來自觀察到的資料的R _u 。參數G-Rake方法假設一基本模型，且計算來自模型參數的R _u 。

在碼片級等化的情況下，在碼片級處的接收WCDMA訊號之公式如下：

r =Hc +v 　(13)

在此，r係一接收碼片之N +L -1區塊，H係(N +L- 1)xN )大小之Toeplitz迴旋矩陣，该Toeplitz迴旋矩陣之行係具有延遲展頻L 之通道脈衝響應h之時間變化版本(網路通道係數之碼片或子碼片分隔版本)，v表示由鄰近基地台所引起的白Gaussian雜訊及熱雜訊，及c係經傳輸的碼片序列。抑制干擾之一碼片等化濾波器f之公式如下：

f =A ^-1 b 　(14)

其中

A =E {X ^H X }

C _p =NxS sized pilot scrambling and spreading matrix

p=pilot chip sequence

大體上假設每一資料區塊存在S 個導頻符號且矩陣R之行係該碼片級接收訊號r之時間變化版本。

可認為WCDMA線性等化係使一濾波器應用於消除感應通道干擾之影響。一些習知方法將該濾波器分成兩個或更多個子濾波器，可認為一方法係分裂等化。例如，諸如EDGE(GSM演進之提高的資料速率)之某些應用可能需要一非線性等化器以滿足特定效能指標。然而，一非線性等化器之複雜性係通道分接頭數量之一功能。因此，已設計通道縮短(通道壓縮)預濾波器以最小化通道分接頭之數量。習知預濾波器通常不影響雜訊及干擾，但簡單地將通道能量集中於一些分接頭中。該預濾波器跟隨一DFSE(決定反饋序列估計)非線性等化器。該預濾波器及DFSE等化器之組合執行一EDGE接收器之所有等化任務。

習知分裂等化器(預濾波器+DFSE)未輕易地延伸至WCDMA。通常假設該接收器具有關於通道延遲之良好的資訊。例如，該接收器可假設存在N 或M 個空間符號通道分接頭(N ≠M )。接著對通道分接頭之經假設的數目之各者提供一預濾波器，且利用給予最佳效能之該預濾波器。然而，一WCDMA接收器無法準確知道通道分接頭位置，因此造成執行困難。

大體上已將CDMA系統之線性等化器集中於一濾波器中且在時域內執行CDMA系統之線性等化器。此限制等化器之有效跨度且會抑制等化器處理分散方案的能力。為了在時域濾波內獲得準確的期望的濾波器響應，所需的濾波器長度通常長的不切實際，且因此強加一有效的計算負載。實際上，通常將濾波器響應長度限制於實際執行之內。如此做降低了濾波準確性且導致不必要的雜訊增強，因為第一濾波階段導致在訊號通帶內的失控的頻率響應差異。

根據本文所揭示的方法及裝置，通道估計及/或等化處理係在一無線接收器中分兩個階段執行。第一階段包含在頻域內預先濾波接收訊號。該預先濾波操作包含將網路通道壓縮成一基於網格之表示用於隨後的處理。使用該網路通道之經壓縮的基於網格之表示而在頻域內預先濾波可消除對準確的通道延遲資訊之需要。此外，相比於分散通道之純時域處理，在頻域內的預先濾波相對地較不複雜。本文所揭示的訊號處理技術之第二階段執行降低複雜性之時域通道估計及/或等化。在一實施例中，該第一階段係在頻域中執行為一碼片級預濾波器及該第二階段係在時域內執行為一符號級通道估計器及/或等化器。

根據一種用於處理在一網路通道上傳輸的一接收訊號之方法之一實施例，該方法包含在頻域內預先濾波接收訊號。該預先濾波將網路通道之一N分接頭有效的基於網格之表示壓縮成該網路通道之一K分接頭經壓縮的基於網格之表示，其中K<N。該經預先濾波的接收訊號係基於藉由在頻域內預先濾波該接收訊號所產生的該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而在時域內等化。

根據一無線接收器之一實施例，該接收器包含一第一處理模組及一第二處理模組。該第一處理模組係可操作以產生在其上傳輸一接收訊號之一網路通道之一N分接頭有效的基於網格之表示。該第一處理模組亦係可操作以在頻域內預先濾波該接收訊號以將該網路通道之該N分接頭有效的基於網格之表示壓縮成該網路通道之一K分接頭經壓縮的基於網格之表示，其中K<N。該第二處理模組係可操作以基於由該第一處理模組所產生的該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而在時域內等化經預先濾波的接收訊號。

當然，本發明不限於上述特徵及優勢。當閱讀以下詳細描述時及當觀看隨附圖式時，熟習此項技術者將認知額外的特徵及優勢。

圖1圖解說明一通信系統之一實施例，其中一傳輸器100與一接收器110在一無線通道120上進行通信。對於下行鏈路傳輸，該傳輸器100可係諸如一節點B之一基地台及該接收器110可係由該基地台所服務的諸如UE(使用者設備)之一行動無線裝置。相反，該傳輸器100可係一行動無線裝置及該接收器110可係用於上行鏈路傳輸之一基地台。無論何種情況，該接收器110具有一基頻處理器130用於處理一接收訊號。包含於或與基頻處理器130相關聯的一第一處理模組140在頻域內執行該接收訊號之碼片級預先濾波。包含於或與基頻處理器130相關聯的一第二處理模組150在預先濾波該接收訊號之後在時域內執行符號級或碼片級通道估計及/或等化。該兩個階段，由該第一與第二處理模組140、150所執行的多域訊號處理消除準確的通道延遲資訊之需要，同時利用通道估計及/或等化之降低的複雜性時域處理。

圖2圖解說明執行該兩個階段、多域訊號處理之該第一與第二處理模組140、150之一實施例。前端電路200濾波及將該接收訊號r (t )降頻轉換成一碼片級接收訊號r' (t )，術語‘碼片’係指在CDMA中的傳輸之基本單元。在該第一處理階段期間，該碼片級接收訊號係藉由該第一處理模組140而在頻域內預先濾波。為此，該第一處理模組140產生相當於傳輸濾波、無線電通道120及由經傳輸的訊號所經歷的接收濾波之該網路通道之一基於網格之表示。該第一處理模組140藉由將通道能量集中於初始通道分接頭而壓縮基於網格之通道表示用於在頻域內預先濾波該接收訊號。該網路之該初始基於網格之表示具有根據一空間間隔T _{stage 1} 而相隔之N個分接頭(延遲)。該第一處理模組140包含一網格規劃組件210用於產生該網路通道之基於網格之表示。該網格規劃器210基於該第一處理模組140之一路徑搜尋器組件220所提供的粗略的通道資訊而對該該網格定中心。

圖3圖解說明由該第一處理模組140之該網格規劃器組件210所產生的該網路通道之該基於網格之表示之一實施例。在圖3中由符號‘X’標記的各網格點表示一延遲值。此基於網格之通道表示不是基於準確的通道延遲資訊而產生。即，該網格點不直接相當於經判定用於該網路通道之特定路徑延遲值。相反，該網格係基於由該路徑搜尋器220所提供的粗略的通道資訊而建構。該網格規劃器210使用該粗略的通道資訊以集中該網格。一旦集中，可增加根據該空間間隔T _{stage 1} 而彼此相隔的鄰近的網格點，較佳地將T _{stage 1} 設定為近似或小於Nyquist速率。其他網格空間間隔可取決於應用而使用。例如，若需要，可將T _{stage 1} 設定為大於Nyquist速率。

在一實施例中，用於集中該網路通道之該基於網格之表示之由該路徑搜尋器220所提供的該粗略的通道資訊表示該網路通道之一近似的重心。該路徑搜尋器220可基於圖4顯示的網路通道之一功率延遲分佈(PDP)而判定該網路之該COG(center of gravity)。在另一實施例中，該路徑搜尋器220識別與該網路通道相關聯的最強的路徑延遲。例如，如在2009年3月23日申請之美國專利申請案第12/408,939號中所揭示之又其他技術可用於集中該網格，該案之全文以引用的方式併入全文中。在各情況下，該網路通道之該基於網格之表示係基於粗略的通道資訊而非準確的通道延遲資訊而集中。因此，在該COG或路徑延遲中的誤差對有該第一與第二處理模組140、150所執行的該兩個階段的接收訊號處理之效能不具有明顯的不利影響。

在一實施例中，該第一處理模組140之該網格規劃組件210藉由增加基於一子碼片空間間隔T _{stage 1} =T _c /2而相隔之網格點而擴建該網格，其中T _c 相當於該接收訊號之該碼片間隔。在另一實施例中，該網格規劃器210利用一子碼片空間間隔T _{stage 1} =3T _c /4用於分隔該等網格點。在各情況下，該第一處理模組140接著將該網路通道之N分接頭有效的該基於網格表示壓縮成具有K個分接頭之一經壓縮的基於網格之網路通道表示，其中K<N。壓縮該基於網格之通道表示使通道能量集中於主要的通道分接頭，簡化處理同時維持該網路通道之一基於網格之表示。

在一實施例中，該網格係基於由該網格規劃器210所產生的網路通道表示而藉由產生預先濾波係數而壓縮。為此，該第一處理模組140包含一係數計算器230用於計算該預先濾波係數。該預先濾波係數經設計以壓縮該網路通道表示使得該經壓縮的表示相當於具有由T _{stage 2} 所相隔的K 個前導通道分接頭(延遲)之一第二網格，其中T _{stage 2} 可小於、大於或等於T _{stage 1} 。該係數計算器230在時域或頻域內執行預先濾波響應計算。當計算該預先濾波係數時，可解決(例如)如在美國專利第6,608,862及6,826,226號中所揭示各種設計準則，該兩個案之全文以引用的方式併入全文中。該第一處理模組140接著使用該預先濾波係數之頻域表示而在頻域內預先濾波該碼片級接收訊號r' (t )。

該第一處理模組140包含一FFT(快速傅立葉轉換)用於執行頻域預先濾波。在一實施例中，該接收器110係與WCDMA與LTE(長期演進技術)兩者相容，且因此使用通常已對支援LTE可用的FFT引擎。一LTE訊號之調變與解調變係基於頻域處理，且因此可重新一LTE接收器之該FFT引擎以執行本文所描述的頻域處理，改良對應WCDMA接收器之效能及/或成本。或者，該FFT引擎240係作為一新組件而增加至該接收器110。在各情況下，該FFT引擎240藉由使該預先濾波係數之一頻域表示與該接收訊號之一頻域表示相乘而預先濾波該接收訊號。

隨著該第一階段，將該網路通道能量集中於具有由T _{stage 2} 所相隔的已知位置之K 個分接頭。具有此資訊，該第二處理模組150可在時域內等化該接收訊號。該第二處理模組150亦可在該第二階段期間執行通道估計使得由該無線通道120所導致的振幅及相位移動之一估計係可用的。在一實施例中，該接收訊號係藉由該第二處理模組150之一解展頻器250而解展頻。該解展頻樣本係由該第二處理模組150之一通道估計組件260使用以產生諸如在2007年11月6日申請之美國專利申請案第11/935,604號中所揭示的MMSE估計或在2008年2月7日申請之美國專利申請案第12/027,492號所揭示的ML估計之媒體通道估計，兩者案例之全文係以引用的方式併入全文中。

該第二處理模組150亦包含一等化器組件270用於在該碼片級或符號級處執行等化使得可減少由該無線通道120引起的干擾，從而允許隨後的符號解調變。執行等化明顯減少複雜性，因為已如本文先前所描述般壓縮該網路通道。等化複雜性被減少係因為由有效的通道之網格特性所可能實現的簡單的耙指/分接頭(延遲)且因為由於該通道係相對緊密所以僅需較少的耙指/分接頭(延遲)。使用該網路通道之一經壓縮的基於網格之表示使能夠使用非線性等化，因為實施一非線性等化器所需的狀態空間降低至諸如一MLSE(最大似然序列估計)之非線性等化技術之一實際可行的大小。

下面描述的係用於處理由圖1之該接收器110所將接收的一訊號之一方法之一實施例。根據此實施例，描述步驟用於實現線性符號級等化及ML通道估計之一組合。該第一處理模組140之該路徑搜尋器組件220執行一路徑搜尋。該第一處理模組140之該網格規劃器組件210建構定中心於該COG上的預先濾波分接頭(延遲)或與該網路通道相關聯的最強的經報告的路徑延遲之一相鄰的網格。該網格點具有相當於N個分接頭(延遲)之一空間間隔T _{stage 1} 。在一些實施例中，回應通道RMS(均方根)延遲展頻，可適應地建構該網格，例如，如在美國專利申請案第12/408,939號所描述。

例如，基於在美國專利第6,826,226號所描述的方法，該方法繼續使該第一處理模組140之係數計算器組件230基於由該網格規劃器210所產生的基於網格之通道模型而計算預先濾波分接頭係數。接著該接收訊號係藉由該FFT引擎240而預先濾波。預先濾波操作係藉由將碼片級接收訊號r' (t )轉換至頻域而在頻域內實現，公式如下：

r' (t )→R (ω)　(15)

亦將該預先濾波分接頭係數轉換至頻域，公式如下：

p (t )→P (ω)　(16)

該FFT引擎240乘以經轉換的訊號，公式如下：

X (ω)=R (ω)P (ω)　(17)

該FFT引擎240(例如)根據在1989版權之A. Oppenheim,R. Schafer,離散時間訊號處理,Prentice-Hall,Englewood Cliffs NJ所描述的'重疊相加法'或'重疊儲存法'方法而應用零填充使得(17)描述線性迴旋之頻域版本，該版權之相關內容係以引用的方式併入全文中。接著該FFT引擎240藉由將一IFFT(相反FFT)應用於x(ω)而將該經預先濾波之訊號轉換回時域，公式如下：

X (ω)→x (t )　(18)

接著該經預先濾波的時域接收訊號x (t )係藉由該第二處理模組150之解展頻器組件250而解展頻。該第二處理模組150之該通道估計器組件160(例如)根據在美國專利申請案第12/027,492號所描述的ML方法而使用已知具有網格間隔T _{stage 2} =T _{stage 1} 之K 個有效的經壓縮的通道分接頭之該解展頻資訊而執行媒體通道估計。

此外或或者，由該FFT引擎240所輸出的該經預先濾波的接收訊號x (t )可由該第二處理模組150之等化器組件270處理。該等化器270可(例如)根據在2005年9月15日申請之美國專利申請案2005/0201447(該案之全文係以引用的方式併入全文中)而使用定中心於該COG之耙指(延遲)之一網格或新的有效通道(即，在預先濾波之後)之最強的路徑延遲而執行符號級參數等化。或者，該等化器270可(例如)根據2008年12月11日申請之美國專利申請案2008/0304554(該案之全文以引用的方式併入全文中)而使用經定中心的耙指(延遲)之網格而執行非參數符號級等化。可例如離線最優化網格耙指(延遲)之數量，以給予一已知K分接頭經壓縮的網路通道非常好的效能。

本文所揭示的接收器結構結合頻域及時域處理。本文所揭示的頻域預先濾波允許在未引進由濾波器截斷引起的雜訊增強的情況下應用準確的所需的第一階段響應。此外，經由FFT處理而執行頻域預先濾波係計算上有效率的。WCDMA訊號之基於網格之預先濾波之使用消除了假設所有期望的寬頻通道之需要。此外，WCDMA訊號之基於網格之預先濾波對路徑搜尋器誤差較不敏感。即使小路徑搜尋器誤差亦會對習知的基於模型之通道估計/等化演算法具有極大影響。本文所描述的接收器結構亦使能夠有效地執行MMSE及ML通道估計。亦可有效地等化高離散通道。同樣，本文所描述的接收器結構減少非線性等化之複雜性且可輕易地延伸至諸如TDMA(分時多工存取)之其他無線通信技術。

在謹記上述變更及應用之範圍的情況下，應瞭解本發明不受先前描述所限制，亦不受隨附圖式所限制。相反，本發明僅受限於以下申請專利範圍及其等之法定的等效物。

100．．．傳輸器

110．．．接收器

120．．．無線通道

130．．．基頻處理器

140．．．第一處理模組

150．．．第二處理模組

200．．．前端電路

210．．．路徑搜尋器元件

220．．．網格規劃組件

230．．．係數計算器

240．．．快速傅裏葉轉換引擎

250．．．解展頻器

260．．．通道估計組件

270．．．等化器組件

圖1圖解說明包含一傳輸器及一接收器之一無線通信系統之一實施例之一方塊圖。

圖2圖解說明包含於圖1之該接收器之訊號處理模組之一實施例之一方塊圖。

圖3圖解說明由用於實施頻域預先濾波及隨後的時域處理之圖1之該接收器所壓縮的一基於網格之網路通道表示之一實施例。

圖4圖解說明用於判定由圖1之該接收器所經歷的網路通道之COG之一功率延遲分佈之一實施例。

100．．．傳輸器

110．．．接收器

120．．．無線通道

130．．．基頻處理器

140．．．第一處理模組

150．．．第二處理模組

Claims (20)

1. 一種處理在一網路通道(net channel)上所傳輸的一接收訊號之方法，其包括：在頻域內預先濾波該接收訊號以將該網路通道之一N分接頭(N-tap)有效基於網格之表示(effective grid-based representation)壓縮成該網路通道之一K分接頭經壓縮的基於網格之表示，其中K<N；及基於藉由在頻域內預先濾波該接收訊號所產生的該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而在時域內等化(equalizing)該經預先濾波的接收訊號。
2. 如請求項1之方法，其包括對該網路通道之該N分接頭有效基於網格之表示定中心(centering)至約為經判定用於該網路通道之一近似重心。
3. 如請求項1之方法，其包括對該網路通道之該N分接頭有效基於網格之表示定中心至約為經判定用於該網路通道之一最強路徑延遲。
4. 如請求項1之方法，其包括在近似Tc/2間隔處分隔該網路通道之該有效基於網格之表示之該N個分接頭，其中Tc相當於該接收訊號之一碼片間隔(chip interval)。
5. 如請求項1之方法，其包括在近似3Tc/4間隔處分隔該網路通道之該有效基於網格之表示之該N個分接頭，其中Tc相當於該接收訊號之一碼片間隔。
6. 如請求項1之方法，其包括基於該網路通道之該N分接頭有效基於網格之頻域表示而計算預先濾波係數。
7. 如請求項6之方法，其包括將該等預先濾波係數轉換至頻域。
8. 如請求項7之方法，其包括使該等經轉換的預先濾波係數與該接收訊號之一頻域表示相乘。
9. 如請求項1之方法，其包括使用路徑延遲之一網格而在時域內等化該經預先濾波的接收訊號，其中路徑延遲之該網格定中心至針對該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示所判定之一最強路徑延遲或一近似重心。
10. 如請求項1之方法，其包括基於該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而估計與該網路通道相關聯的一媒體通道響應。
11. 一種無線接收器，其包括：一第一處理模組，其係可操作的以產生在其上傳輸一接收訊號之一網路通道之一N分接頭有效基於網格之表示，及在頻域內預先濾波該接收訊號以將該網路通道之該N分接頭有效基於網格之表示壓縮成該網路通道之一K分接頭經壓縮的基於網格之表示，其中K<N；及一第二處理模組，其係可操作的以基於由該第一處理模組所產生的該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而在時域內等化該經預先濾波的接收訊號。
12. 如請求項11之無線接收器，其中該第一處理模組包括一路徑搜尋器及一網格規劃(formulation)組件，該路徑搜尋器可操作以判定該網路通道之一近似重心，且該網格 規劃組件可操作以對該網路通道之該N分接頭有效基於網格之表示定中心至約為該近似重心。
13. 如請求項11之無線接收器，其中該第一處理模組包括一路徑搜尋器及一網格規劃組件，該路徑搜尋器可操作以判定該網路通道之一最強的路徑延遲，且該網格規劃組件可操作以對該網路通道之該N分接頭有效基於網格之表示定中心至約為該最強的路徑延遲。
14. 如請求項11之無線接收器，其中該第一處理模組係可操作以在近似Tc/2之間隔處分隔該網路通道之該有效基於網格之表示之該N個分接頭，其中Tc相當於該接收訊號之一碼片間隔。
15. 如請求項11之無線接收器，其中該第一處理模組係可操作以在近似3Tc/4之間隔處分隔該網路通道之該有效基於網格之表示之該N個分接頭，其中Tc相當於該接收訊號之一碼片間隔。
16. 如請求項11之無線接收器，其中該第一處理模組包括可操作以基於該網路通道之該N分接頭有效基於網格之頻域表示而計算預先濾波係數之一係數計算器。
17. 如請求項16之無線接收器，其中該第一處理模組包括可操作以將該等預先濾波係數轉換至頻域之一FFT引擎。
18. 如請求項17之無線接收器，其中該FFT引擎係可操作以藉由使該等經轉換的預先濾波係數與該接收訊號之一頻域表示相乘而在頻域內預先濾波該接收訊號。
19. 如請求項11之無線接收器，其中該第二處理模組係可操 作以使用路徑延遲之一網格而在時域內等化該經預先濾波的接收訊號，其中路徑延遲之該網格定中心至針對該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示所判定之一最強路徑延遲或一近似重心。
20. 如請求項11之無線接收器，其中該第二處理模組係可操作以基於該網路通道之該K分接頭經壓縮的基於網格之表示而估計與該網路通道相關聯的一媒體通道響應。