CN101385248B - 用于无线通信的降低复杂性的干扰抑制 - Google Patents

Abstract

通过在用户之间共用信息来降低在接收来自多个用户的无线通信中进行干扰抑制所需的计算复杂性。在一些情况下，指示干扰的统计特性的信息在用户之间被共用。用来产生干扰统计信息的延迟基于用户所采用的瑞克分支延迟而被确定。在一些情况下，用来计算用户的合并权重的参数估计在用户之间被共用。

Description

用于无线通信的降低复杂性的干扰抑制

技术领域

本发明一般而言涉及无线通信，更特别地涉及无线通信中的干扰抑制。

背景技术

干扰抑制是一种可以被用来在存在多个接入干扰信号(interferer)的情况下提高无线通信接收机的性能的公知技术。例如考虑一种包括从多个用户接收通信信令的基站的无线通信系统。在这种系统中，由基站接收的信号可以被模拟为：

$y\left(t\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{r}_k\left(t\right)+n\left(t\right),$

其中r_k(t)是从用户k接收的信号，n(t)是用来模拟接收机前端中的热噪声的加性高斯噪声。如果用户以相对较高的数据速率利用多个并行码和低的扩频因子进行发射，那么通常存在自干扰。

图1示出一个具有以相对较高的数据速率进行发射的数据用户和以相对较低的速率进行发射的其他用户(例如语音用户)的系统的例子。在基站从每个用户接收到的信号可以被描述为：

$r_k\left(t\right)=h_k\left(t\right)\⊗a_k\left(t\right),$ 其中

表示卷积，以及

$h_k\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{L_k}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{k,m}\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_{k,m})$ 是多径信道的基带等效脉冲响应，其中L_k是与用户k相关的可分解路径的数量，h_k，m和τ_k，m分别是与用户k相关的第m个路径的复数值的信道系数和延迟。由用户k发射的信号是 $a_k\left(t\right)=\sqrt{E}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{b}_{k,m}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,m}\left(n\right)p(t-n{T}_c-\mathrm{mT}),$ 其中E是平均码片能量，b_k，m是所发射的符号，c_k，m(n)是扩频码，N是扩频因子，p(t)是规范化码片脉冲形状，T_c是码片周期(duration)，以及T是符号周期。

在使用直接序列码分多址(DS-CDMA)技术的常规无线通信系统中，接收机典型地被实施为瑞克接收机。瑞克接收机是一种匹配于扩频、脉冲形状滤波和信道滤波的操作的匹配滤波器。这种匹配滤波器在干扰加噪声为白色时最大化在其输出的信噪比。所述瑞克接收机包括用于解扩不同延迟版本的接收信号的相关器。然后合并解扩值来形成软值。如果解扩值被收集在向量x中，那么符号估计由z＝w^Hx来给出，其中w是合并权重的向量，以及上标H表示赫米特转置。瑞克接收机的合并权重由w＝h来给出，其中h是估计信道系数的向量(在此也称作信道估计向量)。在基站处具有两个接收天线的系统中，可以假设合并权重向量w和估计信道系数向量h都具有等于在天线上总计的瑞克分支(finger)的总数的长度。

瑞克接收机将干扰模拟为白噪声。因此，如上所示，在干扰加噪声为白色时它们工作最好，而在存在有色噪声的情况下它们的性能恶化。白化匹配滤波器，例如基本上是由G瑞克(通用瑞克)接收机和码片均衡器所提供的滤波器，在存在有色噪声的情况下是优选的。

常规G瑞克接收机将干扰模拟为有色噪声，并且在干扰为有色的情况下可以提供的干扰抑制优于瑞克接收机的干扰抑制。G瑞克接收机的结构类似于瑞克接收机，但是使用不同的合并权重，并可具有额外的分支。如上所述，G瑞克接收机实质上是白化匹配滤波器。它使用损害(impairment)相关矩阵来描述干扰加噪声的二阶属性。G瑞克接收机中的合并权重是通过把信道系数向量乘以该相关矩阵的逆来获得的。G瑞克接收机中的合并操作可以被视作在解扩之后的滤波操作。G瑞克接收机的合并权重由w＝R^-1h来给出，其中R是上述的相关矩阵。因此G瑞克接收机必须能够提供合适的相关矩阵R。

常规码片均衡器类似于G瑞克接收机，除了解扩和合并的顺序是颠倒的之外。滤波或合并操作首先在码片级别上使用对应于G瑞克合并权重的滤波系数并使用对应于G瑞克分支位置(延迟)的滤波抽头位置来执行。所述滤波操作之后是解扩操作。象G瑞克接收机，码片均衡器的滤波系数可以根据相关矩阵和信道系数向量来确定。通常，接收机使用对应于G瑞克接收机中的瑞克分支延迟和码片均衡器中的滤波抽头位置的解调延迟。

各种常规系统使用不同方法来解决估计相关矩阵的问题。一种方法使用与导频符号相关的解扩值。损害抽样是通过从导频符号解扩值中减去信道系数估计来获得的。这些抽样然后被相乘，并在多个符号上求平均以形成填充所述相关矩阵的相关估计。上述的导频符号解扩值当然对于每个用户来说将是不同的，因此相关矩阵是针对每个用户计算的。然后，每个相关矩阵R被求逆，并且然后该逆矩阵R^-1乘以对应的信道系数向量h，以便根据w＝R^-1h而产生合并权重w。可选择地，使用迭代方法(例如高斯-塞德尔方法)来解Rw＝h求w。

另一常规方法直接使用所接收的信号(在解扩之前)来估计相关的相关矩阵。例如，码片抽样相关矩阵是干扰统计的形式，因为它包含有关干扰的信息。每个用户基于所接收的码片抽样和其自己的相应分支延迟来计算其自己的相关矩阵。信道系数估计是根据导频符号的解扩值来计算的。然后使用每个相关矩阵R来利用Rw＝h求解w。图2总体上示出这种方法。响应于从前端部分接收到的基带信号25，相关矩阵计算机单元为相关的用户产生相关矩阵。每个权重计算机单元23使用相关矩阵R和信道系数向量h来计算合并权重向量w。由每个用户的权重计算机单元23所产生的权重向量w的合并权重被用来合并解扩业务值向量元素来形成业务符号估计z，该符号估计被提供给该附加接收机处理单元来进行解调/解码(z＝w^Hy，其中y是解扩业务向量)。图2A示出用于合并所述业务解扩值和所述合并权重以产生由附加接收机处理单元来处理的符号估计的合并单元。

相关矩阵的估计和可能的求逆可能是相对较复杂的计算过程，并且上述的常规方法可能容易使大量的这些过程成为必要。实际上，相关矩阵估计和求逆操作的数量典型地与用户的数量成比例。这会导致在接收机的复杂性和成本上不希望有的增加。

鉴于前述，期望在从多个用户接收CDMA通信的过程中提供干扰抑制，同时避免上述的与现有技术的方法相关的困难。

发明内容

本发明的示例性实施例降低了在从多个用户接收无线通信的过程中进行干扰抑制所需的计算复杂性。一些实施例在用户之间共用指示干扰的统计特性的信息。在一些实施例中，用于产生干扰统计信息的延迟是基于对所述用户所使用的瑞克分支延迟来确定的。一些实施例在用户之间共用被用来计算用户的合并权重的参数估计。

附图说明

图1用图示出在其中可以实施根据本发明的原理的无线通信系统的例子。

图2和图2A用图示出图1的基站接收机的常规例子。

图3用图示出根据本发明示例性实施例的使用共用逆相关矩阵的无线通信接收机装置。

图4用图示出根据本发明示例性实施例的图3的权重计算机。

图4A示出可以用于图4的权重计算机的零填充向量的例子。

图5用图示出根据本发明进一步示例性实施例的图3的权重计算机。

图6用图示出根据本发明示例性实施例的使用共用相关矩阵的无线通信接收机装置。

图7用图示出根据本发明示例性实施例的图6的权重计算机。

图8用图示出根据本发明进一步示例性实施例的图6的权重计算机。

图9用图示出根据本发明示例性实施例的使用共用参数估计的无线通信接收机装置。

图10用图形示出用户的瑞克分支延迟的例子。

图11用图示出根据本发明示例性实施例的使用共用相关值的无线通信接收机装置。

图12-图14用图形示出根据本发明示例性实施例的在用户的瑞克分支延迟和用来产生损害相关值的延迟之间的示例性关系。

图15总体上类似于图3、图6、图9和图11，但是用图示出根据本发明示例性实施例的实施码片均衡的无线通信接收机装置。

具体实施方式

本发明的示例性实施例利用了接收机接收由多个用户共用的信号的情形。例如，在图1的布置中，基站中的所有用户的接收机接收由所有所示的用户共用的上行链路信号。这些类型的情形为多个用户提供了机会来共用在计算上昂贵的操作的结果，例如与在G瑞克接收机中对损害相关矩阵进行估计和求逆的操作。以图2的现有技术G瑞克接收机布置作为说明性例子，虽然为每一个相应用户产生了相关矩阵，但是所有相关矩阵都是根据相同的输入来计算的，所述相同的输入即所接收到的由RF前端部分提供的上行链路信号(由所有用户共用)。

类似的例子是下行链路，其中终端解调来自不同基站发射机的控制和信息信号。所述合并权重不同，但是共用一个公共的相关矩阵。通常，接收机接收可能对应于上行链路中的不同用户信号或在下行链路中具有不同信道响应的不同控制和信息信号的通信信号分量。如果两个信号共用相同的信道响应，那么它们被认为是相同的通信信号分量的一部分。虽然本发明的示例性实施例在此是相对于上行链路来描述的，但这仅仅是为了说明的方便，并且将会理解本发明也适用于下行链路。

根据本发明的干扰抑制接收机(例如G瑞克或码片均衡接收机)的示例性实施例根据所接收的在上行链路上由多个用户共用的码片抽样来计算一个相关(或逆相关)矩阵。通过使用合适的矩阵操作，各个用户的合并权重的向量都可以基于所述一个相关(或逆相关)矩阵而产生。这大大降低了干扰抑制所需的计算复杂性，并且从而降低了接收机的复杂性和成本。

在一些实施例中，所有用户共用一个估计逆相关矩阵。对于每个用户来说，所述逆相关矩阵被修正，并且该修正矩阵被用来计算所述权重。所述修正矩阵是基于为该用户采用的分支而产生的。在所有用户共用一个估计逆相关矩阵的其他实施例中，每个用户的信道估计向量的修正版本被用来计算该用户的合并权重。一个给定用户的修正信道估计向量是基于为该用户采用的分支延迟而产生的。

在一些实施例中，用来估计所共用的逆相关矩阵的延迟的集合是所有用户的瑞克分支延迟的联合。这可以被表示为：

$\mathrm{\Γ}=\underset{k=1}{\overset{K}{Y}}{\mathrm{\Γ}}_k$

其中Г是用于相关矩阵的延迟的向量，Г_k是用户k的分支延迟的向量，以及K是用户的数量。在图13中示出对于两个用户的关于此的简单例子，其中延迟的联合被标明为131，以及对用户1和用户2所采用的分支延迟分别被标明为132和133。注意，这些延迟可以是相对延迟，并且具有与它们相关的抽样相位。

在一些实施例中，共用(逆)相关矩阵的估计的延迟定义了等间隔延迟的网格(grid)，其覆盖了由不同用户看到的信道的延迟扩展。所有用户的分支延迟也根据所述网格位置进行布置。图12示出对于两个用户的关于此的简单例子。等间隔延迟的网格被标明为121，以及对用户1和用户2所采用的分支延迟分别被标明为122和123。在122和123的时间轴上所示的每个x指示了对于分支延迟布置所允许的位置，也就是，x标明所允许的分支延迟的网格。如所示，3/4码片间隔的延迟的网格可以被设计成覆盖整个能量区域。

当使用码片抽样来形成相关矩阵时，可以使用进一步的定标(scaling)来正确地定标用于前向纠错解码的软信息。本发明可以与这种定标来结合使用，这种定标在2005年6月22日提交的、顺序号为11/158,665(代理人案号P 19948)的同时待审的美国申请中进行了描述，并且被结合于此以作参考。

图3用图示出根据本发明示例性实施例的具有干扰抑制能力的无线通信接收机装置。图3的装置实施了上述的共用逆相关矩阵技术。在一些实施例中，图3的装置被提供在例如图1所示的固定站点的基站中。干扰统计单元35响应于输入信号25而产生估计相关矩阵，并且还对该矩阵求逆以产生上述的逆相关矩阵R^-1。在一些实施例中，所述矩阵求逆操作被省略，并且逆相关矩阵被直接估计，例如通过使用递归最小二乘(RLS)算法。干扰统计单元35基于指示用户所使用的分支延迟的信息来确定要使用的信息，如在34处所示。所述共用逆相关矩阵R^-1被提供给多个信号处理路径31、32、...、300。这些信号处理路径延伸到分别与各用户相关联的各个权重计算机单元。与各个用户相关的解扩单元可以响应于信号25进行工作，以便如所示把解扩的信号提供给它们相关的权重计算机单元。

在一些共用逆相关矩阵实施例中，每个用户的权重计算机把零或小值插入到(即零填充)用户的信道估计向量中。这种零填充提供了在信道估计向量中的占位符分量，以便考虑到由不与该用户的分支延迟对应的干扰统计单元35所使用的延迟。如果h_k是用户k的信道估计向量，并且

是在添加零之后的信道估计向量，那么用户k的权重是对应于向量

的非零分量的 ${\tilde{w}}_k=R^{-1}{\tilde{h}}_k$ 的分量。在图4中示出权重向量计算，并且在图4A中示出对应于k＝1和2的用户的零填充向量

的例子，即

和

图4用图示出根据本发明示例性实施例的图3的权重计算机单元。图4的例子示出图3的用户1的权重计算机单元。图3的剩余权重计算机单元在一些实施例中在结构和功能上是类似的。如图4所示，信号处理路径31包括乘法器43，其将所述逆相关矩阵R^-1乘以零填充信道估计向量

来产生用户的合并权重。零填充向量

通过零填充单元42对信道估计向量h₁的操作来产生，所述信道估计向量h₁是由信道估计器41使用来自所述相关解扩单元的导频符号解扩值产生的。所述零填充单元42基于指示由干扰统计单元35所使用的延迟的信息来执行零填充(也参见图3)，如在45处所示。

在其他共用逆相关矩阵实施例中，每个用户通过消除不与该用户的分支对应的行和列来简化逆相关矩阵。于是权重向量为 $w_k={\tilde{R}}_k^{-1}{h}_k,$ 其中

是用户k的简化的逆相关矩阵。逆相关矩阵尺寸的减小也降低了权重向量计算的计算复杂性。该权重向量计算在图5中被示出。

图5用图示出根据本发明示例性实施例的图3的权重计算机单元。图5的例子示出图3的用户1的权重计算机单元。图3的其他权重计算机单元在一些实施例中在结构和功能上是类似的。如图5所示，信号处理路径31包括用于从逆相关矩阵R-1中除去与对用户1所使用的瑞克分支不对应的其行和列的矩阵简化单元53。矩阵简化单元53基于指示由干扰统计单元35所使用的延迟的信息来确定要除去哪些行和列(也参见图3)，如在55处所示。信号处理路径31还包括乘法器52，其将简化的逆相关矩阵

乘以由信道估计器51所产生的信道估计向量h₁。

在一些情况下，各种用户的网格相互之间不是同步的，或者这些用户没有采用固定的网格搜索策略。在这些类型的情况以及其他情况下，如果使用对应于所有用户的所有分支延迟的延迟产生相关矩阵(如在图13的例子中那样)，那么相关矩阵就会变得相当大。这导致增加了相关矩阵的计算和求逆的复杂性。因此，一些实施例使用合适选择的延迟网格，例如覆盖最大延迟扩展的等间隔延迟的网格。图14示出用于两个用户的该情形的简单例子，其中延迟网格被标明为141，并且对用户1和2所采用的分支延迟被分别标明为142和143。延迟网格141可以被用来产生用户共用的相关矩阵。每个用户可以根据需要对相关值进行插值来补偿在其任何分支延迟和用来产生所述相关矩阵的延迟网格(例如图14的网格141)之间的差异。相关值的插值可以根据任何合适的插值技术来执行，其一些例子在2004年9月29日提交的、顺序号为10/953,010(代理人案号P19567)的同时待审的美国申请中进行了描述，该申请被结合于此以作参考。

图6用图示出根据本发明示例性实施例的具有干扰抑制能力的无线通信接收机装置。图6的装置实施了上述的共用相关矩阵技术。在一些实施例中，图6的装置被提供在例如图1所示的固定站点基站中。如图6中所示，干扰统计单元65响应于输入信号25而产生估计相关矩阵R。干扰统计单元65基于指示对用户采用的分支延迟的信息来确定应当使用什么样的延迟，如在64处所示。共用估计相关矩阵R被提供给多个信号处理路径61、62、...、600。这些信号处理路径延伸到分别与各用户相关联的各个权重计算机单元。与各个用户相关的解扩单元可以响应于信号25进行工作，以便如所示把解扩的信号提供给它们相关的权重计算机单元。例如，解扩单元60为图6中的用户1解扩信号。

各个用户的相关矩阵是分别在图7的相关联权重计算机中通过消除与用户的分支不对应的行和列并且根据需要对来自共用相关矩阵R的相关值进行插值来计算的。如上所述，与给定用户相关的插值补偿了在对该用户所采用的分支延迟与干扰统计单元65产生共用相关矩阵R所采用的延迟网格之间的差异。在一些实施例中，每个用户的分别插值的相关矩阵(由R_Ik表示)被直接求逆。然后将所得到的逆矩阵乘以用户的信道估计向量h来计算合并权重的向量，通常是以与上面所描述的相同的方式进行。这在图7中被示出。

图7用图示出根据本发明示例性实施例的图6的权重计算机单元。图7的例子示出图6的用户1的权重计算机单元。图6的剩余权重计算机单元在一些实施例中在结构和功能上是类似的。如图7所示，信号处理路径61(也参见图6)包括用于对来自相关矩阵R的值进行插值以产生插值矩阵R_I1的插值单元73。插值单元73基于指示由干扰统计单元65(也参见图6)所使用的延迟的信息来执行插值操作，如在75处所示。信号处理路径61包括用于对插值矩阵R_I1求逆以产生逆矩阵R_I1 ^-1的矩阵求逆单元74。信号处理路径61中的乘法器72将逆矩阵R_I1 ^-1乘以信道估计向量h₁，所述信道估计向量h₁是由信道估计器71使用来自相关解扩单元的导频符号解扩值来产生的。用于消除共用相关矩阵R的行和列的实施例包括矩阵简化单元53，如在图7中由虚线所示。

在一些实施例中，每个用户的分别插值的相关矩阵不被求逆，但是代之以与对应的信道估计向量h相结合来直接计算所期望的合并权重的向量，这是通过解R_Ikw＝h_k求w。这在图8中被示出。

图8用图示出根据本发明示例性实施例的图6的权重计算机单元。图8的例子示出图6的用户1的权重计算机单元。图6的剩余权重计算机单元在一些实施例中在结构和功能上是类似的。如图8所示，信号处理路径61包括权重求解单元81，其接收由信道估计器71(也参见图7)产生的信道估计向量h₁以及由插值单元73(也参见图7)产生的插值相关矩阵R_I1。权重解算单元81通过对方程R_I1w₁＝h₁应用合适的方程解算技术(例如高斯-塞德尔)来为用户1求解合并权重向量w₁，并且从而无需矩阵求逆就可以直接计算所述合并权重。

在一些实施例中，计算一组损害相关值，并且每个用户使用该组相关值来构造其自己的单独的相关矩阵。参考图10，示出具有两个用户的简单例子。在图10的例子中，用户1具有被置于以码片周期为单位的时间0和3/4的分支，以及用户2具有被置于1/4和1码片周期的时间的分支。根据常规做法，用户1将通过相乘在时间0的码片抽样和在时间3/4的码片抽样的共轭，并且对该积与对应于时间对(1，1³/₄)(2，2³/₄)等的其他积求平均，从而估计在这两个分支之间的相关性。该相关性在此被表示为R(0，3/4)，其中第一索引指示抽样相位，第二索引指示在两个码片抽样之间的滞后。用户1还需要估计每个分支与其自身的相关性。因此，对于第一分支来说，用户1将对相应于时间对(0，0)、(1，1)、(2，2)等的积求平均。使用上面定义的符号R(x，y)，该相关性被表示为R(0，0)。对于第二分支来说，用户1将对相应于时间对(3/4，3/4)，(1³/₄，1³/₄)等的积求平均。因此该相关性被表示为R(3/4，0)。也可以使用过去的抽样，以便R(x，y)在x上是周期性的，其中周期为1。例如，R(0，y)和R(1，y)是相同的。注意，y是滞后。因此，如果每个码片存在4个抽样，那么对于x来说，只需要考虑4个值，即x＝0、x＝1/4、x＝2/4、x＝3/4。

类似地，用户2将通过对相应于时间对(1/4，1)(1¹/₄，2)，(2¹/₄，3)等的码片抽样的积求平均来估计在其两个分支之间的相关性。该相关性在此被表示为R(1/4，3/4)。用户2还将需要对相应于时间对(1/4，1/4)(1¹/₄，1¹/₄)等的码片抽样的积求平均。该相关性在此被表示为R(1/4，0)。最后，用户2将需要对相应于时间对(1，1)、(2，2)、(3，3)的码片抽样的积求平均。该相关性可以被表示为R(1，0)。

本发明认识到，由于可以使用后向时间平均，所以用户2的第二分支与其自身的相关性R(1，0)可以通过对(0，0)、(1，1)、(2，2)等求平均来形成，这与上述的与用户1相关的R(0，0)相同。因此，R(0，0)可以被用户1和用户2二者使用。相应地，在一些实施例中，中央处理单元从所有的用户接收分支延迟信息，并且集中计算所有用户所需的所有R(x，y)值。在图10的例子中，这将涉及计算R(0，0)、R(1/4，0)、R(3/4，0)、R(0，3/4)和R(1/4，3/4)。如上所述，R(0，0)可以被计算一次，并且然后在两个用户之间共用。在一些实施例中，通过把R(x，y)近似为在y上的共轭对称，即近似R(x，-y)和R(x，y)的共轭是相同的，可以进一步提高效率。

在一些实施例中，效率是通过为预定的分支延迟值集中预计算R(x，y)，并且然后对所预计算的相关值进行插值以获得用户所需的特定相关值来提高的。例如，一些实施例预计算两个自相关函数R(0，y)和R(1/2，y)，其中y＝0、3/4、6/4、9/4等。然后，使用二维插值来获得用户所需的任何R(x，y)值。

一些实施例作出这样的近似，即R(x，y)对于不同的x不会改变很多(即对于相位不敏感)。因此，例如，一些实施例仅仅计算和使用R(0，y)，而不是如上的R(0，y)和R(1/2，y)。在这种情况下，在确定使用哪个R(x，y)值时仅仅使用相对延迟信息。一些实施例在确定R(y)值时使x平均化。例如，对于R(0，y)和R(1/2，y)的估计可以如上那样进行计算，但是R(y)的值可以通过对R(0，y)估计和R(1/2，y)估计求平均来进行估计。在所有4个相位上进行平均的有效方式例如将是通过对(0，0+y)、(3/4，3/4+y)、(6/4，6/4+y)等求平均来估计R(y)。

为了说明的目的，上面相对于图10描述的用于估计R(x，y)的示例性操作已经就它们应用于每个接收天线信号的方面而被给出。本领域技术人员将认识到，在来自不同接收天线的码片抽样之间的互相关性也可以类似于上面相对于图10描述的计算和处理而被计算和处理。

图11用图示出根据本发明示例性实施例的具有干扰抑制能力的无线通信接收机装置。在一些实施例中，图11的装置被提供在例如图1所示的固定站点的基站中。在一些实施例中，图11的装置可以执行上面相对于图10所描述的操作。图11的接收机包括可以计算各种用户所需的所有R(x，y)值的估计的干扰统计单元110。在一些实施例中，单元110基于指示对用户所采用的分支位置的信息来确定要计算哪些R(x，y)估计，如在111处所示。一些实施例使用预定范围的x和y值来计算R(x，y)。在各种实施例中，单元110可以以上面相对于图10所描述的任何示例性方式来产生必要的相关值集合。使得由单元110产生的相关值R(x，y)集合对于多个信号处理路径120、130、...、1000中的每一个都是可用的。这些信号处理路径分别延伸到分别与用户相关联的各个相关矩阵构造单元。每个相关矩阵构造单元根据由单元110产生的相关值为其相关联的用户构造相关矩阵。在一些实施例中，相关矩阵构造单元可以执行上面相对于图10所描述的插值操作。每个构造的相关矩阵从相关联的相关矩阵构造单元被馈送到相关联的权重计算机，所述权重计算机例如可以根据图6的权重计算机的操作来计算相关联用户的合并权重。

本发明的各种实施例使用各种近似方案来根据上述的系统Rw＝h确定权重向量w。例如，至少依赖于R和h的任何向量都可以被认为是有效的w，而不管是否：(1)R已经通过移除行和/或列而被简化；和/或(2)R已经被插值；和/或(3)h已经被零填充。近似方案所需的精度在实施例之间是变化的。

本发明进一步的原理可以被应用于参量G瑞克接收机。在常规参量G瑞克接收机中，为了模拟自干扰，损害相关矩阵被写为

R＝E_cR_ISI+N₀R_n

其中E_c是信号的每个码片周期的总能量，N₀是噪声功率，以及R_ISI和R_n分别是干扰和热噪声分量。相关矩阵R_ISI依赖于脉冲形状函数、码片周期、信道系数和延迟。相关矩阵R_n依赖于脉冲形状函数和延迟。响应于所接收的信号，参数E_c和N₀对于每个用户被独立地估计。注意，E_c可以通过导频符号的每符号的能量来规范化。有时码片均衡器使用类似的模型。通常，E_c和N₀分别对应于干扰和信号功率。

本发明的示例性实施例认识到，在各种情况下，参数E_c和N₀中的至少一个可能被期望对于所有用户来说几乎是相同的。因此，公共参数值，即E_c和/或N₀，可以对一个用户进行估计，然后所估计的参数值可以由所有用户共同分享。这减少了计算的复杂性和成本，因为只有一个用户需要估计所述参数。在一些实施例中，对其将执行参数估计的用户根据需要是可选择的。作为例子，如果在用户组内的每个用户具有相同的速率(例如对于语音用户组将是这种情况)，并且如果功率控制正确地起作用，那么E_c和N₀都可以被期望对于所有用户来说几乎是相同的。

在一些参量G瑞克实施例中，E_c和/或N₀的估计是为用户组子集内的每个用户执行的。然后对这些结果求平均，并且所有用户共用该平均估计的参数值。这可以提高共用参数估计的精度。在各种实施例中，选择用户的各种子集来估计E_c和/或N₀。对于任何给定的实施例来说，对应的子集的大小范围可以从小至至少任何两个用户到大至所有用户，并且可以具有任何期望的用户作为其成员。在一些实施例中，对于将为其执行参数估计的用户子集的成员资格根据需要是可选择的。

图9用图示出用于根据本发明示例性实施例的实施上述共用参数估计技术的参量G瑞克接收机装置。在一些实施例中，图9的装置被提供在例如图1所示的固定站点的基站中。图9的装置对于每个用户来说，包括用于把解扩信号馈送到相关权重计算机单元的解扩单元。响应于与一个或多个用户相关联的解扩信号，参数估计器91产生参数估计92(例如E_c和/或N₀估计)，其被所有用户在计算他们的合并权重时共享和共同使用。参数估计器91的虚线输入表示这样的实施例，其中来自多于一个解扩单元的解扩信号被用来分别产生对应的参数估计，所述参数估计被求平均来产生所述共用参数估计92。参数估计器91包括选择输入93，其可以被用来选择其解扩信号将被用于参数估计操作的用户。

图15用图示出根据本发明示例性实施例的具有干扰抑制能力的无线通信接收机装置。图15的接收机与图3、图6、图9和图11的接收机的类似之处在于，有关在所接收的上行链路信号中的干扰的统计信息在多个用户之间被共用。然而，图15示出在实施码片均衡的接收机中该共用信息的使用。如上所述，码片均衡接收机的滤波系数对应于G瑞克接收机的合并权重，并且可以根据用来产生G瑞克合并权重的相同类型的相关信息被产生。正如对于本领域技术人员而言将是显而易见的那样，在图3、图6、图9和图11的接收机中的用户之间共用的信息可以类似地在码片均衡接收机的用户之间被共用。在图15中，在150处所示的共用信息被提供给多个信号处理路径的每一个，所述多个信号处理路径通常被标明为路径1、路径2、...、路径K-1和路径K，其中每一个路径对应于K个用户之一。这些信号处理路径使用共用信息来分别产生对应的滤波系数C1、C2、...、C(K-1)和CK组。这些滤波系数组被分别提供给对应的码片均衡器，其中每个码片均衡器对应于K个用户之一。所述码片均衡器基于所述滤波系数来执行常规码片均衡。

虽然上面已经详细描述了本发明的示例性实施例，但是这并不限制本发明的范围，本发明可以在各种各样的实施例中被实行。

Claims (13)

1.一种CDMA无线通信接收机装置，包括：

用于提供通信信号的输入端，所述通信信号已经在无线通信链路上被发射并且包括干扰和多个通信信号分量；

耦合到所述输入端的干扰统计单元，用于响应于所述通信信号而产生指示所述干扰的统计特性的数据集，其中所述数据集是与所述干扰相关联的逆相关矩阵；以及

分别对应于所述多个通信信号分量的多个信号处理路径，每一个所述信号处理路径被耦合到所述干扰统计单元，每一个所述信号处理路径接收用于在每一个所述信号处理路径之间进行共用的所述数据集，以及每一个所述信号处理路径把与对应的通信信号分量相关联的信号处理操作应用于所述共用的数据集；

多个信道估计器，其分别与所述通信信号分量相关联，并且被耦合到所述输入端以用于提供分别与所述通信信号分量相关联的各个信道估计向量；以及多个向量调整器，其分别与所述通信信号分量相关联，每一个所述向量调整器被耦合在相关联的信道估计器和相关联的信号处理路径之间，所述向量调整器对所述相关联的信道估计向量应用相应调整来分别产生对应的调整向量，并且每一个所述信号处理路径合并相关联的调整向量和所述逆相关矩阵，以便产生在合并已经对相关联的通信信号分量解扩的信号时使用的权重向量。

2.根据权利要求1所述的装置，其中每一个所述调整包括对所述相关联的信道估计向量进行零填充，以便补偿在对所述相关联的通信信号分量采用的瑞克分支延迟和由所述干扰统计单元产生所述数据集所使用的延迟之间的差异。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述信号处理路径包括对所述逆相关矩阵应用相应调整来分别产生对应的调整矩阵的各个矩阵调整器，每一个所述信号处理路径接收对应于相关联的通信信号分量的信道估计向量，并且每一个所述信号处理路径合并相关联的信道估计向量和相关联的调整矩阵，以便产生在合并已经对所述相关联的通信信号分量解扩的信号时使用的权重向量。

4.根据权利要求3所述的装置，其中每一个所述调整包括移除所述逆相关矩阵的一部分，以便补偿在对所述相关联的通信信号分量采用的瑞克分支延迟和由所述干扰统计单元产生所述数据集所使用的延迟之间的差异。

5.根据权利要求4所述的装置，其中每一个所述信号处理路径相对于所述相关联的信道估计向量和相关联的插值矩阵来应用高斯-塞德尔操作以便产生相关联的权重向量，其中通过对来自作为所述数据集的逆矩阵的相关矩阵的值进行插值而产生所述插值矩阵。

6.一种在CDMA通信接收机中使用的方法，包括以下步骤：

提供通信信号，所述通信信号已经在无线通信链路上被发射并且所述通信信号包括干扰和多个通信信号分量；

由干扰统计单元响应于所述通信信号而产生指示所述干扰的统计特性的数据集，其中所述数据集是与所述干扰相关联的逆相关矩阵，以及对于每一个所述通信信号分量来说，包括：

对与所述通信信号分量相关联的信道估计向量应用调整以产生对应的调整向量；以及

合并所述调整向量和所述逆相关矩阵，以便产生在合并已经对所述通信信号分量解扩的信号时使用的权重向量；

使得所述数据集能够在支持对每一个所述通信信号分量的处理中被共用；以及

对于每一个所述通信信号分量，把与所述通信信号分量相关联的信号处理操作应用于所述共用的数据集。

7.根据权利要求6所述的方法，其中每一个所述调整包括对所述相关联的信道估计向量进行零填充，以便补偿在对相关联的通信信号分量采用的瑞克分支延迟和在产生所述数据集的步骤中使用的延迟之间的差异。

8.根据权利要求6所述的方法，还包括：对于每一个所述通信信号分量，相对于在作为所述数据集的逆矩阵的相关矩阵中的相关值执行插值操作，以补偿在对所述通信信号分量采用的瑞克分支延迟和在产生所述数据集的步骤中使用的延迟之间的差异。

9.根据权利要求8所述的方法，其中每一个所述插值操作产生插值矩阵，并且对于每一个所述通信信号分量来说，包括以下步骤：

对相关联的插值矩阵求逆以产生逆矩阵，以及

合并所述逆矩阵和与所述通信信号分量相关联的信道估计向量，以便产生在合并已经对所述通信信号分量解扩的信号时使用的权重向量。

10.根据权利要求8所述的方法，其中每一个所述插值操作产生插值矩阵，并且对于每一个所述通信信号分量来说，包括：使用相关联的插值矩阵和与所述通信信号分量相关联的信道估计向量来产生在合并已经对所述通信信号分量解扩的信号时使用的权重向量。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述使用步骤包括：相对于所述信道估计向量和所述插值矩阵来应用高斯-塞德尔操作以便产生相关联的权重向量。

12.一种CDMA通信接收机装置，包括：

用于提供通信信号的输入端，所述通信信号已经在无线通信链路上被发射并且所述通信信号包括干扰和多个通信信号分量；

分别与所述通信信号分量相关联的多个信号产生单元，每一个所述信号产生单元被耦合到所述输入端，以便响应于所述通信信号而提供分别与所述通信信号分量相关联的多个进一步信号；

耦合到至少一个所述信号产生单元的参数估计器，用于响应于相关联的进一步信号而提供参数估计，其中当所述参数估计器被耦合到多于一个所述信号产生单元时，所述参数估计器响应于由所述耦合的信号产生单元产生的进一步信号而进行初始参数估计，并且所述参数估计器基于所述初始参数估计而产生参数估计；以及

分别与所述通信信号分量相关联并且分别耦合到所述信号产生单元的多个权重单元，每一个所述权重单元被耦合到所述参数估计器以便共用所述参数估计，每一个所述权重单元响应于所述参数估计而为所述相关联的通信信号分量提供在处理所述相关联的进一步信号时使用的多个权重。

13.根据权利要求12所述的装置，其中所述参数估计是所述初始参数估计的平均。

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