CN101291150A - 采用软件实现单相锁相环的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种采用软件实现单相锁相环的方法，包括以下步骤：以标准信号为基准，构造α－β坐标系下的输入信号(1)；通过基于瞬时无功理论的dq0变换q轴分量的输出进行PI调节，以PI调节环节的输出进行频率校正，利用频率校正环节的输出信号为基准，利用积分环节进行相位校正(2)；设计低通滤波器，保证锁相环的跟踪速度和精度(3)；采用16位定点TMS320C2812 DSP编程，加快运算速度(4)；采用闭环控制，稳定性高，跟踪速度较快，暂态响应时间小于0.04s，锁相频率范围较宽，约45Hz－55Hz，不会受到系统电压或电流的谐波和瞬时波动的干扰，能精确快速的跟踪电力系统中电压和电流的基波频率和相位信息，为有源滤波器，动态电压调节器等装置提供系统同步频率信号。

Description

采用软件实现单相锁相环的方法

技术领域

本发明涉及一种锁相环的实现方法，尤其涉及一种采用软件实现单相锁相环的方法。

背景技术

现有技术中获得系统基波相位与频率的信息通常采用模拟锁相环、数字锁相环技术。

两者都是采用硬件实现。模拟锁相环存在的问题是：直流零点漂移、器件饱和、失锁等问题；而数字锁相环同样对器件的要求较高，虽然通过采用数字电路设计，能保证锁相环的实时性，但是设计低通滤波器存在着困难。

但由于这两种方法都依赖于过零比较的方法，而实际电力系统中的电压电流波形还存在谐波干扰，从而使得检测结果出现较大的误差。

由图1可见：该锁相实现方法的具体步骤是：采用过零比较将输入电压转换为方波，送PLL芯片如(CD4046)，得到电压的相位信息。若要得到一个同相位的标准信号，可将信号信息，存储在EPROM，FLASH等存储芯片中，利用相位信息读出其中数据，经D/A变换即可。这种方案原理和结构都较简单，在工程上得到了大量的使用。但采用这种方法，一个工频周期只能比较两次，动态性能较差。并且当网侧电压中有较高的谐波含量或二相不平衡时，就不能准确地确定基波正序的过零点，从而对锁相精度造成影响。

在现有技术中也有采用软件实现单相锁相环方法，例如双校正软件锁相环实现方法。该方法是使用了多个低通滤波器，并使用了反正切函数；但由于在DSP程序运行时，调用这些函数会降低程序运行时间，影响了锁相环的跟踪速度。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供了一种采用软件实现单相锁相环的方法，旨在解决上述的问题。

为了解决上述技术问题，本发明是通过以下步骤实现的：

以标准信号为基准，构造α-β坐标系下的输入信号；

通过基于瞬时无功理论的dq0变换q轴分量的输出进行PI调节，以PI调节环节的输出进行频率校正，利用频率校正环节的输出信号为基准，利用积分环节进行相位校正；

设计低通滤波器，保证锁相环的跟踪速度和精度；

采用16位定点TMS320C2812 DSP编程，加快运算速度。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：采用闭环控制，稳定性高，跟踪速度较快，暂态响应时间小于0.04s，锁相频率范围较宽，约45Hz-55Hz，不会受到系统电压或电流的谐波和瞬时波动的干扰，能精确快速的跟踪电力系统中电压和电流的基波频率和相位信息，为有源滤波器，动态电压调节器等装置提供系统同步频率信号。

附图说明

图1是现有技术中过零比较锁相技术的原理图；

图2是本发明的原理图；

图3是本发明步骤1中旋转坐标变换图

图4是本发明的Matlab仿真结构图；

图5是本发明的Matlab仿真结果图；

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

由图2可见，本发明是通过以下步骤实现的：

以标准信号为基准，构造α-β坐标系下的输入信号1；

通过基于瞬时无功理论的dq0变换q轴分量的输出进行PI调节，以PI调节环节的输出进行频率校正，利用频率校正环节的输出信号为基准，利用积分环节进行相位校正2；

瞬时无功理论突破以平均值为基础的功率定义，系统地定义了瞬时无功功率、瞬时有功功率等瞬时功率量；通过对三相电路的电流、电压量进行矩阵变换，从而求得瞬时的有功功率和无功功率；

设计低通滤波器，保证锁相环的跟踪速度和精度3；

采用16位定点TMS320C2812 DSP编程，加快运算速度4。

在步骤1中，构造无延时的虚拟α-β坐标信号(如图3所示)：

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\λ}& \sin \mathrm{\λ}\\ -\sin \mathrm{\λ}& \cos \mathrm{\λ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

考虑一般情况，设所测某单相基波相电压幅值为U₁、初相位为

将扰动表示成高频信号的叠加，n次高频分量的幅值为U_n、初相位为

则此相电压表示为：

如图4所示，如果系统频率为ω，则d-q旋转坐标系相对于α-β静止坐标系以角速度ω旋转，此时电压基波相量U与d-q旋转坐标系同步旋转；可将电压基波相量U在α-β静止坐标系上分别投影为

和

在d-q旋转坐标系上分别投影为

和

根据所测电压来构造出一个α-β静止坐标系，令当前所测电压为α-β静止坐标系上的分量u_β，即有

同样以所测电压来构造α-β静止坐标系上的分量u_α，令90°前的所测电压为u_α，即

经d-q变换后可得到

$u_d=U_1\cos {\mathrm{\φ}}_1+\frac{1}{2}\mathrm{\Σ}{U}_n[\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})-\cos {\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n-1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+\cos {\mathrm{\ψ}}_{n-1}]$

$u_d=U_1\cos {\mathrm{\φ}}_1+\frac{1}{2}\mathrm{\Σ}{U}_n[\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})-\cos {\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n-1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+\cos {\mathrm{\ψ}}_{n-1}]$

其中 ${\mathrm{\ψ}}_{n+1}=(n+1)\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n,$ ${\mathrm{\ψ}}_{n-1}=(n-1)\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_n,$ n≥2。经过滤去高频分量后，得到两个直流分量u_d和u_q，即 $u_d=U_1\cos {\mathrm{\φ}}_1$ 和 $u_q=U_1\sin {\mathrm{\φ}}_1;$

在实际的数据处理过程中，由于构造α-β静止坐标系会产生90°的延时，因此，在进行数据处理时可考虑求导的方法来构造另一相，从而消除时延；

在步骤2中：构造好了α-β坐标系后，进行d-q变换后，得到u_q分量

假设输入信号角频率大于ω₁，则u_q为一变化的交流量，此时经PI调节器(现有技术PI调节器实际是一个放大系数可自动调节的放大器，动态时，放大系数较低，是为了防止系统出现超调与振荡；静态时，放大系数较高，可以蒱捉到小误差信号，提高控制精度。)后输出Δω_u，此量使得u_q中的角频差减小，直至ω₁＝ω时，这时u_q为一直流量，此时进行初相位调整，由于有直流量的输入导致锁相环输出频率进一步加大，使得输出的相位得到调整，这时u_q又为一变化交流量，系统又进入角频率调整阶段，经过如此反复过程，最终得到输入信号与锁相环输出完全同步；

考虑到输入信号中如果有谐波的存在，会影响求导得到的电压量，但由于控制系统中存在积分环节和低通滤波器，对这些畸变量有着很好的抑制作用，所以对输出的结果影响不大。

在程序编写时，仅对u_q分量进行公式的计算，缩短了程序长度，提高了运算速度。

在步骤3中：使用一阶的巴特沃斯滤波器，截至频率为25Hz；

巴特沃斯滤波器是电子滤波器的一种。巴特沃斯滤波器的特点是通频带的频率响应曲线最平滑。这种滤波器最先由英国工程师斯替芬.巴特沃斯(Stephen Butterworth)在1930年发表在英国《无线电工程》期刊的一篇论文中提出的。巴特沃斯滤波器的特点是通频带内的频率响应曲线最大限度平坦，没有起伏，而在阻频带则逐渐下降为零。在振幅的对数对角频率的波得图上，从某一边界角频率开始，振幅随着角频率的增加而逐步减少，趋向负无穷大。

在步骤4中：采用定点的16位TMS320C2812DSP实现单相软件锁相环，程序编写使用IQMath库函数；

可极大提高锁相环运算速度，该程序运行稳定，效果良好。

本发明第一，由于使用单相求导的方法构造两相坐标系，可减少了移相90°带来的延时；第二，运算速度快，抗干扰性强；第三，可以消除谐波量对锁相的干扰，解决了由于多次过零导致锁相失效的问题；第四，控制器采用TMS320C2812DSP编程，提高了运算能力。

由图5可见：在仿真中，电源信号含有1KHz谐波分量10％，同时测试相位跳变90°，该锁相环经过30ms后基本完全跟踪上实际信号。

Claims (2)

1.一种采用软件实现单相锁相环的方法，是通过以下步骤实现的：

以标准信号为基准，构造α-β坐标系下的输入信号(1)；

通过基于瞬时无功理论的dq0变换q轴分量的输出进行PI调节，以PI调节环节的输出进行频率校正，利用频率校正环节的输出信号为基准，利用积分环节进行相位校正(2)；

设计低通滤波器，保证锁相环的跟踪速度和精度(3)；

采用16位定点TMS320C2812 DSP编程，加快运算速度(4)。

2.根据权利要求1所述的采用软件实现单相锁相环的方法，在步骤(1)中，构造无延时的虚拟α-β坐标信号：

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\λ}& \sin \mathrm{\λ}\\ -\sin \mathrm{\λ}& \cos \mathrm{\λ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

设所测某单相基波相电压幅值为U₁、初相位为

；将扰动表示成高频信号的叠加，n次高频分量的幅值为U_n、初相位为

；则此相电压表示为：

如果系统频率为ω，则d-q旋转坐标系相对于α-β静止坐标系以角速度ω旋转，此时电压基波相量U与d-q旋转坐标系同步旋转；可将电压基波相量U在α-β静止坐标系上分别投影为

和

，在d-q旋转坐标系上分别投影为和

；根据所测电压来构造出一个α-β静止坐标系，令当前所测电压为α-β静止坐标系上的分量u_β，即有

同样以所测电压来构造α-β静止坐标系上的分量u_α，令90°前的所测电压为u_α，即

经d-q变换后可得到

$u_d=U_1\cos {\mathrm{\φ}}_1+\frac{1}{2}\mathrm{\Σ}{U}_n[\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})-\cos {\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\sin ({\mathrm{\ψ}}_{n-1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+\cos {\mathrm{\ψ}}_{n-1}]$

$u_q=U_1\sin {\mathrm{\φ}}_1+\frac{1}{2}\mathrm{\Σ}{U}_n[\cos ({\mathrm{\ψ}}_{n+1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+\sin {\mathrm{\ψ}}_{n+1}-\cos ({\mathrm{\ψ}}_{n-1}+\frac{\mathrm{n\π}}{2})+\sin {\mathrm{\ψ}}_{n-1}]$

其中ψ_n+1＝(n+1)ωt+φ_n，ψ_n-1＝(n-1)ωt+φ_n，n≥2。经过滤去高频分量后，得到两个直流分量u_d和u_q，即u_d＝U₁cosφ₁和u_q＝U₁sinφ₁；

在步骤(2)中：构造好了α-β坐标系后，进行d-q变换后，得到u_q分量

假设输入信号角频率大于ω₁，则u_q为一变化的交流量，此时经PI调节器后输出Δω_u，此量使得u_q中的角频差减小，直至ω₁＝ω时，这时u_q为一直流量，此时进行初相位调整，由于有直流量的输入导致锁相环输出频率进一步加大，使得输出的相位得到调整，这时u_q又为一变化交流量，系统又进入角频率调整阶段，经过如此反复过程，最终得到输入信号与锁相环输出完全同步；

在步骤(3)中：使用一阶的巴特沃斯滤波器，截至频率为25Hz；

在步骤(4)中：采用定点的16位TMS320C2812DSP实现单相软件锁相环，程序编写使用IQMath库函数。

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