CN1906861B - 使用代码特定组合的ds-cdma干扰抑制方法和设备 - Google Patents

Abstract

在RAKE接收机(200)中从关注符号减少诸如符号间干扰的干扰。RAKE接收机包括多个RAKE耙指(220)、处理器(230)和组合器(232)。多个RAKE耙指将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩。处理器确定来自不同符号和多个路径的符号波形之间的互相关。组合器使用互相关组合解扩符号以从关注符号减少干扰。

Description

使用代码特定组合的DS-CDMA干扰抑制方法和设备

发明背景

本发明一般涉及RAKE接收机，并且具体地说，涉及干扰抑制RAKE接收机。

RAKE接收机代表一种具体而言在直接序列码分多址(DS-CDMA)无线通信中众所周知的多径接收方案。在多径通信信道中，发射的信号通过多个传播路径传播到接收机。因此，接收机接收发射的信号的多个“回波”，而每个多径回波一般具有不同的路径延迟、相位和衰减效应。

RAKE接收机通过将两个或更多个RAKE“耙指”中的每个耙指指配给输入多径回波之一而利用多径传播。每个耙指被调整到特殊的多径回波。通过估计信道效应，例如，相位和衰减，并且通过适当地考虑路径延迟中的差别，来自每个RAKE耙指的单独输出可与来自其他耙指的输出组合，以提供信噪比(SNR)大大改善的组合的RAKE输出信号。

在诸如宽带CDMA和IS-2000的DS-CDMA系统中，通过以低扩频因子和/或在不止一个扩频码(多码)上发射数据，实现了高传输数据率。当使用低扩频因子和/或多码时，性能对多径色散灵敏。由于色散，存在发射的信号的具有不同相对延迟的多个回波。这些回波相互干扰。不但由于一个符号与下一符号重叠而在连续符号之间丢失了正交性，而且在不同正交代码上发送的符号之间也丢失了正交性。

因此，性能经常受发送到某个特殊用户的不同符号之间的干扰限制。这些符号可对应于前一或下一符号、在另一代码载波上并行发送的符号或两者。通常，此干扰称为自干扰，其中，自干扰可包括符号间干扰(ISI)或代码间干扰(ICI)。ISI的一个重要方面是它随符号的不同而变化。扩频码为沃尔什码与公共扰码的组合是造成这种变化的原因。该扰码具有远长于符号周期的周期，这实际上随符号周期的不同而更改了整个扩频码。

发明概述

本申请公开了一种用于在RAKE接收机中从关注符号减少诸如符号间干扰的干扰的方法和设备。RAKE接收机包括多个RAKE耙指、处理器和组合器。多个RAKE耙指将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩。处理器确定不同符号之间的互相关。组合器使用互相关组合解扩符号以从关注符号减少干扰。

附图简述

图1包括常规通用RAKE(G-RAKE)接收机的方框图。

图2包括根据本发明的示范多符号RAKE(M-RAKE)接收机的方框图。

图3包括根据本发明的示范受限M-RAKE接收机的方框图。

图4示出用于图3的受限M-RAKE的示范多信道线性横向滤波器。

图5示出用于图4的多信道线性横向滤波器的示范线性横向滤波器。

图6示出根据本发明的示范线性均衡器。

图7示出根据本发明的示范多码线性均衡器。

图8示出用于图7的多信道线性均衡器的示范多信道滤波器。

图9A和图9B示出用于简化与RAKE接收机相关联的权重计算的数学技术。

图10示出利用本发明的RAKE接收机的示范无线通信系统。

发明详细说明

图1示出利用通用RAKE(G-RAKE)112的常规无线通信接收机100。无线通信接收机100包括接收机前端110和G-RAKE 112。接收机100和/或G-RAKE 112可包含在专用集成电路(ASIC)中。接收机前端110将接收的信号r(t)输出到G-RAKE 112。这些接收的信号r(t)包括从与一个或更多个接收机前端110相关联的一根或更多根天线接收的无线信号获得的样本值流。示范前端110可包括放大器、滤波器、混频器、数字化器和/或产生适合G-RAKE 112处理的抽样信号所需的其他电子装置。输出到G-RAKE 112的接收的信号r(t)一般包括复合信号，该复合信号包括由多径传播而引起的、并从不同方向且带有不同时延到达接收机100的一个或更多个多径回波。此外，接收的信号r(t)可包括从不同天线(未示出)发射的或由其接收的分量。G-RAKE 112的任务是从接收的信号r(t)生成每个发射的符号s(m)的估计

G-RAKE 112包括多个RAKE耙指120、RAKE处理器130和RAKE组合器132。每个RAKE耙指120处理接收的信号r(t)的不同的时移或多径回波。一般情况下，每个RAKE耙指120包括延迟元件122和相关器124。延迟元件122延迟接收的信号r(t)以使由每个RAKE耙指120处理的多径回波时间对齐。相关器124将延迟的信号与扩频码相关，以从接收的信号r(t)抽取指配的多径回波。来自相关器124的解扩值在组合器132中组合。组合器132一般包括加权元件126和加法器134。加权元件126对从相应相关器124输出的多径回波进行加权。加权的多径回波由加法器134逐个符号相加以在每个符号周期期间形成关注符号的估计虽然一些图形将估计的关注符号称为

但在此说明书全文中，在未失去一般性的情况下，关注符号s(m)和估计的关注符号

可分别由s(0)和

表示，其中，m＝0。此外，本领域的技术人员将理解，与延迟元件122相关联的时移对应于多径回波的延迟，而与加权元件126相关联的组合权重可对应于多径回波的倍增系数的共轭(RAKE)或取决于系数和噪声相关矩阵的权重的共轭(G-RAKE)。

在上述常规接收机100中，在每个符号周期期间输出的符号估计可能被诸如符号间干扰(ISI)的干扰的损坏，这可导致解调和解码错误。ISI可能是部分由于通信信道的色散效应以及部分由于用于不同符号的扩频码之间的互相关而引起的。应注意的是，扩频码是指配的沃尔什码和扰码的组合。扰码的周期一般大于符号周期，因此，净效应(net effect)是时变扩频码。本发明使用通信信道的知识和用于不同符号的扩频码之间的互相关来确定符号之间的互相关以减少干扰。

图2示出根据本发明的示范多符号RAKE(M-RAKE)200。正如G-RAKE 112一样，M-RAKE 200可包含在ASIC中。M-RAKE 200包括多个RAKE耙指220、RAKE处理器230和RAKE组合器232。不同于G-RAKE 112的RAKE耙指120，RAKE耙指220可将来自不同符号周期的符号解扩。一般情况下，一个或更多个RAKE耙指220将具有对应于关注符号s(0)的延迟。其他RAKE耙指220将具有对应于干扰符号(即在关注符号附近、对符号间干扰起作用的符号)的延迟。在每个符号周期期间，加权元件126对从对应相关器224输出的解扩符号进行加权以形成加权的输出，然后在加法器234中将加权的输出相加以形成符号估计

RAKE处理器230计算加权元件226的组合权重，以消除或减少由于通信信道的效应和用于不同符号的扩频码之间的互相关引起的符号间干扰。

从由RAKE处理器230利用不同符号扩频序列和信道系数的知识计算的最大似然(ML)或最小均方误差(MMSE)解，可确定用于M-RAKE 200的组合权重或加权因子。一般情况下，这些组合权重是基于相关器输出的分析。通过推迟到稍后的许多数学详情和定义，相关器输出的向量可表示为：

$y={\left[\begin{array}{cccc}y(d_1,m_1)& y(d_2,m_2)& ...& y(d_J,m_J)\end{array}\right]}^T$

$=h_{0}s\left(0\right)+\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_{i}s\left(i\right)+n,---\left(1\right)$

其中，y(d_J，m_J)对应于延迟元件J和相关器J的输出，表示与每个发射的符号相关联的向量输出分量，以及n表示噪声输出向量(热噪声，其他干扰)。一般地说，h_i包括与第i个符号s(i)相关联的复合信道冲激响应，它包括信道效应和解扩(扩频序列互相关)。方程式(1)中的第一项表示关注符号，并且方程式1中的求和表示在y中所有其他符号的贡献或ISI。

通过使用RAKE耙指220的输出的线性组合，估计关注符号s(0)，它可表示为 $\hat{s}\left(0\right)=w^{H}y,$ 其中，w^H是权重解向量w的共轭转置。线性组合在RAKE组合器232中由加权元件226和加法器234执行。

基于估计的最大似然准则的权重解向量w可计算为：

w＝R_u ^-1h₀，             (2)

其中，R_u是方程式1中所有不希望有的分量的相关矩阵。相关矩阵R_u可通过关于噪声和随机发射的符号取期望而计算得出(假设随机发射的符号是独立的)。不希望有的分量的结果相关矩阵可表示为：

$R_u=\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_i{h}_i^H+R_n,---\left(3\right)$

其中，R_n是噪声的相关矩阵，噪声可在解扩进程后跨耙指相关。噪声相关矩阵R_n的计算在下面示出。由于是在随机发射的符号而不是在已知的扩频码上取期望，因此，由加权元件226施加的组合权重将由于扩频波形的时变特性而更改每个符号周期。

下面将描述方程式1中定义的相关器输出的推导。单个代码信道的发射的信号可定义为：

$x\left(t\right)=\sqrt{E}\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}s\left(i\right)a_i(t-\mathrm{iT}),---\left(4\right)$

其中，E是符号能量，并且s(i)和a_i(t)分别是第i个符号及其扩频波形。扩频波形a_i(t)由与脉冲波形一起卷积的码片复序列组成。假设扩频波形已规格化，因此 ${\∫}_{-\∞}^{\∞}{\left|a_i\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}=1.$

如果多径信道是离散的并且包括L条射线，则

$g\left(t\right)=\underset{l-l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_1)---\left(5\right)$

表示其冲激响应，其中，g_l和τ_l分别是第l条射线的复增益系数和延迟。通过此信道接收的信号可表示为：

$r\left(t\right)=\sqrt{E}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l}s\left(i\right)a_i(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)+n\left(t\right),---\left(6\right)$

其中，n(t)是复噪声进程。

RAKE接收机的耙指结合延迟d，该延迟在匹配第m个符号的扩频波形a_m(t)的相关器之前。耙指的输出可表示为：

$y(d,m)={\∫}_{-\∞}^{\∞}r(\mathrm{\α}+d)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}$

$=\sqrt{E}{\∫}_{-\∞}^{\∞}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l}s\left(i\right)a_i(\mathrm{\α}+d-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}+\tilde{n}(d,m),---\left(7\right)$

其中，是相关器的复噪声输出。假设关注符号是s(0)，则传统的RAKE会具有m＝0，并且耙指的延迟会匹配多径的可分解射线的延迟。然而，对于本发明的M-RAKE 200，用于相关的扩频波形可统一为任何符号的扩频波形。方程式7可重新写为：

$y(d,m)={\∫}_{-\∞}^{\∞}r(\mathrm{\α}+d)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}$

$=\sqrt{E}{\∫}_{-\∞}^{\∞}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l}s\left(i\right)a_i(\mathrm{\α}+d-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}+\tilde{n}(d,m)$

$=\sqrt{E}\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}s\left(i\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l{R}_{i,m}(d-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)+\tilde{n}(d,m)$

$=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i(d-\mathrm{iT},m)s\left(i\right)+\tilde{n}(d,m)---\left(8\right)$

其中

$\tilde{n}(t,m)={\∫}_{-\∞}^{\∞}n(\mathrm{\α}+t)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}---\left(9\right)$

是相关器的有色噪声输出，并且

$R_{i,m}\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{\∞}{a}_i(\mathrm{\α}+t)a_m^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}---\left(10\right)$

是由耙指的相关器使用的第i个符号的扩频波形与第m个符号的扩频波形的相关。最后，与某个特殊符号相关联的分量(符号m与i之间的相关)可集合在一起成

$h_l(t,m)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l{R}_{i,m}(t-{\mathrm{\τ}}_l),---\left(11\right)$

扩频码和脉冲波形信息提供R_i，m(t)和信道估计的第i个符号的净信道冲激响应用于获得g_l。

最后，RAKE耙指输出可为关注符号的检测而向量化为：

y＝[y(d₁，m₁)，y(d₂，m₂)，...，y(d_J，m_J)]^T，(12)

其中存在J个RAKE耙指220。在传统的匹配滤波器情况下，J＝L，L是多径信道中可分解射线的数量。此外，可使用J＞L个耙指。

噪声协方差或在方程式3中引用的相关矩阵R_n的计算以两种方式之一计算。在第一方式中，噪声相关矩阵列表示白噪声n(t)，该白噪声已由RAKE耙指220的相关进程(滤波)着色以产生其中，噪声随RAKE耙指220的延迟d和由相关器224使用的符号m的特殊扩频波形而变化。

将RAKE耙指220的噪声输出向量定义为

$n={\left[\begin{array}{cccc}\tilde{n}(d_1,m_1)& \tilde{n}(d_2,m_2)& ...& \tilde{n}(d_J,m_J)\end{array}\right]}^T,---\left(13\right)$

噪声相关矩阵可表示为：

R_n＝E{nn^H}。                        (14)

第i个耙指和第j个耙指的互相关可表示为：

$R_n(i,j)=E\{\tilde{n}(d_i,m_i)\tilde{n}*(d_j,m_j)\}$

$=E\{{\∫}_{-\∞}^{\∞}n(\mathrm{\α}+d_i)a_{m_i}^{*}\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}{\∫}_{-\∞}^{\∞}n*(\mathrm{\β}+d_j)a_{m_j}\left(\mathrm{\β}\right)\mathrm{d\β}\}$

$={\∫}_{-\∞}^{\∞}{\∫}_{-\∞}^{\∞}{a}_{m_i}^{*}\left(\mathrm{\α}\right)a_{m_j}\left(\mathrm{\β}\right)E\{n(\mathrm{\α}+d_i)n*(\mathrm{\β}+d_j)\}\mathrm{d\αd\β}.---\left(15\right)$

由于噪声是白色，E{n(t)n*(t+τ)}＝σ²δ(t-τ)，其中σ²是噪声功率，因此，方程式15变为：

$R_n(i,j)={\∫}_{-\∞}^{\∞}{\∫}_{-\∞}^{\∞}{a}_{m_i}^{*}\left(\mathrm{\α}\right)a_{m_j}\left(\mathrm{\β}\right){\mathrm{\σ}}^2\mathrm{\δ}(\mathrm{\α}+d_i-\mathrm{\β}-d_j)\mathrm{d\αd\β}.---\left(16\right)$

δ(·)函数在积分中的平移性质使得：

$R_n(i,j)={\mathrm{\σ}}^2{\∫}_{-\∞}^{\∞}{a}_0^{*}\left(\mathrm{\α}\right)a_0(\mathrm{\α}+d_i-d_j)\mathrm{d\α}$

$={\mathrm{\σ}}^2{R}_{m_j,m_i}(d_i-d_j).---\left(17\right)$

因此，噪声协方差可使用扩频码互相关信息和噪声功率估计(σ²)构建。后者可通过使用已知技术估计。当存在来自其他用户信号的干扰(即，不是建模为ISI或ICI)时，则在接收天线的噪声可以不是白噪声。计算噪声协方差矩阵的第二方式是使用解扩值估计噪声相关。例如，方程式1中的模式也适用于在导频信道上发送的导频符号。此模式可用于通过从y向量减去导频符号的贡献而获得噪声样本的向量n。可形成噪声样本向量的外积并且使其在时间上平滑以提供噪声协方差矩阵的估计。因为此矩阵为Hermitian对称，所以只有矩阵的上或下三角需要估计。

现在转到图3，将马上描述在本文称为受限M-RAKE 300的本发明替代实施例。受限M-RAKE 300包括多个RAKE耙指320和多信道线性横向滤波器(MC-LTF)340。在受限M-RAKE 300中，每个RAKE耙指320包括延迟元件322和相关器324。在此实施例中，与每个RAKE耙指320相关联的延迟经选择以使从每个相关器324输出的解扩符号时间对齐。将从RAKE耙指320输出的解扩符号输入到MC-LTF 340。如图4所示，MC-LTF 340包括多个并行线性横向滤波器(LTF)342和加法器344，每个滤波器342与对应的RAKE耙指320相关联，并且加法器344将各个LTF 342的滤波的输出相加以生成符号估计本领域的技术人员将理解MC-LTF 340的其他实施例是可能的。通常，存储过去的耙指输出，并且组合来自多个耙指和多个符号周期的结果。

如图5所示，每个LTF 342组合在多个连续符号周期期间从对应的RAKE耙指320输出的解扩符号。由每个LTF 342组合的解扩符号包括关注符号和对ISI起作用的邻近干扰符号(在关注符号之前和之后)。LTF 342的功能是减少关注符号中的ISI，这在下面更详细地描述。从每个LTF 342输出的滤波的信号在本文中称为滤波的输出信号，由多径加法器344相加以生成符号估计。加法器344执行与常规RAKE接收机中加法器类似的功能，以改进最终符号估计的信噪比。

每个LTF 342包括2M+1个加权元件346、2M个延迟元件348和LTF加法器350，其中，M表示符号周期中ISI的长度。因此，当M等于2时，将在关注符号s(m)周围有四个干扰符号(两个在前以及两个在后)。LTF 342接收并在包括多个延迟元件348的抽头延迟线中延迟从对应的RAKE耙指320输出的解扩符号。解扩符号可能被ISI损坏。在每个符号周期期间，LTF 342在加权元件346和LTF加法器350中对以关注符号s(m)为中心的在2M+1个符号周期期间输出的解扩符号进行加权和组合。每个加权元件346的加权因子由处理器330基于信道系数和扩频码之间的互相关而在单个步骤中联合求出，这在下面进一步描述。

受限M-RAKE 300减少了RAKE耙指320的数量，同时提供的RAKE耙指输出一般与由图2所示M-RAKE 200中更大数量的RAKE耙指220提供的相同。例如，假设受限M-RAKE 300包括四个RAKE耙指320，其中，将每个RAKE耙指输出馈入到在所需符号周围跨越(span)±1个符号(M＝1)的多信道LTF 340中。此示范M-RAKE 300等同于具有12个RAKE耙指220的非受限M-RAKE 200。因此，通过受限M-RAKE 300可实现处理优势。

图6示出根据本发明构建的线性均衡器(LEQ)400。LEQ 400包括通用RAKE(G-RAKE)410和线性横向滤波器412以组合来自G-RAKE 410的连续输出。本领域的技术人员将理解G-RAKE 410可使用多种组合方法，包括传统的RAKE组合。G-RAKE 410包括多个RAKE耙指420、RAKE处理器430和RAKE组合器432。每个RAKE耙指420包括延迟元件422和相关器424。像图3的受限M-RAKE 300一样，与每个RAKE耙指420相关联的延迟经选择以使从每个相关器424输出的解扩符号时间对齐。将相关器424的输出在加权元件426中加权，并由加法器434将其相加以形成RAKE输出信号。将来自组合器432的RAKE输出信号输入到LTF 442。正如上述受限M-RAKE300一样，LTF 442的延迟长度是以关注符号s(m)为中心的2M+1个符号。在每个符号周期期间，LTF 442组合2M+1个RAKE输出信号以生成符号估计。使用基于信道系数和扩频码之间的互相关确定的加权因子对RAKE输出信号进行组合，以从关注符号s(m)减少ISI。

用于LTF 442的加权因子根据基本上与M-RAKE 200相同的ML准则方式确定，但对涉及的数据向量有某一再定义。因为将RAKE耙指输出存储在LTF 442中，RAKE耙指输出的向量根据它们产生的时间进行再定义。也就是说，以前在方程式1中定义的相关器424的输出可重新写为：

$y\left(\mathrm{mT}\right)=\left[\begin{array}{cccc}y(\mathrm{mT}+d_1,m)& y(\mathrm{mT}+d_2,m)& ...& y(\mathrm{mT}+d_J,m)\end{array}\right]$

$=h_0\left(\mathrm{mT}\right)s\left(0\right)+\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_i\left(\mathrm{mT}\right)s\left(i\right)+n\left(\mathrm{mT}\right),---\left(18\right)$

其中，h_i(mT)是来自在第m个RAKE耙指输出向量中看到的第i个符号的响应，并且其中，关注符号表示为s(0)。组合器432的输出包括RAKE耙指输出的第m个组合的输出，并可定义为：

z(mT)＝g^Hy(mT)，                   (19)

其中，例如，加权和组合进程只包括在色散信道中信道抽头系数的复共轭(传统RAKE)g＝[g₁ g₂...g_L]^T。LTF 442的内容可以以向量形式表示为：

$z={\left[\begin{array}{cccc}z(-\mathrm{MT})& z(-(M-1)T)& ...& z\left(\mathrm{MT}\right)\end{array}\right]}^T$

$=h_0^{\′}s\left(0\right)+\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_i^{\′}s\left(i\right)+n^{\′},---\left(20\right)$

方程式20与方程式1具有相同的通式，但各种符号和噪声的分量被分开。关注符号的估计可表示为：

$\hat{s}\left(0\right)=v^{H}z.---\left(21\right)$

LTF 242中的权重向量可计算为：

$v=R_{u^{\′}}^{-1}{h}_0^{\′}---\left(22\right)$

其中，信号中不希望有的部分的互相关矩阵R_u′可表示为：

$R_{u^{\′}}=\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_i^{\′}{h_i^{\′}}^H+R_{n^{\′}}.---\left(23\right)$

互相关矩阵R_u′描述用于不同符号的有效扩频码之间的互相关。下面进一步论述了有关噪声相关矩阵R_n′的计算的详情。正如图2的M-RAKE 200一样，根据ML准则计算的加权因子由于扩频波形的变化而更改每个符号周期。

将方程式18代入方程式19中产生：

$z\left(\mathrm{mT}\right)=g^{H}y$

$=g^H{h}_0\left(\mathrm{mT}\right)s\left(0\right)+\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{g}^H{h}_i\left(\mathrm{mT}\right)s\left(i\right)+g^{H}N\left(\mathrm{mT}\right),---\left(24\right)$

从中向量z可写为：

$z=\left[\begin{array}{c}z\left(\mathrm{MT}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ z(-\mathrm{MT})\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{g}^H{h}_0\left(\mathrm{MT}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ g^H{h}_0(-\mathrm{MT})\end{array}\right]s\left(0\right)=\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}\left[\begin{array}{c}{g}^H{h}_i\left(\mathrm{MT}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ g^H{h}_i(-\mathrm{MT})\end{array}\right]s\left(i\right)+\left[\begin{array}{c}{g}^{H}n\left(\mathrm{MT}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ g^{H}n(-\mathrm{MT})\end{array}\right]---\left(25\right)$

由此，h′_i可定义为

h′_i＝[g^Hh_i(MT)g^Hh_i((M-1)T)...g^Hh_i(-MT)]^T，(26)

并且噪声向量n′定义为：

n′＝[g^Hn(MT)g^Hn((M-1)T)...g^Hn(-MT)]^T。(27)

此噪声向量n′可重新写为：

其中，此信道系数分块对角矩阵可定义为：

这使得噪声向量n′的相关矩阵R_u′可写为

R_n′＝E{n′n″^H}

＝G^HE{n″n″^H}G                              (30)

＝G^HR_n″G，

方程式30示出R_n″可以与计算R_n相同的方式逐个元素计算得出(例如，用于白噪声情况的方程式17)。

本发明还可在多码接收机中利用。当多个代码信道用于单个下行链路接收机以增加数据运输能力时，产生多码传输。这类似于由单个接收机接收的几个单独的同时传输。由于接收机必须将这些代码信道中的每个信道解调，因此，它可以使用一个代码信道的解调结果来帮助另一代码信道的解调。此外，由于由多码接收机接收的多码原因，除ISI外，每个解调的符号可能易受由来自相邻代码的符号引起的码间干扰(ICI)的影响。

例如，图2的M-RAKE 200可适用于通过将RAKE耙指220小组指配给每个代码信道而处理多码信号。虽然本领域的技术人员将理解，调整到其他代码信道的扩频码不一定解调其他代码信道，他们还将理解此调整进程提供有关其他代码信道的信息，这可有助于减少在关注代码信道上的交叉干扰效应。修改的M-RAKE在其最常见形式中包括调整到不同代码信道的扩频码的多个RAKE耙指200小组。此外，这些RAKE耙指220可调整为不同的符号间隔和延迟。

通过添加调整到不同代码信道的附加RAKE耙指320，图3的受限M-RAKE 300也可扩展为多码，MC-LTF 340根据添加的RAKE耙指320的数量进行扩充。这种情况下，MC-LTF 340内的权重联合解将所有代码信道的扩频码考虑在内。

类似地，通过使用多个调整到不同代码信道的LEQ 400，并且将在每个LEQ 400后的LTF 442扩充为如图7所示的MCO-LTF，图6的LEQ 400也可扩展为多码。多码线性均衡器(MCO-LEQ)500包括分别调整到三个代码信道之一的三个G-RAKE 510、RAKE处理器530和多码线性横向滤波器540。每个G-RAKE 510包括多个RAKE耙指520和RAKE组合器532。每个RAKE耙指包括延迟元件522和相关器524。用于延迟元件522的延迟经选择以使来自每个RAKE耙指520的输出与其他RAKE耙指520时间对齐。相关器524将接收的符号解扩，然后在加权元件526中对解扩的符号进行加权，并由加法器534相加。由加权元件526施加的权重以本领域众所周知的常规RAKE或G-RAKE方式计算得出。MCO-LTF 540使用基于符号之间互相关确定的加权因子组合来自每个G-RAKE 510的RAKE输出符号，如上所述是基于信道系数和扩频码之间的互相关。在将所有代码信道分配给单个用户的情况下，MCO-LTF 540为每个代码信道(共信道)输出一个符号估计。因此，如果有三个代码信道，则MCO-LTF 540会每个符号周期输出三个符号。这种情况下，MCO-LTF540会减少可归因于同一代码信道上发射的符号的符号间干扰及由于通过不同共信道发射的符号而产生的码间干扰。然而，本发明还可在将每个共信道分配给不同用户的情况下使用。

图8示出对应于图7的MC-LEQ 500的示范MCO-LTF 540。在本发明的一个实施例中，MCO-LTF 540可包括如图4中所示的多个多信道线性横向滤波器(MC-LTF)340。每个MC-LTF 340使用基于信道系数和符号之间的互相关确定的加权因子组合来自所有G-RAKE510的RAKE输出。MCO-LTF 540中的每个MC-LTF 340为每个符号周期输出对应于选定的一个共信道的单个符号估计。每个LTF 342的加权因子会不同。例如，会选择用于与共信道1相关联的MC-LTF340的加权因子以减少来自共信道2和3上符号的干扰。同样的方案会用于共信道2和3的MC-LTF 340，产生不同的加权因子。注意的是，存储相同RAKE输出的LTF单元可共享存储器以减少存储器要求。

如上所述，用于LTF 342的加权因子可根据ML解确定。然而，如果ML解计算为最小均方误差(MMSE)解，并然后通过换算可从MMSE解的元素计算得出的组合权重(或最终输出)转换为ML解，则可实现计算节约。

直接表明的是，对于单个用户检测RAKE接收机200、300、400，RAKE耙指输出的权重向量w、ML组合与比例因子内的MMSE权重向量解v相同。也就是说，

w＝av               (31)

其中a是某一实系数。此系数a实际上与符号估计的可靠性有关。

先检查单个用户的情况，RAKE耙指输出可写为：

$y=h_{0}s\left(0\right)+\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_{i}s\left(i\right)+n,---\left(32\right)$

其中，h_i是通过扩频、信道和解扩跨第i个符号s(i)的耙指的净响应。噪声向量n表示以白噪声作为输入的多个耙指的向量化输出。在未失去一般性的情况下，h₀s(0)对应于关注符号，其中，m＝0。

对于MMSE解，数据相关矩阵R_y＝E{yy^H}可用于为熟悉的表达式求解

$v=R_y^{-1}{h}_0,---\left(33\right)$

其中，h₀从E{ys*(0)}产生，并且只在符号上取此期望。

对于ML解，使用了扰动相关矩阵R_u，它是数据相关矩阵减去与所需符号有关的部分，或者

$R_u=R_y-h_0{h}_0^H,---\left(34\right)$

以为另一类似但熟悉的表达式求解

$w=R_u^{-1}{h}_0.---\left(35\right)$

方程式31可容易地得以证明，从方程式33开始并使用方程式34的事实：

$v=R_y^{-1}{h}_0$

$=R_u^{-1}{R}_u{R}_y^{-1}{h}_0$

$=w-w{h}_0^{H}v.---\left(36\right)$

由于h₀H^v是标量，因此，w可写为：

$w=\frac{v}{1-h_0^{H}v},---\left(37\right)$

产生比例因子：

$a=\frac{1}{1-h_0^{H}v}.---\left(38\right)$

此比例因子a根据MMSE解来书写，假设希望将MMSE解转换为ML解。也就是说，用于计算a的项会已经为MMSE解计算得出。

可以使用“a”的其他表达式，它们考虑了由于导频和业务信道功率电平之间的差异与扩频因子的原因，信道估计可以是真信道系数的换算版本的事实。具体而言，因子“a”可计算为

$a=\frac{\sqrt{A}}{1-A{h}_0^{H}v}---\left(39\right)$

其中，A对应于业务符号中的能量与导频符号中的能量之比率。例如，A可表示为

A＝r1r2，                      (40)

其中，r1是分配到业务信道的功率与分配到导频信道的功率之比率。可估计此比率或将其设为某个额定值。在Bottomley等人于2001年10月1日提出的题为“使用增益倍增器的通信方法、设备和计算机程序产品”(Communications methods，apparatus，and computer programproducts using gain multipliers)的美国专利申请09/968443中提出了此比率的估计。变量r2表示业务信道的扩频因子与导频信道的扩频因子(用于信道估计的导频符号的长度)之比率。这些量在接收机已知。

有关可在WCDMA多码传输中使用的多用户/多码检测情况，发送到一个用户的并行数据信道被视为多个用户信号。分别调整到用户扩频序列的单独的RAKE耙指排(bank)可产生RAKE耙指输出的向量z，并且这些可组合在一起为向量符号估计，其中，向量的元素是各个用户符号的估计。对于MMSE情况，这可表示为 ${\hat{s}}_{\mathrm{MMSE}}=V^{H}z,$ 并且对于ML情况为 ${\hat{s}}_{\mathrm{MLSE}}=W^{H}z,$ 其中，V和W分别是MMSE和ML权重矩阵。在MMSE多用户权重解与ML多用户权重解之间的同一换算关系不像在单用户情况下一样明显。

现在考虑多码/多用户情况，其中，存在K个并行代码。RAKE耙指输出向量可表示为：

$z=\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l,k}s(i,k)+n---\left(41\right)$

其中，h_i，k是第k个用户的第i个符号s(i，k)的净响应。同样地，n是从耙指输出的噪声向量。

联合求出用户符号向量

s(i)＝[s(i，1)s(i，2)...s(i，K)]^T        (42)

产生：

${\hat{s}}_{\mathrm{MMSE}}\left(0\right)=\left[\begin{array}{c}{v}_1^{H}z\\ v_2^{H}z\\ \·\\ \·\\ \·\\ v_K^{H}z\end{array}\right]$

$={\left[\begin{array}{cccc}{v}_1& v_2& ...& v_K\end{array}\right]}^{H}z,---\left(43\right)$

其中，v_k是提供第k个用户的符号的MMSE估计的权重向量。这可重新写为矩阵V乘以RAKE耙指输出

${\hat{s}}_{\mathrm{MMSE}}\left(0\right)=V^{H}z,---\left(44\right)$

其中，V＝[v₁ v₂...v_K]，并且表示关注符号。直接表明的是，将最小化的联合MMSE解与将用户的符号的各个估计的误差平方最小化的解是相同的。因此，联合MMSE解的权重矩阵V可写为：

$=R_y^{-1}{H}_0,---\left(45\right)$

其中，K个用户的净响应成为矩阵H₀的K列，下标0表示这是所需第0个符号向量的响应。进一步说，为清晰起见可删去0，明白第0个符号的响应向量正在考虑之中。

所有此向量和矩阵操控提供了写联合MMSE解的简明方式。假设使用矩阵逆此方程式可解，则方程式45的含意是只需要计算单个矩阵逆。对于ML解，明显不是这种情况。向量ML解可以以与以前差不多相同的方式书写

${\hat{s}}_{\mathrm{ML}}\left(0\right)=W^{H}z---\left(46\right)$

其中，W＝[w₁ w₂...w_K]。由于希望得到提供各个用户的比特的对数似然比(LLR)的解，因此，希望符号的估计各个为ML。

ML解的权重矩阵W因此可表示为：

其中，每个用户的ML权重向量解的扰动相关矩阵可不同，如对于第k个用户表示为R_u，k。继续假设在求解使用矩阵逆的权重，则与MMSE解的单个逆矩阵相比，似乎必需计算K个不同的逆才可解出此系统。

然而，应注意到正如在单用户情况下一样，ML解的扰动相关矩阵等于MMSE数据相关矩阵减去来自所需符号的分量，即

$R_{u,k}=R_y-h_k{h}_k^H.---\left(48\right)$

认识到R_u，k的逆可写为“秩1更新”逆，因此

$R_{u,k}^{-1}=R_y^{-1}+\frac{R_y^{-1}{h}_k{h}_k^H{R}_y^{-1}}{1-h_k^H{R}_y^{-1}{h}_k^H},---\left(49\right)$

W的第k列变为：

$w_k=R_y^{-1}{h}_k+\frac{R_y^{-1}{h}_k{h}_k^H{R}_y^{-1}{h}_k}{1-h_k^H{R}_y^{-1}{h}_k^H}$

$=v_k+\frac{v_k{h}_k^H{v}_k}{1-h_k^H{v}_k}$

$=v_k(1-\frac{h_k^H{v}_k}{1-h_k^H{v}_k})$

$=\frac{v_k}{1-h_k^H{v}_k},---\left(50\right)$

以及，虽然从稍微不同的方向示出(使用秩1更新)，但实现了与单个用户情况下相同的结论。然后，方程式47变为：

W＝[λ₁v₁ λ₂v₂…λ_Kv_K]                (51)

其中

${\mathrm{\λ}}_k=\frac{1}{1-h_k^H{v}_k},---\left(52\right)$

并且，最终：

W＝VΛ                                 (53)

其中Λ是以λ_k为第k个对角元素的对角矩阵。

将这些单独的解集合在矩阵方程式中提供方程式53中的简明表达式，但它还指出重要的实施点。具体而言，假定解涉及矩阵逆，它强调的是，与ML解的K个逆矩阵相比，对于MMSE解只计算单个逆矩阵，这可体现相当大的处理节约。

如上所述及方程式54中所示，MMSE解的形式类似于ML解的形式。

v_MMSE＝(R_z)^-1h₀′                 (54)

然而，使用的是数据的相关矩阵R_z，而不是扰动或噪声的相关矩阵R_u。

第q个符号的RAKE输出的z向量形式可表示为：

z_q＝[z(q-M)z(q-(M-1))...z(q+M)]^T，   (55)

其中，为方便起见，删去了符号周期T。此向量基本上表示对应于如上所述LEQ 400的LTF 442的内容。在另一种形式中，z_q可重新写为：

z_q＝[z(q-M)a_q]^T，                    (56)

其中，z向量中的大部分现在表示为子向量a_q。注意，对于下一符号q+1，数据通过LTF 442平移，产生：

z_q+1＝[a_qz(q+M+1)]^T，                (57)

其中，z(q+M+1)包括引入滤波器的新组合的RAKE输出。

如上所述，第q个符号的解的相关矩阵可表示为：

$R_z\left(q\right)=E\left\{z_q{z}_q^H\right\},---\left(58\right)$

其中，E{·}是统计期望操作，在这种情况下只在随机噪声上进行。将方程式56代入方程式58中产生：

$R_z\left(q\right)=E\left[\begin{array}{cc}z(q-M)z*(q-M)& z(q-M)a_q^H\\ a_{q}z*(q-M)& a_q{a}_q^H\end{array}\right].---\left(59\right)$

用q+1的方程式57重复此操作产生：

$R_z(q+1)=E\left[\begin{array}{cc}{a}_q{a}_q^H& a_{q}z(q+M+1)\\ z*(q+M+1)a_q^H& z(q+M+1)z*(q+M+1)\end{array}\right].---\left(60\right)$

如方程式59和60中所示，子矩阵E{a_qa_q ^H}出现在符号q和q+1的相关矩阵中，表示它可再使用。基本上，对于每个连续符号，可平移子矩阵E{a_qa_q ^H}以部分形成新符号的新相关矩阵。图9a和9b示出此矩阵平移的特性。如图9a所示，R_q600包括第1行610、第1列620和子矩阵E{a_qa_q ^H}630。第1行610和第1列620为子矩阵E{a_qa_q ^H}630的最左侧和最上侧边界。此外，图9b示出R_q+1602包括第M行612、第M列622和子矩阵E{a_qa_q ^H}630。R_q+1602可通过将子矩阵a_qa_q ^H630平移到R_q+1602的左上角而从R_q生成。因此，只有第M行612和第M列622被计算以完成R_q+1602。视R矩阵的大小而定，计算节约可能相当大。

MMSE解考虑了数据相关矩阵R_z的特殊时变结构。如上所述，扩频波形的变化使对于每个符号周期计算新的权重向量成为必需。扩频波形的这种变化在h′₀和R_z ^-1的改变中得以显现。然而，R_z未完全随符号的不同而改变，因此，R_z的相当大部分可再使用。因此，对于每个新符号，只需要重新计算R_z的一部分。

此外，在多码情况下，具有相同数据内容的相同MC-LEQ 500可用于在给定符号实例为所有K个代码信道求解。如果使用ML解，则由于R_u随代码信道的不同而变化，因此，为每个代码信道重新计算R_u矩阵。然而，通过MMSE解，可为所有K个解计算并使用单个公共数据相关矩阵R_z。

本文论述的RAKE接收机实施例可布置在任何无线通信装置中，如图10中所示的基站700或移动终端710。在本文使用时，术语“移动终端”可包括：具有或不具有多行显示的蜂窝无线电电话；可将蜂窝无线电电话与数据处理、传真和数据通信功能组合在一起的个人通信系统(PCS)终端；可包括无线电电话、寻呼器、因特网/内联网接入、Web浏览器、组织器、日历和/或全球定位系统(GPS)接收机的个人数据助理(PDA)；以及包括无线电电话收发信机的常规膝上和/或掌上型接收机或其他设备。移动终端还可称为“普及计算”装置。

基站700包括用于将符号发射到移动终端710的天线702。如上所述，诸如干扰物体720的物体可导致发射的符号的多个回波在不同时间到达移动终端710。在移动终端710的天线712接收的符号然后在RAKE接收机714中处理。RAKE接收机714表示上述任何示范实施例。类似地，移动终端710可沿多个路径将符号发射到基站700。基站700中的RAKE接收机704可然后根据上述任何示范实施例处理接收的符号。

在论述本发明的示范实施例中，应理解本发明的一个或更多个实施例包括信号处理方法，这些方法可以以使用离散或集成电路的硬件或以作为存储的程序指令的软件或两者的某种组合实施。更一般地说，本发明的一个或更多个实施例可以以在包括专用集成电路(ASIC)的硬件和/或软件(包括固件、常驻软件、微代码等)来体现。

当然，在不脱离本发明实质特征的情况下，本发明可以以不同于本文具体所述那些方式外的其他方式实现。本发明实施例在所有方面均要视为是说明性的而不是限制性的，并且在随附权利要求书的意义和等同范围内的所有更改要涵盖在其中。

Claims (79)

1.一种RAKE接收机，包括：

多个RAKE耙指，将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩，其中，所述多个RAKE耙指中的第一个耙指包括对应于关注符号的延迟，并且所述多个RAKE耙指中的第二个耙指包括对应于干扰符号的延迟；

处理器，确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关；以及

RAKE组合器，使用所述互相关将来自所述多个RAKE耙指中的所述第一个耙指的所述关注符号与来自所述多个RAKE耙指中的所述第二个耙指的所述干扰符号进行RAKE组合以从所述关注符号减少可归因于所述干扰符号的符号间干扰；

其中所述处理器为所述多径信道的路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关。

2.如权利要求1所述的RAKE接收机，其中所述处理器还计算扩频序列互相关，并基于所述序列互相关确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关。

3.如权利要求1所述的RAKE接收机，其中所述多个RAKE耙指中的两个或更多个耙指将通过所述多径信道的不同路径接收的同一符号解扩。

4.一种从关注符号减少符号间干扰的方法，包括：

将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩，其中，所述符号包括关注符号和干扰符号；

确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关；以及

使用基于所述互相关确定的加权因子将所述关注符号与所述干扰符号进行RAKE组合，以从所述关注符号减少可归因于所述干扰符号的符号间干扰；

其中确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关包括为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述互相关。

5.如权利要求4所述的方法，其中确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关包括计算扩频序列互相关，并基于所述序列互相关确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关。

6.一种RAKE接收机，包括：

多个RAKE耙指，将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩，其中，所述符号包括关注符号和至少一个干扰符号；

处理器，确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关；以及

多信道滤波器，通过使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子来组合由所述多个RAKE耙指输出的来自不同符号周期的解扩符号，从所述关注符号减少可归因于所述至少一个干扰符号的符号间干扰，所述多信道滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述多个RAKE耙指中对应的一个耙指相关联，使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间的由所述多个RAKE耙指中所述对应的一个耙指输出的解扩符号进行加权和组合以生成多个滤波的输出符号；以及

加法器，将所述多个滤波的输出符号组合以生成所述关注符号的估计；

其中所述处理器还为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关。

7.如权利要求6所述的RAKE接收机，其中所述处理器还计算扩频序列互相关，并基于所述序列互相关确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关。

8.如权利要求6所述的RAKE接收机，其中每个所述线性横向滤波器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟由所述多个RAKE耙指中所述对应的一个耙指输出的解扩符号；

多个加权元件，通过基于所述互相关确定的加权因子对所延迟的解扩符号中对应的符号进行加权以生成加权的输出符号；以及

加法器，组合所述加权的输出符号以生成所述滤波的输出符号。

9.一种从关注符号减少符号间干扰的方法，包括：

将通过多径信道的多个路径接收的多个符号解扩；

确定所述关注符号与至少一个干扰符号之间的互相关；

使用基于符号之间的所述互相关确定的加权因子，对在多个符号周期期间通过相同路径接收的解扩符号进行组合以生成多个滤波的输出符号；以及

组合所述滤波的输出符号以产生符号间干扰减少的所述关注符号的估计；

其中为所述关注符号和所述至少一个干扰符号确定符号之间的互相关包括为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述符号之间的互相关。

10.如权利要求9所述的方法，其中确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关包括计算扩频序列互相关，并基于所述序列互相关确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关。

11.如权利要求9所述的方法，其中使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对在多个符号周期期间通过相同路径接收的解扩符号进行组合以生成多个滤波的输出符号包括：

在抽头延迟线中延迟通过相同路径接收的解扩符号以生成多个延迟符号；

使用基于符号之间的所述互相关确定的加权因子，对所述多个延迟符号中的每个符号进行加权以生成多个加权符号；以及

将所述加权符号相加以生成所述多个滤波的输出符号中的每个符号。

12.一种RAKE接收机，包括：

多个RAKE耙指，将通过多径信道的多个路径接收的符号解扩；

处理器，为关注符号和至少一个干扰符号确定符号之间的互相关；

RAKE组合器，将同一符号周期中通过不同路径接收的解扩符号组合以生成RAKE输出符号；以及

第二组合器，使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号，以从所述关注符号减少可归因于所述至少一个干扰符号的符号间干扰。

13.如权利要求12所述的RAKE接收机，其中所述处理器为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关。

14.如权利要求12所述的RAKE接收机，其中所述处理器还计算扩频序列互相关，并基于所述序列互相关确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关。

15.如权利要求12所述的RAKE接收机，其中所述第二组合器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟所述RAKE输出符号中的连续符号以生成一系列延迟的输出符号；

多个加权元件，使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子对所述延迟的输出符号中对应的符号进行加权以生成加权的输出符号；以及

加法器，将所述加权的输出符号组合以生成所述关注符号的估计。

16.如权利要求12所述的RAKE接收机，其中所述RAKE组合器包括G-RAKE组合器。

17.一种从关注符号减少符号间干扰的方法，包括：

将通过多径信道的多个路径接收的来自不同符号周期的多个符号解扩，所述多个符号包括关注符号和至少一个干扰符号；

确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关；

将在同一符号周期期间通过不同路径接收的解扩符号进行RAKE组合以生成RAKE输出符号；以及

使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号，以从所述关注符号减少可归因于所述至少一个干扰符号的符号间干扰。

18.如权利要求17所述的方法，其中确定所述关注符号与所述至少一个干扰符号之间的互相关包括为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述符号之间的互相关。

19.如权利要求17所述的方法，其中组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号包括：

在抽头延迟线中延迟连续RAKE输出符号以生成多个延迟的输出符号；

使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对所述多个延迟的输出符号中的每个符号进行加权以生成多个加权的输出符号；以及

将所述多个加权的输出符号相加以生成所述关注符号的估计。

20.一种多码RAKE接收机，包括：

多个并行RAKE接收机，为多个代码信道提供RAKE输出符号；

处理器，为关注符号和至少一个干扰符号确定符号扩频码之间的互相关；

多信道滤波器，组合所述RAKE输出符号以从所述关注符号减少可归因于所述至少一个干扰符号的干扰，所述多信道滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述多个并行

RAKE接收机中对应的一个接收机相关联，使用基于所述互相关

确定的加权因子，对在多个符号周期期间由所述对应的RAKE接收机输出的RAKEL输出符号进行加权和组合以生成滤波的输出符号；以及

加法器，将所述滤波的输出符号组合以生成关注符号的估计。

21.如权利要求20所述的多码RAKE接收机，其中所述多个RAKE接收机包括多个G-RAKE接收机。

22.如权利要求20所述的多码RAKE接收机，其中所述处理器基于对应于所述多径信道的多个路径的信道系数，确定所述互相关。

23.如权利要求20所述的多码RAKE接收机，其中每个线性横向滤波器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟连续RAKE输出符号以生成延迟的输出符号；

多个加权元件，通过基于所述互相关确定的加权因子对所述延迟的输出符号中对应的符号进行加权以生成加权的输出符号；以及

加法器，组合所述加权的输出符号。

24.一种从关注符号减少干扰的方法，包括：

将通过多个RAKE接收机中多个代码信道接收的符号解扩和组合以产生RAKE输出符号，其中，每个代码信道包括多个路径；

确定不同符号之间的互相关；

使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间从每个RAKE接收机输出的多个RAKE输出符号进行组合以为每个RAKE接收机生成滤波的输出符号；以及

组合所述多个滤波的输出符号以生成自干扰减少的所述关注符号的估计。

25.如权利要求24所述的方法，其中确定不同符号之间的互相关包括为每个代码信道的每个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述符号之间的互相关。

26.如权利要求24所述的方法，其中使用基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对所述多个符号周期期间从每个RAKE接收机输出的多个RAKE输出符号进行组合以生成所述多个滤波的输出符号包括：

在抽头延迟线中延迟所述RAKE输出符号以生成多个延迟的输出符号；

通过基于所述符号之间的互相关确定的加权因子，对所述延迟的输出符号进行加权以生成多个加权符号；以及

将所述多个加权符号相加。

27.如权利要求24所述的方法，其中对通过多个代码信道接收的符号进行解扩和组合是在G-RAKE接收机中执行。

28.一种用于从关注符号减少干扰的RAKE接收机，包括：

多个RAKE耙指，将通过多径信道的多个路径接收的多个符号解扩；

处理器，确定不同符号之间的互相关；以及

组合器，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号以生成干扰减少的所述关注符号的估计；

其中所述处理器为所述多径信道的路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关。

29.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中所述多个RAKE耙指中的第一个耙指具有对应于所述关注符号的延迟，并且所述多个RAKE耙指中的第二个耙指具有对应于干扰符号的延迟。

30.如权利要求29所述的RAKE接收机，其中所述处理器确定所述关注符号的符号扩频代码与所述干扰符号的符号扩频代码之间的互相关。

31.如权利要求30所述的RAKE接收机，其中所述组合器使用所述互相关将所述关注符号与所述干扰符号组合以从所述关注符号减少可归因于所述干扰符号的干扰。

32.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中所述组合器包括多信道滤波器，所述滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述多个RAKE耙指中对应的一个耙指相关联，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间由所述对应的RAKE耙指输出的解扩符号进行加权和组合以生成多个滤波的输出符号；以及

滤波组合器，组合所述滤波的输出符号。

33.如权利要求32所述的RAKE接收机，其中每个线性横向滤波器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟由所述对应的RAKE耙指输出的连续符号以在每个符号周期期间生成一组延迟符号；

多个加权元件，通过基于所述互相关确定的加权因子对所述延迟符号中对应的符号进行加权以生成加权的输出符号；以及

加法器，组合所述加权的输出符号以生成所述多个滤波的输出符号中的每个符号。

34.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中所述组合器包括：

RAKE组合器，将同一符号周期中通过不同路径接收的解扩符号进行RAKE组合以为每个路径生成组合的RAKE输出符号；以及

线性横向滤波器，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号，以从所述关注符号减少可归因于所述干扰符号的干扰，生成所述关注符号的估计。

35.如权利要求34所述的RAKE接收机，其中每个线性横向滤波器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟连续RAKE输出符号以在每个符号周期期间生成多个延迟的RAKE输出符号；

多个加权元件，通过基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子对延迟的RAKE输出符号进行加权以生成加权的RAKE输出符号；以及

加法器，组合所述加权的RAKE输出符号。

36.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中将所述RAKE耙指分成两组或更多组，并且其中每组RAKE耙指将通过不同代码信道接收的符号解扩。

37.如权利要求36所述的RAKE接收机，其中所述组合器包括：

RAKE组合器，用于每组RAKE耙指以组合对应组内的RAKE耙指输出符号，生成RAKE输出符号；以及

多信道滤波器，组合所述RAKE输出符号以从所述关注符号减少可归因于至少一个干扰符号的干扰，所述多信道滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述代码信道之一相关联，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间从对应的RAKE组合器输出的连续RAKE输出符号进行加权和组合以生成滤波的输出符号；以及

加法器，组合所述滤波的输出符号。

38.如权利要求37所述的RAKE接收机，其中所述RAKE组合器是G-RAKE组合器。

39.如权利要求38所述的RAKE接收机，其中每个线性横向滤波器包括：

包括一系列延迟元件的抽头延迟线，延迟由所述对应的RAKE组合器输出的连续RAKE输出符号以生成多个延迟的输出符号；

多个加权元件，通过基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子对所述延迟的输出符号进行加权以生成加权的输出符号；以及

加法器，组合所述加权的输出符号。

40.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中所述不同符号之间的互相关形成用于确定所述加权因子的互相关矩阵。

41.如权利要求40所述的RAKE接收机，其中第一符号周期的互相关矩阵再使用前一符号周期的互相关矩阵的子矩阵。

42.如权利要求28所述的RAKE接收机，其中所述组合器还基于所述信道估计确定比例因子，并且将所组合的解扩符号乘以所述比例因子以提高所述关注符号的估计的可靠性。

43.如权利要求42所述的RAKE接收机，其中所述比例因子是基于所述加权因子。

44.如权利要求42所述的RAKE接收机，其中所述RAKE接收机接收业务信道信号和导频信道信号，并且其中所述比例因子是基于分配到所述业务信道信号的功率与分配到所述导频信道信号的功率之比率。

45.一种从关注符号减少干扰的方法，包括：

将通过至少一个多径信道接收的符号解扩；

确定不同符号之间的互相关；以及

使用基于不同符号之间的所述互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号以生成干扰减少的所述关注符号的估计；

其中确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关包括为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述互相关。

46.如权利要求45所述的方法，其中将通过所述至少一个多径信道接收的符号解扩包括将所述关注符号和至少一个干扰符号解扩。

47.如权利要求46所述的方法，其中确定所述不同符号之间的互相关包括确定所述关注符号的符号扩频码与所述至少一个干扰符号的符号扩频码之间的互相关。

48.如权利要求47所述的方法，其中使用基于所述符号扩频码之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号包括将所述关注符号与所述至少一个干扰符号组合。

49.如权利要求45所述的方法，其中使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号包括在多信道滤波器中对所述解扩符号进行滤波。

50.如权利要求49所述的方法，其中在所述多信道滤波器中对所述解扩符号进行滤波包括：

在线性横向滤波器中对每个所述解扩符号进行滤波，以使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合多个符号周期期间接收的解扩符号，生成多个滤波的输出符号；以及

将所述多个滤波的输出符号相加。

51.如权利要求50所述的方法，其中在线性横向滤波器中对每个所述解扩符号进行滤波包括：

在抽头延迟线中延迟通过相同路径接收的解扩符号以生成多个延迟符号；

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对所述多个延迟符号中的每个符号进行加权以生成多个加权符号；以及

将所述多个加权符号相加以生成所述多个滤波的输出符号中的每个符号。

52.如权利要求45所述的方法，其中使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号包括：

将在同一符号周期期间通过不同路径接收的解扩符号进行RAKE组合以在每个符号周期期间生成组合的RAKE输出符号；以及

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号。

53.如权利要求52所述的方法，其中组合多个符号周期期间产生的连续RAKE输出符号包括：

在抽头延迟线中延迟所述RAKE输出符号以在每个符号周期期间生成多个延迟的输出符号；

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对所述延迟的输出符号进行加权以生成多个加权的输出符号；以及

将所述多个加权的输出符号相加。

54.如权利要求45所述的方法，其中通过所述至少一个多径信道接收的符号解扩包括将通过多个代码信道的多个路径接收的符号解扩。

55.如权利要求54所述的方法，其中使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号包括：

将通过每个代码信道接收的解扩符号进行RAKE组合以为每个代码信道生成组合的RAKE输出符号；以及

在多信道滤波器中组合所述RAKE输出符号。

56.如权利要求55所述的方法，其中在所述多信道滤波器中组合所述RAKE输出符号包括：

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，在线性横向滤波器中对多个符号周期期间每个代码信道的所述RAKE输出符号进行滤波，以在每个符号周期期间为每个代码信道生成滤波的输出符号；以及

组合所述滤波的输出符号以生成所述关注符号的估计。

57.如权利要求56所述的方法，其中使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，在所述线性横向滤波器中对所述多个符号周期期间每个代码信道的所述组合的RAKE输出符号进行滤波以在每个符号周期期间为每个代码信道生成滤波的输出符号包括：

在抽头延迟线中延迟每个所述RAKE输出符号以在每个符号周期期间生成多个延迟的输出符号；

通过基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对所述延迟的输出符号进行加权以生成多个加权的输出符号；以及

将所述多个加权的输出符号相加。

58.如权利要求45所述的方法，其中使用基于不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号包括使用基于从不同符号之间的所述互相关形成的互相关矩阵确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号。

59.如权利要求58所述的方法，还包括再使用第一符号周期的互相关矩阵的子矩阵以形成第二符号周期的互相关矩阵。

60.如权利要求45所述的方法，还包括基于至少一个多径信道的信道估计确定比例因子，并将所述组合的解扩符号乘以所述比例因子以提高所述关注符号的估计的可靠性。

61.如权利要求60所述的方法，还包括基于所述加权因子确定所述比例因子。

62.如权利要求60所述的方法，其中所述RAKE接收机接收业务信道信号和导频信道信号，所述方法还包括基于分配到所述业务信道信号的功率与分配到导频信道信号的功率之比率确定所述比例因子。

63.一种无线通信装置，包括：

至少一根天线，通过至少一个多径信道接收符号；以及

RAKE接收机，从关注符号减少可归因于干扰符号的干扰，所述RAKE接收机包括：

多个RAKE耙指，将通过所述至少一个多径信道接收的符号

解扩；

处理器，确定不同符号之间的互相关；以及

组合器，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号以生成干扰减少的关注符号的估计；

其中所述处理器为所述多径信道的路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关。

64.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述组合器包括RAKE组合器，以对多个符号周期期间接收的符号进行RAKE组合。

65.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述组合器包括多信道滤波器，所述滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述多个RAKE耙指中对应的一个耙指相关联，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间由所述对应的RAKE耙指输出的解扩符号进行加权和组合以生成多个滤波的输出符号；以及

滤波组合器，组合所述滤波的输出符号。

66.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述组合器包括：

RAKE组合器，将同一符号周期中通过不同路径接收的解扩符号进行RAKE组合以在每个符号周期中为每个路径生成组合的RAKE输出符号；以及

线性横向滤波器，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号以生成所述关注符号的估计。

67.如权利要求63所述的无线通信装置，其中将所述RAKE耙指分成两组或更多组，并且其中每组RAKE耙指将通过不同代码信道接收的符号解扩。

68.如权利要求67所述的无线通信装置，其中所述组合器包括：

RAKE组合器，用于每组RAKE耙指以组合对应组内的RAKE耙指输出符号，生成RAKE输出符号；以及

多信道组合器，组合所述RAKE输出符号以从所述关注符号减少可归因于至少一个干扰符号的干扰，所述多信道滤波器包括：

多个线性横向滤波器，每个所述滤波器与所述代码信道之一相关联，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子，对多个符号周期期间从对应的RAKE组合器输出的连续RAKE输出符号进行加权和组合以生成滤波的输出符号；以及

加法器，组合所述滤波的输出符号。

69.如权利要求68所述的无线通信装置，其中用于每个代码信道的所述RAKE组合器包括G-RAKE组合器。

70.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述处理器通过确定所述关注符号的符号扩频码与至少一个干扰符号的符号扩频码之间的互相关，确定不同符号之间的互相关。

71.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述无线通信装置包括移动终端。

72.如权利要求63所述的无线通信装置，其中所述无线通信装置包括基站。

73.一种实施进程以从关注符号减少可归因于至少一个干扰符号的干扰的电路，所述电路包括：

接收机电路，用于：

将通过至少一个多径信道接收的符号解扩；

确定不同符号之间的互相关；以及

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号以生成干扰减少的关注符号的估计；

其中确定所述关注符号与所述干扰符号之间的互相关包括为所述多径信道的多个路径估计信道系数，并基于所估计的信道系数确定所述互相关。

74.如权利要求73所述的电路，其中所述接收机电路通过确定所述关注符号的符号扩频码与至少一个干扰符号的符号扩频码之间的互相关，确定不同符号之间的互相关。

75.如权利要求74所述的电路，其中所述接收机电路通过将所述关注符号与所述至少一个干扰符号组合，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号。

76.如权利要求73所述的电路，其中所述接收机电路通过在多信道滤波器中对来自不同符号周期的解扩符号进行滤波，使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合所述解扩符号。

77.如权利要求73所述的电路，其中所述接收机电路使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号，操作如下：

将在同一符号周期期间通过不同路径接收的解扩符号进行RAKE组合以在每个符号周期期间生成组合的RAKE输出符号；以及

使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合多个连续符号周期期间产生的连续RAKE输出符号。

78.如权利要求73所述的电路，其中所述接收机电路使用基于所述不同符号之间的互相关确定的加权因子组合来自不同符号周期的解扩符号，操作如下：

将通过每个代码信道接收的解扩符号进行RAKE组合以为每个代码信道生成组合的RAKE输出符号；以及

在多信道滤波器中组合所述RAKE输出符号。

79.如权利要求73所述的电路，其中所述电路包括专用集成电路。

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