CN101304121A - 以一定射束宽度在宽频带下动作的缝隙天线装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种缝隙天线装置，其中具备：接地导体，其外周包括朝向放射方向的第1部分、和第1部分之外的第2部分；单端开放的缝隙，其按照将接地导体的外周的第1部分的中央作为开放端的方式，在接地导体中沿放射方向形成；和供电线路，其是具备靠近接地导体的带状导体而构成的供电线路，至少一部分与缝隙交叉，向缝隙供给高频信号。接地导体被形成为包含：在外周的第2部分，随着远离外周的第1部分而逐渐靠近通过缝隙且与放射方向平行的轴的至少1个区间。

Description

以一定射束宽度在宽频带下动作的缝隙天线装置

技术领域

本发明涉及一种发送、接收微波频段和毫米波频段等模拟高频信号或数字信号的天线装置，尤其涉及以一定射束宽度在宽频带下动作的缝隙天线(slot antenna)装置。

背景技术

基于两个理由，需要可在比以前宽得多的频带下动作的无线器件。第一个理由是为了实现认可宽频段的使用的新的面向近距离无线的通信系统，即超宽频段(下面称为UWB)无线通信系统，第二个理由是为了由一台终端利用使用不同频率而杂乱的多个通信系统。

例如，在美国面向UWB被认可的从3.1GHz至10.6GHz的频段当换算成以动作频带的中心频率fc标准化的相对频带时，相当于109.5％这样表示宽广频带的值。另一方面，作为基本天线已知的补缀(patch)天线或1/2有效波长缝隙天线的动作频带在相对频带换算中分别仅为小于5％、小于10％，不能实现UWB这样的宽频带性。另外，若以当前世界无线通信中使用的频段为例，则为了由同一天线覆盖1.8GHz频段至2.4GHz频段，必需实现30％左右的相对频带，另外，在同时覆盖800MHz频段及2GHz频段的情况下，同样必须实现90％左右的相对频带。并且，为了同时覆盖800MHz频段至2.4GHz频段，需要100％以上的相对频带。由同一终端同时处理的系统数量越增加、应覆盖的频段越宽，则越期望实现宽频带的小型天线。

图33A、图33B和图33C中示出示意图的单端开放1/4有效波长缝隙天线是最基本的平面天线之一(下面称为第1现有例)。图33A是表示一般的1/4有效波长缝隙天线的构造的俯视示意图(通过透视来表示背面的接地导体103)，图33B是图33A的虚线的剖面示意图，图33C是通过透视来表示图33A的缝隙天线的背面构造的示意图。如图33A、图33B和图33C所示，在电介质基板101的表面存在供电线路113，从位于背面侧的无线接地导体103的外缘105a开始沿进深方向109a，形成具有宽度Ws和长度Ls的切口，该切口通过开放端107而作为顶端被开放的缝隙谐振器111。缝隙111是在接地导体103的部分区域中沿厚度方向完全去除导体后得到的电路要素，在有效波长的1/4相当于缝隙长度Ls时的频率fs附近谐振。沿宽度方向109b形成的供电线路113与缝隙111部分交叉，电磁激励缝隙111。经输入端子连接外部电路。为了实现输入阻抗的匹配，从供电线路113的前端开放终端点119至缝隙111的距离Lm通常设定成在频率fs下为1/4有效波长左右。另外，通常根据基板的厚度H及基板的介电常数来设计线路宽度W1，以将供电线路113的特性阻抗设定成50Ω。

如图34A、图34B和图34C所示，在专利文献1中，公开了用于在多个谐振频率下使第1现有例所示的1/4有效波长缝隙天线动作的构造(下面称为第2现有例)。缝隙111具有缝隙长度Ls，具备电容16，以短路与开放端相距Ls2的位置的点16a及16b。在供电点15，若在多个谐振频率下谐振，则如图34B和图34C所示，在不同的缝隙长度Ls、Ls2下动作，可拓宽频带。但是，在专利文献1内示出的频率特性下，无法得到当前期望的超宽频带特性。

在非专利文献1中，公开了在宽频带下使作为1/2有效波长缝隙天线的两端短路缝隙谐振器动作的方法(下面称为第3现有例)。图35是表示非专利文献1中记载的缝隙天线的构造的俯视示意图，在图35中，通过透视来表示基板的背面的接地导体103及缝隙111。接地导体103中形成具有规定宽度Ws与相当于1/2有效波长的长度Ls的缝隙111，在偏离其中心距离d的位置51a与供电线路113结合。作为现有缝隙天线的输入阻抗匹配方法，采用如下方法，即在距供电线路113的前端开放终端点119相对于频率fs为1/4有效波长的部位，使供电线路113与缝隙谐振器111交叉并进行激励。但是，如图35所示，在第3现有例中，将与供电线路113的前端开放终端点119相距Lind的区域置换为作为具有比50Ω高的特性阻抗的传送线路的感应(inductive)区域121，在得到的感应区域121的大致中央，与缝隙111结合(即在图35中，t1、t2大致相等)。这里，将感应区域121的宽度W2设定成比供电线路113的宽度窄的规定宽度，将其长度Lind设定成动作频带的中心频率f0的1/4有效波长，感应区域121用作与缝隙谐振器不同的1/4波长谐振器。结果，通常的缝隙天线中为单个的等效电路构造内的谐振器数量增加为2个，并且，使在靠近的频率下谐振的谐振器彼此结合，从而得到复谐振动作。在非专利文献1中的图2(b)所示的实例中，在相对频带32％(4.1GHz附近至5.7GHz附近)，得到-10dB以下的良好反射阻抗特性。如非专利文献1内图4的相对于频率的反射特性的实测结果进行比较所示，第3现有例的天线的相对频带是比在同一基板条件下制作的通常的缝隙天线的相对频带9％宽得多的频带。

另外，如作为现有例4所示，在非专利文献2中，成功地使作为单极天线之一已知宽频带动作的印制(printed)单极天线在UWB频带内进行低反射动作。但是，从非专利文献2内图5(b)中示出的E面放射图案可知，依赖于频率而主射束方向变化较大。另外，E面内的主射束的半值宽度也依赖于频率而变动较大。

在作为现有例5示出的非专利文献3中，为扩大1/4有效波长缝隙天线的动作频带，报告了详细分析每个动作模式的电流分布的结果。在非专利文献3中，主张通过在缝隙中央短线状追加接地导体，以沿宽度方向将缝隙一分为二，可抑制非放射的电流分布模式，扩大动作频带。

与本申请发明关联的现有技术文献如下所示。

(1)专利文献1：特开2004-336328号公报

(2)非专利文献1：L.Zhu，et al.，“A Novel Broadband Microstrip-FedWide Slot Antenna With Double Rejection Zeros”，IEEE Antennas andWireless Propagation Letters，Vol.2，pp.194-196，2003.

(3)非专利文献2：H.R.Chuang，et al.，“A Printed UWB TriangularMonopole Antenna”，Microwave Journal，Vol.49，No.1，January 2006.

(4)非专利文献3：M.Cabedo-Fabrés，“Wideband Radiating Ground Planewith Notches”，IEEE Antennas and Propagation International Symposium，pp.560-563，2005

如上所述，在现有的缝隙天线中，宽频带化不充分。另外，作为面向UWB频带天线被期待的印制单极天线难以在动作频带内维持主射束方向，另外，也难以在动作频带内维持E面内的主射束半值宽度。结果，即便将同一天线适用于UWB系统，也难以有效覆盖同一区域。

第一，如第1现有例所示，在其构造内仅有单一谐振器的通常单端开放缝隙天线的情况下，得到良好的反射阻抗特性的频段被限制在10％弱程度的相对频带。

在第2现有例中，通过向缝隙导入电容性电抗元件，实现宽频带动作，但容易想像需要芯片电容器等追加部件，另外，因新导入的追加部件的特性差异，天线的特性参差不齐。另外，根据专利文献1内的图15或图19公开的实例判断，难以在超宽频带下实现低反射的输入阻抗匹配特性。

在第3现有例中，相对频带特性被限制在35％左右。另外，使用作为1/2有效波长谐振器的两端短路缝隙谐振器与使用作为1/4有效波长谐振器的单端开放缝隙谐振器的第1现有例或第2现有例的天线相比，在小型化方面不利。

在现有例4中，尽管在UWB的全部频带中实现低反射特性，但频带内的放射特性的变动极大。若参照非专利文献2的图5(b)的放射图案图，则当225度方向的增益在将4GHz下的增益设为基准值时，在5GHz下降6dB，在7GHz也下降15dB。一旦引起这种增益变动，则很难在整个频带内稳定地使通信条件成立。另外，由于主射束半值宽度随着频率不同而变化，所以认为可有效地覆盖通信区域。

另外，在现有例5中，主张扩大不平衡供电的1/4有效波长缝隙天线的动作频带，但难以认为在频带的整个区域中反射强度强而实现了宽频带化。另外，未谈及放射特性。

发明内容

本发明的目的在于解决上述现有课题，提供一种缝隙天线装置，就以单端开放缝隙天线装置为基本构成的小型宽频带缝隙天线装置而言，可实现比以前宽的频带的动作、在动作频带内向同一方向维持主射束方向、以及抑制E面内的主射束半值宽度的变动以使得无论在频带内的哪个频率下均可有效地覆盖期望的通信区域。

根据本发明方式的缝隙天线装置具备：接地导体，其外周包括朝向放射方向的第1部分、和上述第1部分之外的第2部分；单端开放的缝隙，其按照将上述接地导体的外周的第1部分的中央作为开放端的方式，在上述接地导体中沿上述放射方向形成；和供电线路，其是具备靠近上述接地导体的带状导体而构成的供电线路，至少一部分与上述缝隙交叉，向上述缝隙供给高频信号。上述供电线路在上述缝隙附近的第1地点，被分支成至少包含2条分支线路的分支线路组，上述分支线路组中的至少2条分支线路在与上述第1地点不同的上述缝隙附近的第2地点相互连接，在上述供电线路中形成至少1个环路布线。上述至少1个环路布线的各环路长度中的最大值被设定为：小于该缝隙天线装置的动作频带的上限频率下的1有效波长的长度。上述分支线路组中未形成上述环路布线而以开放端为终端的所有分支线路的分支长度，在上述动作频带的上限频率下小于1/4有效波长。上述接地导体被形成为包含：在上述外周的第2部分，随着远离上述外周的第1部分而逐渐靠近通过上述缝隙且与上述放射方向平行的轴的至少1个区间。

在上述缝隙天线装置中，其特征在于：上述各环路布线和上述缝隙与上述接地导体的交界线交叉，上述缝隙在上述交界线与上述环路布线交叉的地点、即距上述缝隙的开放端分别具有不同距离的2处以上的地点被激励。

另外，在上述缝隙天线装置中，其特征在于：上述供电线路以开放端为终端，在上述供电线路中，从上述开放端开始到该缝隙天线装置的动作频带的中心频率下的1/4有效波长的长度内的区域被形成为具有比50Ω高的特性阻抗的感应区域，在上述感应区域的大致中央，上述供电线路与上述缝隙交叉。

并且，在上述缝隙天线装置中，其特征在于：上述接地导体被构成为，在上述接地导体的外周的第1部分，从上述缝隙的开放端到上述外周的第1部分的两端为止的距离分别为上述缝隙的谐振频率下的1/4有效波长以上的长度，由此，上述接地导体在比上述缝隙的谐振频率低的频率下动作。

并且，在上述缝隙天线装置中，其特征在于：上述接地导体构成为相对于通过上述缝隙且与上述放射方向平行的轴对称，上述供电线路在上述接地导体的外周的第2部分，与上述接地导体的对称轴上设置的供电点连接，上述供电点设置在上述接地导体的对称轴上，从而相对于上述接地导体的不平衡模式下的阻抗而言具有高的输入输出阻抗。

如上所述，根据本发明的不平衡供电宽频带缝隙天线装置，不仅可得到现有的缝隙天线装置中难以实现的宽频带动作，还能在动作频带内维持主射束方向，另外，由于抑制E面内的主射束半值宽度的无用变动，所以可有助于实现有效覆盖同一区域的节省功率高速UWB通信系统。

附图说明

参照附图，同时利用下面说明的最佳实施方式，本发明的各种对象、特征及优点变得显而易见。

图1是表示本发明第1实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图2是沿图1的虚线的剖面示意图。

图3是表示本发明第1实施方式第1变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的剖面示意图。

图4是表示本发明第1实施方式第2变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的剖面示意图。

图5是在背面具有无线接地导体构造的一般高频电路构造中、具有利用环路布线分支信号布线的分支部的双电路的示意图。

图6是在背面具有无线接地导体构造的一般高频电路构造中、具有利用前端开放短线布线分支信号布线的分支部的双电路的示意图。

图7是在背面具有无线接地导体构造的一般高频电路构造中、具有利用环路布线分支信号布线的分支部的双电路，尤其是第二路径被构成得极短时的示意图。

图8是说明设置一般传送线路时的接地导体中的高频电流的集中部位用的剖面构造图。

图9是说明设置分支的传送线路时的接地导体中的高频电流的集中部位用的剖面构造图。

图10是表示第1示例的缝隙天线装置的接地导体形状、与流过该接地导体的高频电流的示意图。

图11是表示第2示例的缝隙天线装置的接地导体形状、与流过该接地导体的高频电流的示意图。

图12是表示第3示例的缝隙天线装置的接地导体形状、与流过该接地导体的高频电流的示意图。

图13是表示第4示例的缝隙天线装置的接地导体形状、与流过该接地导体的高频电流的示意图。

图14是表示第5示例的缝隙天线装置的接地导体形状的示意图。

图15是表示第6示例的缝隙天线装置的接地导体形状的示意图。

图16是表示第7示例的缝隙天线装置的接地导体形状的示意图。

图17是表示本发明第1实施方式第3变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图18是表示本发明第1实施方式第4变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图19是表示本发明第1实施方式第5变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图20是表示本发明第1实施方式第6变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图21是表示本发明第2实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图22是表示平衡模式时的接地导体103中的高频电流的流动方向的示意图。

图23是表示不平衡模式时的接地导体103中的高频电流的流动方向的示意图。

图24是表示本发明第1实施例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图25是表示第1比较例的缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图26是第1实施例与第1比较例中、比较了反射损耗相对于频率的特性的曲线。

图27是第1实施例与第1比较例中、比较了E面内的主射束半值宽度相对于频率的特性的曲线。

图28是第1实施例与第1比较例中、比较了-X方向上的相对于频率的天线增益的曲线。

图29是表示本发明第2实施例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图30是表示第2比较例的缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图31是第2实施例中、同轴线缆135的长度为0mm时与为150mm时的、动作频率为3GHz时的E面放射图案图。

图32是第2比较例中、同轴线缆135的长度为0mm时与为150mm时的、动作频率为3GHz时的E面放射图案图。

图33A是表示一般的1/4有效波长缝隙天线(第1现有例)的构造的俯视示意图。

图33B是沿图33A的虚线的剖面示意图。

图33C是通过透视来表示图33A的缝隙天线的背面构造的示意图。

图34A是表示专利文献1记载的1/4有效波长缝隙天线(第2现有例)的构造的示意图。

图34B是表示低频段下动作时的图34A的缝隙天线的示意图。

图34C是表示高频段下动作时的图34A的缝隙天线的示意图。

图35是表示非专利文献1记载的缝隙天线(第3现有例)的构造的俯视示意图。

具体实施方式

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。附图中，同一符号表示同样的构成要素。

第1实施方式

图1是表示本发明第1实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图，图2是沿图1的虚线的剖面示意图。图1及其它俯视示意图中，通过透视(即虚线)来表示基板101背面的构造。为了说明，参照各附图所示的XYZ坐标。

本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的特征在于，具备：接地导体103，其外周包括朝向放射方向(即-X方向)的第1部分、和此外的第2部分；按照将接地导体103的外周的第1部分的中央设为开放端107的方式，在接地导体103中沿放射方向形成的单端开放的缝隙111；和不平衡供电线路113，即具备靠近接地导体103的带状导体所构成的供电线路，至少一部分与缝隙111交叉，向缝隙111供电高频信号，由此，可在比以前宽的频带下动作。本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的特征还在于，通过将接地导体103形成为：在接地导体103的外周的第2部分，包含随着远离外周的第1部分而逐渐靠近通过缝隙111、且与放射方向平行的轴的至少1个区间，由此抑制E面放射图案内的主射束半值宽度的变动。

参照图1，在电介质基板101的背面，形成具有有限面积与规定形状的接地导体103。接地导体103具备形成一端开放的缝隙111的1条边、和此外的其它多条边或周，实质上构成为多边形形状。在本说明书中，就接地导体103而言，说明视为包含-X侧的边105a1、105a2、+X侧的边105b、+Y侧的边105c(即被-X侧的边105a1与+X侧的边105b夹持的外周的部分)、和-Y侧的边105d(即被-X侧的边105a2与+X侧的边105b夹持的外周的部分)的长方形。在接地导体103的-X侧的边的中点附近(即-X侧的边的第1部分105a1与第2部分105a2之间)，沿与上述边正交的方向(即+X方向)切出接地导体103，形成具有宽度Ws及长度Ls的矩形形状的缝隙111。因此，缝隙111的-X侧的端部构成为开放端107，+X侧的端部构成为短路端125。缝隙111用作具有1/4有效波长的单端开放的供电缝隙谐振器(缝隙天线模式)。在假设缝隙宽度Ws与缝隙长度Ls相比可忽视的情况下，缝隙111的谐振频率fs是有效波长的1/4相当于缝隙长度Ls时的频率。另外，在上述假设不成立的情况下，构成为考虑了缝隙宽度的缝隙长度(Ls×2+Ws)÷2相当于1/4有效波长。在本发明的各实施方式中，缝隙111的谐振频率fs最好设定成动作频段(例如3.1GHz至10.6GHz)的中心频率fc左右。在电介质基板101的表面，形成沿实质上与缝隙111正交的方向(即Y轴方向)延伸、且至少一部分上下与缝隙111交叉的不平衡供电线路113。不平衡供电线路113的一部分区域细节如后所述，构成为感应区域121。不平衡供电线路113构成为由接地导体103、电介质基板101的表面的带状导体与它们之间的电介质基板101构成的微带状线路，下面，在本说明书中，为了简化说明，仅将表面的带状导体称为不平衡供电线路113。来自缝隙111的放射的主射束方向从缝隙111的短路端125朝向临近开放端107的方向(即-X方向)，所以在本说明书中，将-X方向视为“前方”，将+X方向视为“后方”，另外，将X轴方向和Y轴方向分别称为不平衡供电宽频带缝隙天线装置的“进深方向”和“宽度方向”。在本说明书中，将沿厚度方向完全去除了构成接地导体103的导体层后的构造定义为缝隙。即，不是在部分区域削减接地导体103的表面、仅减少厚度的构造。

电路块133的配置

在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，还可在天线基板上配置具有不平衡端子的任意电路块133。此时，连接上述电路块133的不平衡端子与不平衡供电线路113一端的天线供电点117，由此，可提供边执行不平衡供电边实现面积节省化的超宽频带通信系统。

作为具有不平衡端子的任意电路块133的构成要素，可利用带通或带阻、低通、高通等滤波器、平衡-不平衡转换器、收发切换等功能性开关、高输出放大器、振荡器、低噪声放大器、可变衰减器、上变频器、下变频器等。尤其是要求宽频带特性的滤波器难以在平衡电路中实现，所以现实的是由不平衡电路来实现从滤波器至天线供电线路的连接电路。本发明的实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置边执行不平衡供电边实现超宽频带特性。

用作偶极天线的接地导体103

下面，说明对接地导体103宽度方向上的尺寸所要求的条件。接地导体103如上所述，是有限区域的导体构造，尤其是构成为在-X侧的边包含从开放端107沿+Y方向延伸长度Wg1的部分105a、和从开放端107沿-Y方向延伸长度Wg2的部分105b。这里，-X侧的边105a、105b的长度Wg1、Wg2取在缝隙111的谐振频率fs下相当于1/4有效波长的长度Lsw以上的值。该条件是适于使缝隙天线模式的天线放射特性稳定的条件。

本发明实施方式的接地导体103通过将电路面积限定为有限值，也用作利用接地导体构造整体的接地导体偶极天线模式。该接地导体偶极天线模式的情况和基于缝隙111的缝隙天线模式的情况的共同之处在于高频电流集中流过缝隙111的短路端125。从而，两天线可边使用共同的电路基板，边同时提供共同的偏振波特性的放射特性。另外，不仅缝隙天线模式的放射，该接地导体偶极天线模式的放射的主射束方向也朝向-X方向。从而，若能设定成使接地导体偶极天线模式的谐振频率fd不同于缝隙111的谐振频率fs，并且比频率fs稍低，则本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的动作频带与仅使用缝隙天线模式的情况相比，可实现低频带侧飞跃扩大的特性。由于接地导体103在大致中央部具有缝隙111，所以接地导体偶极天线模式的谐振器的有效长度被延长。因此，在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，当边的部分105a、105b的长度Wg1、Wg2被构成相当于1/4有效波长的长度Lsw以上的值时，接地导体偶极天线模式的谐振频率fd必然比缝隙111的谐振频率fs低，保证了宽频带动作。此时，频率fd变为不平衡供电宽频带缝隙天线装置的动作频带的下限频率fL(例如如上所述为3.1GHz)。将边的部分105a、105b的长度Wg1、Wg2构成极大的值以便频率fd取比频率fs低得多的值，从小型化的观点来看并不现实。即，若将边的部分105a、105b的长度Wg1、Wg2均构成为长度Lsw以上的必要最低限度值，则在小型天线的方式中，能使接地导体偶极天线模式的谐振频率fd靠近缝隙天线模式的动作频带。

包含环路布线123的不平衡供电线路113

下面，详细说明在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，飞跃地扩大缝隙天线模式的动作频带、并有助于实现宽频带动作的环路形状的布线。

不平衡供电线路113在缝隙111附近的第1地点，被分支成包含至少2条分支线路的分支线路组，这些分支线路组中的至少2条分支线路在与第1地点不同的缝隙111附近的第2地点相互连接，在不平衡供电线路113中形成至少1个环路布线。

如图1所示，在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，不平衡供电线路113的至少一部分区域在与缝隙111交叉的部位附近，被置换为环路布线123。因此，环路布线123与沿缝隙111的长度方向(即X轴方向)的缝隙111及接地导体103之间的+Y侧的交界线237、和-Y侧的交界线239至少一方交叉。环路布线123的环路长度Llo构成为小于不平衡供电宽频带缝隙天线装置的动作频带的上限频率fH(例如如上所述为10.6GHz)下的有效波长的1倍。即，环路布线123的谐振频率flo设定得比频率fH高。另外，不平衡供电线路113不仅构成为包含环路布线123，还可构成为不平衡供电线路113的一部分被分支而形成开放短线(stub)，此时，该短线长度构成为小于相当于动作频带的上限频率fH时的1/4有效波长的长度。即，开放短线的谐振频率fst设定得比频率fH高。本发明实施方式中的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的频带特性的巨大改善不是分支的布线单独的谐振现象、例如开放短线的1/4有效波长谐振等引起的现象。上述改善是通过缝隙111与环路布线123电磁结合，缝隙谐振器的激励部位增大至多个，并且造成输入阻抗匹配电路的电气长度调整，从而首次发现的效果。

这里，参照图5，说明在背面假设无限面积的接地导体的一般高频电路中使用环路布线构造时引起的现象。图5中，示出由具有路径长度Lp1的第一路径205与具有路径长度Lp2的第二路径207构成的环路布线123连接于输入端子201和输出端子203之间的电路示意图。在路径长度Lp1和Lp2之和就传送信号而言相当于有效波长的1倍的条件下，环路布线变为谐振状态，在该条件下，环路布线123用作环形谐振器。但是，在路径长度Lp1和Lp2之和比传送信号的有效波长短的情况下，由于未示出急剧的频率响应，所以不必在通常的高频电路中积极地使用环路布线123。这是因为作为具有无限面积的接地导体的高频电路内的巨大的高频特性，会平均化局部的电流分布变动的影响。

另一方面，如图1所示，本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中的环路布线123的导入发现上述一般高频电路中得不到的特有效果。环路布线123与缝隙111和接地导体103的交界线237、239交叉，缝隙111在交界线237、239与环路布线123交叉的地点，即在距缝隙111的开放端107具有各不相同的距离的2点以上的地点被激励。具体而言，接地导体103上的高频电流沿环路布线123的第一路径205被导向131c的方向，沿环路布线123的第二路径207还被导向130d一侧。结果，可使接地导体103上的高频电流流动中产生130c与130d这样不同的路径，可以多个部位激励缝隙111。接地导体103中使高频电流分布在缝隙111附近局部变化来调制缝隙天线模式的谐振特性，剧烈地扩大同一模式下的天线动作频带。

当图8和图9中模式地示出并说明传送线路剖面构造时，在图8的一般传送线路中高频电流集中分布的在带状导体(即供电线路)401侧是布线的端部403、405，在接地导体103侧是面向带状导体401的区域407。从而，仅在缝隙111附近使不平衡供电线路113的带状导体的宽度变粗难以使接地导体103侧的高频电流分布产生大的变化。如图9所示，通过将带状导体分支成2条路径205、207，可在分别与各路径205、207面对的不同接地导体区域413、415中实现有效的高频电流的分布。

另外，本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中新导入的环路布线123不仅具备上述功能，还可兼备调整不平衡供电线路113的电气长度的功能。不平衡供电线路113的电气长度的变动使不平衡供电线路113的谐振状态进一步变化为复谐振状态，进一步增强本发明实施方式的动作频带的扩大效果。即，通过向缝隙111附近导入环路布线123，对不同频率多重最佳化与缝隙谐振器结合的不平衡供电线路113的阻抗匹配条件，可实现动作频带的宽频带化。

如上所述，通过使缝隙111自身具有的谐振现象复谐振化的第一功能、和使与缝隙111结合的供电线路113的谐振现象复谐振化的第二功能的组合，本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置可在比现有缝隙天线装置宽的频带下动作。

为了不受环路布线123的无用谐振影响的制约条件

但是，就环路布线123而言，为了维持宽频带的阻抗匹配特性，产生在环路布线123未单独谐振的条件下使用的制约。以图5所示的环路布线123为例，作为路径长度Lp1与Lp2之和的环路长度Lp构成为小于动作频带的上限频率fH的有效波长的1倍。在构造内存在多个环路布线的情况下，内部不包含其它小环路的环路布线中最大的环路布线需要满足上述条件。

另一方面，与环路布线相比，作为一般的高频电路，有图6所示的开放短线。本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的、从不平衡供电线路113分支的布线中的几个也可采用开放短线213的构造。但是，为了本发明的目的，从宽频带特性的观点看，环路布线的使用较开放短线的使用有利。开放短线213是1/4有效波长谐振器，即便在短路长度Lp最长的情况下，也构成为小于相当于频率fH时的1/4有效波长的长度。图7中示出环路布线123的极端实例，说明与开放短线213相比的环路布线123的优点。当环路布线123中极端减小一个路径长度Lp2时，环路布线123看上去无限接近开放短线213。但是，路径长度Lp2接近0时的环路布线123的谐振频率是有效波长相当于另一路径长度Lp1时的频率，开放短线213的谐振频率是有效波长的1/4相当于开放短线213的路径长度Lp3时的频率。假设在环路布线123的路径长度Lp1的一半与开放短线213的路径长度Lp3相等的条件下比较两个构造，则环路布线123的最低阶的谐振频率相当于短线布线213的最低阶的谐振频率的2倍。如上所述，作为用于避免宽的动作频带内无用的谐振现象的供电线路构造，当换算成频段时，与开放短线213相比，环路布线123一方2倍有效。另外，由于在图6的开放短线213的开放终端点119电路地开放，所以不流过高频电流，因此，即便假设在缝隙111附近配置开放终端点119，也难以得到与缝隙111的电磁结合。另一方面，如图7所示，环路布线123的一点213c无论电路上决定开放与否，必然流过高频电流，若配置在缝隙111附近，则容易得到与缝隙111的电磁结合。从这点看，本发明的目的中环路布线的采用也比开放短线的采用有利。

为了宽频带化本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置，不采用线路宽度粗的线路或开放短线，而导入环路布线最有效，这在上面的说明中被说明。

另外，即便第1现有例中将接地导体限定为有限面积，若不赋予向低频带侧延长缝隙天线模式的动作频带的功能，则很难确保与接地导体偶极天线模式的频带的连续性。并且，如本发明实施方式所示，若不赋予向高频带侧延长缝隙天线模式的动作频带的功能，则也不能实现宽频带动作。

导入不平衡供电线路113的感应区域121

如图1所示，在不平衡供电线路113上，最好将相当于距其前端开放点119规定长度Lind的区域构成为由具有比不平衡供电线路113的特性阻抗(即50Ω)高的特性阻抗之布线形成的感应区域121。长度Lind具有相当于缝隙111的谐振频率fs(即如上所述，等于不平衡供电宽频带缝隙天线装置的动作频带的中心频率fc)下1/4有效波长左右的值。环路布线123最好形成于感应区域121内。最好在感应区域121的长度方向(即Y轴方向)的大致中央，感应区域121与缝隙111交叉。感应区域121形成1/4有效波长谐振器，与缝隙111形成的1/4有效波长谐振器结合，进一步促进复谐振化，结果，有效地增大作为缝隙111的缝隙天线模式的天线动作频带。进而通过与导入本发明实施方式的环路布线123的构造的相乘效果，可在宽频带下实现低反射动作。环路布线123的布线宽度最好与感应区域121中的不平衡供电线路113的布线宽度相等，或比其细地构成。

接地导体103外周的电流方向调整区间106c、106d

在本发明的实施方式中，利用以上构成，将主射束方向在频带内始终保持向前方，实现在宽频带中具有低反射特性的不平衡供电宽频带缝隙天线装置。下面，进一步说明防止在规定频带中发生靠近主射束方向的无用零讯号(null)、在动作频带整体中维持主射束半值宽度用的构成。

在图1的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，接地导体103形成为在+Y侧的边105c与-Y侧的边105d，包含随着远离-X侧的边105a1、105a2而逐渐靠近通过缝隙111的X轴方向的轴的电流方向调整区间106c、106d，由此，可防止在规定频带中发生靠近主射束方向的无用零讯号。

具体而言，如图1所示，在接地导体103的+Y侧的边105c，在规定位置103c切除接地导体103的端部，形成向缝隙111的方向弯曲的电流方向调整区间106c。由此，在+Y侧的边105c，将与缝隙111的长度方向(X轴方向)平行的部分从切除前的状态缩短至仅为区间105c1。同样，在接地导体103的-Y侧的边105d，在规定位置103d切除接地导体103的端部，形成向缝隙111的方向弯曲的电流方向调整区间106d。由此，在-Y侧的边105d，将与缝隙111的长度方向平行的部分从切除前的状态缩短至仅为区间105d1。

在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，通过在+Y侧的边105c与-Y侧的边105d分别设置电流方向调整区间106c、106d，可避免在动作频带内的局部频带中，主射束半值宽度不必要地增大，并避免了向正面方向(-X方向)的增益被抑制的现象。这里，所谓动作频带内的局部频带相当于与缝隙111的谐振频率fs相同程度或比其稍高的频率。

这里，参照图10至图16，说明在形成了缝隙111的坐标面(即E面)内的放射图案中、抑制主射束半值宽度在频带内变动用的最佳接地导体103的构成。图10至图16是表示具有各不相同形状的第1～第7示例的缝隙天线装置的接地导体的示意图，在图10～图13中，还示出该接地导体中产生的高频电流矢量的分布。图10～图16的缝隙天线装置与图1的不平衡供电宽频带缝隙天线装置一样被供电，但为了简化，省略图示不平衡供电线路113等。在图10～图16中，均示出在比缝隙111的谐振频率fs稍高的频率fp下的高频电流矢量分布。在频率fp下，缝隙长度Ls或-X侧的边105a、105b的长度Wg1、Wg2相当于1/4有效波长以上的长度。

接地导体103上的高频电流沿缝隙111的边缘及接地导体103的外周流过。沿接地导体103的边缘流过的各高频电流沿两个正交的坐标轴被分解其分量。即，为与宽度方向(Y轴方向)平行的分量、和与进深方向(X轴方向)平行的分量。前者对作为本申请课题的、向进深方向的无用放射增益没有贡献。从而，为了解决本申请的课题，重要的是如何控制沿+Y侧的边105c与-Y侧的边105d流过的高频电流。

首先，参照图10的缝隙天线装置来进行说明。在图10的缝隙天线装置中，在接地导体103的外周未设置电流方向调整区间。将沿缝隙111的边缘及接地导体103的外周、从缝隙111的短路端125顺时针前进的方向设为高频电流矢量的“正”向。考虑在缝隙111的短路端125附近的高频电流矢量131a具有正的符号下最大振幅的相位状态。随着高频电流沿缝隙111的边缘朝向-X侧的边的第1部分105a1，高频电流矢量131b、131c的相位符号从正变为负。另外，在-X侧的边105a1的一点处，高频电流矢量131d变为负的符号下最大的振幅。另一方面，由于-X侧的边105a、105b的长度Wg1、Wg2在频率fp下相当于1/4有效波长以上，所以在+Y侧的边105c，高频电流矢量131e的符号再次变为正。此时，若将-X侧的边105a、105b的长度Wg1、Wg2设定得大，则导致天线尺寸的增大，所以若以小型天线构造为前提，则难以消除上述振幅及符号的条件。另外，在该相位状态下，-Y侧的边105d中的高频电流矢量131f的相位也具有正的符号。高频电流矢量131e与高频电流矢量131f彼此具有相反的方向，另外，其间隔在频率fp下相当于大致1/2有效波长。从而，两个矢量131e与131f引起的放射在与正面方向(-X方向)正交的方向上会变强。上述增强的结果，产生正面方向的增益下降与E面内的主射束半值宽度的无用增大。

另一方面，图11所示的接地导体103的形状与本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置相对应。如图11所示，根据本发明实施方式，通过接地导体103的端部在规定位置103c、103d被切除，设置电流方向调整区间106c、106d，变更接地导体103上的高频电流的路径。在电流方向调整区间106c、106d的附近，高频电流矢量131e和131f的方向与X轴方向不平行，所以可抑制向宽度方向(Y轴方向)的无用放射。为了得到该抑制效果，只要在接地导体103的+Y侧的边105c及+X侧的边105b的连接部位、与-Y侧的边105d及+X侧的边105b的连接部位至少之一上，切除接地导体103来设置电流方向调整区间即可。另外，在切除接地导体103的位置103c、103d，即便不仅切除接地导体103，同时还切除电介质基板101，也可发现本申请发明的实施方式的效果。

但是，为了使电流方向变化的角度增大而增大电流方向调整区间106c、106d，则越增大电流方向调整区间106c、106d，接地导体103的有效面积越降低，还导致动作频带的下限频率的增大。从而，为了同时实现天线的小型化与本申请发明实施方式的效果，最好在接地导体103的进深方向上，在进深D一半左右的区域中，设置电流方向调整区间106c、106d。

另一方面，图12所示的缝隙天线装置的接地导体103的构造不能提高最佳效果。具体而言，是因为在-X侧的边105a1与+Y侧的边105c的连接部位附近设置电流方向调整区间106c、在-X侧的边105a2与-Y侧的边105d的连接部位附近设置电流方向调整区间106d的构造，带来-X侧的边105a1、105a2的长度Wg1、Wg2的减少，妨碍缝隙天线模式的稳定动作。

另外，即便是图13所示的缝隙天线装置的接地导体103的构造，也无法有效得到本申请发明的有益效果。具体而言，在+Y侧的边105c的中点103e附近切除接地导体103的情况下，接地导体103外周的高频电流一旦从边105c进入向靠近缝隙111的方向的路径之后，则进入远离缝隙111的路径，若平均两个路径下的电流流动，则得不到图11的缝隙天线装置的接地导体103的构造中得到的本发明实施方式的效果。在切除的部位用作新的1/4有效波长缝隙的频带中，担心向+Y方向产生强的无用放射。在-Y侧的边105d的中点103f附近切除接地导体103的情况也一样。

另一方面，图14所示的接地导体103的形状对应于本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的另一例。如图14所示，即便将接地导体103形成为：除图11的构成外，还包含在+Y侧的边与-Y侧的边上、随着远离-X侧的边105a1、105a2而逐渐靠近通过缝隙111的X轴方向的轴的其它电流方向调整区间106c2、106d2，也可防止在规定频带中发生靠近主射束方向的无用零讯号。具体而言，在接地导体103的+Y侧边，在与位置103c不同的另一位置103c2切除接地导体103的端部，形成向缝隙111的方向弯曲的电流方向调整区间106c2。同样，在接地导体103的-Y侧边，在与位置103d不同的另一位置103d2，切除接地导体103的端部，形成向缝隙111的方向弯曲的电流方向调整区间106d2。

图15和图16所示的接地导体103的形状对应于本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的再一实例。电流方向调整区间106c、106d的形状不限于图11和图14所示那样弯曲，也可如图15所示为直线状。另外，如图16所示，电流方向调整区间106c、106d也可不包含+Y侧的边105c和-Y侧的边105d平行于缝隙111的长度方向的部分105c1、105d1，而在-X侧的边105a1、105a2与+X侧的边105b之间的整体上形成。

第1实施方式的变形例

图3是表示本发明第1实施方式第1变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的剖面示意图，图4是表示其第2变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的剖面示意图。

在本说明书中，如图2所示，主要说明在电介质基板101的表面(即最上面)配置供电线路113，在电介质基板101的背面(即最下面)配置接地导体103的构造，但也可采用图3和图4所示的不同构造来代替图2的构造。

图3所示的不平衡供电宽频带缝隙天线装置使用包含多个电介质层101a和101b的多层基板构成来代替图2的电介质基板101，不平衡供电线路113(及不平衡供电线路113内的感应区域121)形成于电介质层101a和101b之间的内层。这样，根据利用多层基板的采用等方法，也可将供电线路113、接地导体103之一或两者配置在电介质基板101的内层面。

另外，图4所示的不平衡供电宽频带缝隙天线装置在基板的表面与背面两者上形成接地导体103a和103b，代替如图3所示仅在基板的背面设置接地导体103。被供电的缝隙形成于基板的表面与背面两者上(缝隙111a、111b)。这样，相对供电线路113用作接地导体103的导体布线面在构造内未必限于一个，也可采用隔着形成了不平衡供电线路113的层来配置相对的接地导体103a和103b的构造。即，本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置不仅是微带状线路构造，即便是至少一部分采用了带状线路构造的电路构成的电路构成，也可得到同样的效果。另外，即便是共面(coplanar)线路、接地共面线路构造也一样。

在图3和图4的层构造的实施方式中，电路块133与不平衡供电线路113也可使用贯通层间的贯通电极134来连接。

图17是表示本发明第1实施方式第3变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。如图17所示，从本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的不平衡供电线路113分支的布线中的几个也可如上所述，采用开放短线构造213。

图18是表示本发明第1实施方式第4变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。

图18的变形例表示不平衡供电线路113的分支线路部的分支条数为3的情况。若在路径205、207的中间插入路径209，则形成由路径205与209构成的环路布线、和由路径207与209构成的环路布线，代替最初的由路径205和207构成的环路布线。这些环路布线的各环路长度中的最大值构成为小于不平衡供电宽频带缝隙天线装置的动作频带上限频率中的1有效波长的长度。根据本变形例的构成，与图1的情况相比，缩短环路布线的路径长度，提高环路布线的谐振频率，所以从动作频带的扩大方面看是有效的。

也可形成多个环路布线。设置的多个环路布线彼此既可串联连接、也可并联连接。既可直接连接两个环路布线，也可经任意形状的传送线路来间接连接。

图19是表示本发明第1实施方式第5变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图，图20是表示本发明第1实施方式第6变形例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。参照图19和图20，说明环路布线123与缝隙111的位置关系。

在图1的实例中，沿缝隙111长度方向的+Y侧的交界线237与-Y侧的交界线239双方与环路布线123交叉，但即便是环路布线123与缝隙111和接地导体103的交界线237、239任一都不交叉的构成，也可得到本发明实施方式的效果。这是因为在激励缝隙111的高频电流中，对应于第1路径205与第二路径207的路径差，产生相位差，产生使输入阻抗匹配条件变化到更宽频带的效果。严格地讲，只要环路布线123最外侧(即+Y侧)的点141与交界线237(或239)之间的间隔小于不平衡供电线路113的布线宽度的一倍的状态即可。这是因为若上述间隔构成得比不平衡供电线路113的布线宽度短，则对应于带状导体的两端流过的高频电流的相位差，流过接地导体103侧的局部高频电流之间产生的相位差不消失。但是，为了最大化本发明实施方式的效果，如图1所示，第一路径205与第二路径207最好与缝隙111和接地导体103的交界线237、239的至少一个交叉。

另外，在本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中，作为供电缝隙谐振器的缝隙111的形状未必是矩形，也可置换成任意形状。由于在主缝隙上并联连接追加缝隙在电路上相当于向主缝隙附加串联的电感，所以主缝隙的缝隙长度有效地缩短，实用上优选。另外，即便在缩窄主缝隙的缝隙宽度、实现曲折小型化为弯曲形状等的条件下，也可无变化地得到本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的宽频带化效果。

第2实施方式

图21是表示本发明第2实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的构造的俯视示意图。本实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的特征在于具备与第1实施方式不同的供电构造。接地导体103如图21所示，相对于通过缝隙111的X轴方向的对称轴对称地构成，此时，特征在于，通过将不平衡供电线路113连接于接地导体103的+X侧边上在接地导体103的对称轴上设置的天线供电点117，并通过将天线供电点117设置在接地导体103的对称轴上，从而具有比接地导体103的不平衡模式的阻抗高的输入输出阻抗。

如图21所示，本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的不平衡供电线路113也可采用如下构造，即在与缝隙111交叉后，在电介质基板101的表面内将定向方向弯曲至少90度以上，到达与电介质基板101中设置缝隙111的开放端107的边相反的边(即+X侧的边)上设置的天线供电点117。即，与图1所示在天线基板上设置电路块133的构成不同，成为在限定集成于天线基板上的电路块、并使用不平衡线路在天线电路区域与外部电路之间进行RF信号交换时有用的实施方式。天线供电点117设置在电介质基板101的+X侧边的中央附近。

在通过不平衡供电线路113激励缝隙111所产生的缝隙天线模式中，在缝隙111的短路端125中共同产生高频电流。产生的高频电流沿缝隙111与接地导体103的交界线流过，若到达开放端107，则沿接地导体103的外缘流过。这里，若将其它导体连接于接地导体103的外缘，则由于该连接的导体的阻抗极低，所以难以防止高频电流流入连接的导体。利用铁氧体芯使流入连接的导体中的不平衡高频电流反射，从铁氧体芯的插入损耗的观点看不现实。另外，使用平衡-不平衡转换器将供电电路从不平衡电路暂时变换为平衡电路、再从平衡电路再变换为不平衡电路，从超宽频带平衡-不平衡转换器的插入损耗、电路小型化的观点看不现实。但是，如上所述在对称性高的位置配置天线供电点117，在该不平衡模式下实现比流过接地导体103的高频电流(这具有不平衡模式的阻抗)高得多的输入输出阻抗，可不伴随追加损耗、窄频带化地排除连接于接地导体103上的导体的影响。

图21所示的不平衡供电宽频带缝隙天线装置构造内的接地导体103可看做是在缝隙111的短路端125处组合了对称性高的有限的接地导体对103-1、103-2后的导体构造。图22是表示平衡模式时的接地导体103中的高频电流的流动方向的示意图，图23是表示不平衡模式时的接地导体103中的高频电流的流动方向的示意图。在图22和图23中，将接地导体103中的高频电流的流动方向分别示意性表示为与各模式的供电构造的关系。在平衡模式下，等于向成对的接地导体103-1、103-2从供电点15逆相供电沿箭头方向流过的高频电流131a、131b，结果，等于在接地导体对的连接点、即缝隙111的短路端125处流过最强的同相高频电流。另一方面，在不平衡模式下，等于向成对的接地导体103-1、103-2从供电点15(视为经规定阻抗R接地的点)同相供电沿箭头方向流过的高频电流130a、130b，结果，可在接地导体对的连接点、即天线供电点15使高频电流抵消。接地导体对103-1、103-2的构成对称性越高，天线供电点15越设置在接地导体的对称点上，则接地导体的不平衡模式的输入输出阻抗越高。从而，若采用图21所示的天线供电条件，则即便将外部不平衡供电电路连接于接地导体103上，也可避免从外部不平衡供电电路到接地导体103的不平衡接地导体电流的逆流。通过构成为将成对的各接地导体103-1、103-2的长度(即相当于图21的边的部分105a1、105a2的长度Wg1与Wg2)设为彼此相同的值，本发明实施方式的效果进一步增大。另外，通过使分别设置在+Y侧的边105c和-Y侧的边105d中的电流方向调整区间106c、106d的形状为相对于通过缝隙111的X轴方向的对称轴成镜面对称，本发明实施方式的效果进一步增大。

另外，在本发明实施方式中，天线供电点117处的接地导体103与外部不平衡供电电路的连接不限于仅在电介质基板101的背面进行。即，也可在连接点附近经贯通导体向电介质基板表面引导接地导体之后，在电介质基板101的表面共面线路构造地连接。即便在上述构成中，本发明实施方式的有利效果也不消失。由于可在电介质基板101的表面进行带状导体、接地导体二者的连接，所以还可向外部安装基板表面安装本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置。

实施例

为了使本发明各实施方式的效果变得显而易见，利用出售的电磁场分析模拟器分析了本发明实施例的缝隙天线装置及比较例的缝隙天线装置的输入阻抗特性、放射特性。表1表示本发明的第1和第2实施例中共同的电路基板的设定参数。另外，表2表示第1和第2比较例中共同的电路基板的设定参数。

表1

电介质基板101的材料	FR4
		电介质基板101的厚度H	0.5mm
电介质基板101的进深D	11.5mm
		电介质基板101的宽度W	32mm
布线的厚度t	0.04mm
		缝隙长度Ls	8.8mm
缝隙宽度Ws	2.5mm
		-X侧的边的部分105a1、105a2的长度Wg1、Wg2	13.8mm
不平衡供电线路113的宽度W1	0.95mm
		感应区域121的宽度W2	0.4mm
环路布线的宽度W3	0.25mm
		不平衡供电线路113距开放端107的距离d2	5.8mm
感应区域121的长度Lind	9mm
		环路布线123的路径间距离doff	1.4mm
+X侧的边105b的长度Wr	21mm
		+Y侧的边和-Y侧的边中，平行于X轴的区间105c1、105d1的长度Dr1、Dr2	6mm

表2

电介质基板101的材料	FR4
		电介质基板101的厚度H	0.5mm
电介质基板101的进深D	11.5mm
		电介质基板101的宽度W	32mm
布线的厚度t	0.04mm
		缝隙长度Ls	8.8mm
缝隙宽度Ws	2.5mm
		-X侧的边的部分105a1、105a2的长度Wg1、Wg2	13.8mm
不平衡供电线路113的宽度W1	0.95mm
		不平衡供电线路113距开放端107的距离d2	5.8mm
缝隙111距不平衡供电线路113的前端开放终端点119的偏移距离Lm	4.5mm

在所有分析中，设定了以相同尺寸的电路基板的制作为前提的条件。导体图案考虑成假设厚度为40微米的铜布线，可由湿蚀刻加工形成的精度范围。

首先，进行图24和图25中分别示出的本发明第1实施例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置、与第1比较例的缝隙天线装置的特性分析。就不平衡供电线路113的形状、接地导体103的形状以外的全部基板条件而言，设实施例与比较例为相同条件。在第1实施例与第1比较例中，在天线基板内设定了理想的50Ω的不平衡供电端子117。第1实施例的电流方向调整区间106c、106d取半径为5.5mm的圆弧形状。

在图26的曲线中，对第1实施例与第1比较例比较示出反射损耗相对于频率的特性。第1比较例中，在从3.01GHz至3.69GHz的20％相对频带范围中反射损耗低于-10dB，从2.88GHz至4.29GHz反射损耗低于-7.5dB，而在6.1GHz反射损耗达到-4.8dB，得不到宽频带特性。另一方面，第1实施例示出在从3.08GHz至11GHz以上的112％以上的相对频带中、反射损耗为-10dB以下的超宽频带的低反射特性，证明了本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置中的动作频带的宽频带化的效果。另外，在第1实施例中，在全部动作频带中，主射束方向不依赖于频率的变动，而始终朝向前方方向，证实了与印制单极相比的优越性。

在图27的曲线中，对第1实施例与第1比较例比较示出E面放射图案(pattern)内的主射束半值宽度(FWHM)相对于频率的特性。第1比较例中，在8GHz～9.5GHz中，半值宽度无用地增大，相反，第1实施例中，无用的半值宽度增大被抑制，证实了本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置的效果。

另外，在图28的曲线中，对第1实施例与第1比较例比较示出-X方向的相对于频率的天线增益。在去除与第1实施例相比第1比较例的反射特性差所引起的放射增益的影响的情况下进行增益比较。在比8GHz高的频带侧，第1实施例的增益高于第1比较例的增益，因此，证实了本发明实施方式的不平衡供电宽频带缝隙天线装置可有效地覆盖通信区域。

另外，进行了图29与图30分别示出的本发明第2实施例的不平衡供电宽频带缝隙天线装置与第2比较例的缝隙天线装置的特性分析。在第2实施例与第2比较例中，假设在图中示为天线供电点117的部位、天线与同轴线缆135之间经同轴连接器(未图示)连接的供电构造。第2实施例为除不平衡供电线路113与供电构造之外和第1实施例相同的构造。另外，第2比较例为除供电构造之外和第1比较例相同的构造。在分析中，首先，作为同轴线缆长度Lc假设为150mm，在同轴线缆135的顶端进行理想的供电。即，分析了包含作为不平衡供电电路而被连接的长度Lc的同轴线缆135对特性造成的影响的、天线的动作稳定性和宽频带性。另外，同时还进行假设同轴线缆长度Lc为0的情况，即由天线供电点117进行理想的高频供电的分析。在第2比较例中，由于未假设不平衡供电线路113的弯曲，所以同轴线缆135的定向方向在图中坐标轴上为Y轴方向，另一方面，在第2实施例中，在XY面内弯曲不平衡供电线路113，导向天线供电点117，所以同轴线缆135的定向方向在图中是X方向。

图31中示出第2实施例中、同轴线缆135的长度为0mm时与为150mm时的、动作频率为3GHz时的E面放射图案图。尽管天线内的接地导体103与外部电路经不平衡端子连接，在150mm的情况下也未出现外部电路的影响，可维持稳定的放射特性。另一方面，第2比较例的放射特性得到特性因同轴线缆的影响而变化大的倾向。图32中示出第2比较例中、同轴线缆135的长度为0mm时与为150mm时的动作频率为3GHz时的E面放射图案图。由于天线内的接地导体135与外部电路经不平衡端子连接，在150mm的情况下，放射图案因同轴线缆135的影响而明显混乱。

这样，根据图31和图32，证实了抑制不平衡接地导体电流等本发明第2实施方式的优越效果。

本发明的不平衡供电宽频带缝隙天线装置由于可不使电路占有面积、制造成本增大地使阻抗匹配频带扩大，所以可以简单的构成实现以前若不搭载多个天线则无法实现的高功能终端。另外，也可有助于实现利用比以前宽得多的频段的UWB系统。另外，由于不使用芯片部件地扩大动作频带，所以也可用作对制造时的差异的耐性强的天线。另外，在比缝隙天线模式的频段低的频带，由于在与缝隙天线模式时相同的偏振波特性、即接地导体偶极天线模式下动作，所以可用作小型宽频带缝隙天线装置。另外，即便在如需要通过无线对数字信号进行收发等超宽频带的频率特性的系统中也可用作小型天线。在任一情况下，在安装于终端设备上时，动作频带内主射束方向始终可保持在相同方向上。另外，即便在任一情况下，在安装于终端设备上时，在动作频带内主射束半值宽度的无用增大都被抑制，所以可有效地覆盖同一区域。另外，局部频带中放射到不期望的方向的干扰波的强度下降，可避免在传感器网络等中设备的误动作。另外，UWB系统中使用的滤波器元件在平衡电路构成时难以实现超宽频带特性，本发明边进行不平衡供电边实现宽频带特性，因而产业上的可利用性极高。

如上所述，利用最佳实施方式详细说明了本发明，但本发明不限于此，对本领域技术人员而言，在下面的权利要求范围中记载的本发明的技术范围内可实现大量的优选变形例和修正例是显而易见的。

Claims (5)

1、一种缝隙天线装置，具备：

接地导体，其外周包括朝向放射方向的第1部分、和上述第1部分之外的第2部分；

单端开放的缝隙，其按照将上述接地导体的外周的第1部分的中央作为开放端的方式，在上述接地导体中沿上述放射方向形成；和

供电线路，其是具备靠近上述接地导体的带状导体而构成的供电线路，至少一部分与上述缝隙交叉，向上述缝隙供给高频信号；

上述供电线路在上述缝隙附近的第1地点，被分支成至少包含2条分支线路的分支线路组，上述分支线路组中的至少2条分支线路在与上述第1地点不同的上述缝隙附近的第2地点相互连接，在上述供电线路中形成至少1个环路布线，

上述至少1个环路布线的各环路长度中的最大值被设定为：小于该缝隙天线装置的动作频带的上限频率下的1有效波长的长度，

上述分支线路组中未形成上述环路布线而以开放端为终端的所有分支线路的分支长度，在上述动作频带的上限频率下小于1/4有效波长，

上述接地导体被形成为包含：在上述外周的第2部分，随着远离上述外周的第1部分而逐渐靠近通过上述缝隙且与上述放射方向平行的轴的至少1个区间。

2、根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于，

上述各环路布线和上述缝隙与上述接地导体的交界线交叉，上述缝隙在上述交界线与上述环路布线交叉的地点、即距上述缝隙的开放端分别具有不同距离的2处以上的地点被激励。

3、根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于，

上述供电线路以开放端为终端，

在上述供电线路中，从上述开放端开始到该缝隙天线装置的动作频带的中心频率下的1/4有效波长的长度内的区域被形成为具有比50Ω高的特性阻抗的感应区域，

在上述感应区域的大致中央，上述供电线路与上述缝隙交叉。

4、根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于，

上述接地导体被构成为：在上述接地导体的外周的第1部分，从上述缝隙的开放端到上述外周的第1部分的两端为止的距离分别为上述缝隙的谐振频率下的1/4有效波长以上的长度，由此，上述接地导体在比上述缝隙的谐振频率低的频率下动作。

5、根据权利要求1所述的缝隙天线装置，其特征在于，

上述接地导体构成为相对于通过上述缝隙且与上述放射方向平行的轴对称，

上述供电线路在上述接地导体的外周的第2部分，与上述接地导体的对称轴上设置的供电点连接，

上述供电点设置在上述接地导体的对称轴上，从而相对于上述接地导体的不平衡模式下的阻抗而言具有高的输入输出阻抗。

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