CN107528587B - 一种基于pir调节器的高精度快速宽频单相软锁相环 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，该单相软锁相环在传统单相软锁相环的基础上进行改进，其中无功轴变换单元为乘法环节，其输入信号为单相电网电压和锁相环输出角度θ的cos值，其输出接低通滤波器的输入端用于滤除100Hz成份；低通滤波器的输出信号作为反馈，0给定减去该反馈作为PIR调节器的输入；PIR调节器采用PI调节器与100Hz R谐振控制器的并联求和结构，PIR调节器的输出与初始频率值50Hz相加作为积分单元的输入，积分单元的输出即为锁相所得的角度θ，角度θ的cos值再作为无功轴变换单元的输入之一。本发明实现了宽频率范围、快速、高精度的锁相。

Description

一种基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环

技术领域

本发明属于电气工程领域，涉及一种单相软锁相环。

背景技术

单相并网变流器要实现并网运行，首先需要得到电网的相位信息，当前许多的配电网现场变压器容量很小，因为非线性负载、较大功率负载的接入，会出现电网电压谐波含量较大、频率发生变化等现象。对单相并网逆变器的稳定运行产生比较大的影响，这种情况在单相APF、单相SVG、小型单相光伏等设备的应用现场时有发生。电网频率发生变化、谐波含量变大，对于单相并网逆变器首先需要很好的对电网的频率、相位进行锁相。同时，相位锁定的速度、精度都会影响单相并网逆变器的可靠运行。

对于单相电网，当前较为常用的锁相环方法有：

1)硬件过零锁相法，利用硬件电路取电网电压过零点，利用处理器的捕获功能实现处理器内部的正弦表复位，进而达到锁相的目的，此方法在电网电压谐波较大有多个过零点时会失效，同时在电网电压频率发生变化时因为处理器内部的正弦表为固定的50Hz而出现问题。

2)利用成熟的三相系统DQ轴软锁相算法，利用单相电网电压，拟合出其他两相电网电压(一个真实电压和其他两个拟合电压为正序关系)，然后代入三相系统DQ轴软锁相算法，即可实现锁相，此种算法因为永远不存在负序电压，所以低通滤波器的截止频率可以放得比较高，可以获得较快的响应速度。但是此种算法会增加运算量和存储空间，同时在电网电压频率发生变化时，拟合算法势必存在之前的历史信息(一般都是利用数组对真实单相电压的瞬时值进行历史信息记录实现其他两相的拟合)，此势必会影响拟合电压的准确性，带来的问题就是锁相的速度受到影响，锁相的频率和相位产生误差。频率动态变化之后的稳态锁相的误差会一直存在。

3)单相真实电压作为α轴，再拟合出β轴，进行常规的锁相环控制，此方法与2)存在相同的问题。

发明内容

本发明提出一种基于PIR调节器的单相软锁相环，解决了目前锁相环较大计算量、存储量、需要拟合电压、只能适应较窄的频率范围的问题。

本发明提供的技术方案是：

基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，包括无功轴变换单元、低通滤波器、PIR调节器和积分单元；所述无功轴变换单元为乘法环节，其输入信号为单相电网电压和锁相环输出角度θ的cos值，其输出接所述低通滤波器的输入端用于滤除100Hz成份；所述低通滤波器的输出信号作为反馈，0给定减去该反馈作为所述PIR调节器的输入；所述PIR调节器采用PI调节器与100Hz R谐振控制器的并联求和结构，PIR调节器的输出与初始频率值50Hz相加作为积分单元的输入，积分单元的输出即为锁相所得的角度θ，角度θ的cos值再作为无功轴变换单元的输入之一。

在以上方案的基础上，本发明还进一步作了如下优化：

所述低通滤波器采用10ms滑动平均滤波，或者所述低通滤波器为50Hz巴特沃斯滤波器。

所述10ms滑动平均滤波的差分方程为：

其中N为数组大小取250，采样频率25K。

所述50Hz巴特沃斯滤波器利用matlab的FDATOOLS得到其Z域传函，进而转化为差分方程，通过软件实现。

所述100Hz R谐振控制器的s域传递函数为：

其中，K为0.05，W₁为7，W₀为628.3185；利用双线性变化，转化为Z域传函，即而得到差分方程，通过软件实现。

本发明具有以下有益效果：

本发明改进了传统锁相环的DQ变化(也称鉴相器)，通过一步乘法，即得到无功轴分量，无需拟合任何电压，使得本发明可以适应更加宽的频率变化范围。同时无功轴变换环节的最小频次为100Hz，低通滤波器的截止频率需要放得比较低才能保证锁相的精度、但是响应速度受到影响，本发明采用在控制环正向通路加入PI调节器和100Hz R谐振控制器的组合，既提高了100Hz的开环增益(增强100Hz的抗扰度)，也提高了控制环路对100Hz成份的抑制能力，进而可以提高前端低通滤波器的截止频率，达到了快速性、高精度的目的。

附图说明

图1为本发明的锁相环结构图；

其中A：无功轴变换单元；B：低通滤波器；C：PIR调节器；D：积分单元。

图2为本发明中的PIR调节器结构图。

具体实现方式：

如图1所示，该基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，包括无功轴变换单元、低通滤波器、PIR调节器和积分单元；无功轴变换单元为乘法环节，其输入信号为单相电网电压和锁相环输出角度θ的cos值，其输出接入所述低通滤波器的输入端用于滤除100Hz成份；低通滤波器的输出信号作为反馈，0给定减去该反馈作为PIR调节器的输入；PIR调节器采用PI调节器与100Hz R谐振控制器的并联求和结构(如图2所示)，PIR调节器的输出与初始频率值50Hz相加作为积分单元的输入，积分单元的输出即为锁相所得的角度θ＝∫ωt，角度θ的cos值再作为无功轴变换单元的输入之一。

具体实现步骤如下：

步骤一：通过处理器(ARM或者DSP)的ADC采样口对单相电网电压进行采样，得到单相电压的瞬时值(有基波正弦有谐波成份)

U(t)＝U₁(t)+U_n(t)。其中U_n(t)为谐波成份的综合。

步骤二：给定初始相位角θ₀，得到cosθ₀。从锁相环的实质来看，相角锁住之后，电压变换之后的无功轴的直流分量为0，正是利用此原理进行精简运算。

步骤三：进行无功轴环节变换：U(t)*cosθ₀。

分解数学公式之后，会发现最低次为100Hz的成份，而且100Hz始终存在。

步骤四：低通滤波器采用10ms滑动平均滤波或者50Hz巴特沃斯滤波器。

其中10ms滑动平均滤波的差分方程为：

采样频率25K，数组大小N为250。

其中巴特沃斯滤波器的截止频率设为50Hz，利用matlab的FDATOOLS可以得到其Z域传函，进而转化为差分方程，用软件代码实现。

步骤五：上述低通滤波器的输出为无功轴的直流分量的反馈，要实现锁相，就需要将此直流分量控制为0，给定为0减去滤波器输出。

步骤六：利用PIR调节器进行控制。其中图2为PIR调节器的结构图；三者为并联求和结构。

其中R谐振控制器的s域传递函数为：

R谐振控制器：

其中，K为0.05，W₁为7，W₀为628.3185。

利用双线性变化，转化为Z域传函，即而得到差分方程，利用软件实现。

步骤七：调节器的输出加上初始频率50Hz，然后进行积分运算得到相角θ。

步骤八：回到步骤1，重新开始，步骤2的相角利用步骤七的相角θ。

本发明通过一步乘法，即得到无功轴分量，无需拟合其他数据轴数据；同时采用PI+R(谐振控制器)调节器，利用R谐振控制器提高闭环系统的100Hz的开环增益。此两方面的改进使得锁相环计算量减少、无需拟合其他数据轴数据、低通滤波器的截止频率得到提高，进而可以实现宽频率范围、快速、高精度的锁相，为各种单相并网变流器适应更加恶略的电网环节提供了很好的锁相。

Claims (5)

1.一种基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，其特征在于：包括无功轴变换单元、低通滤波器、PIR调节器和积分单元；所述无功轴变换单元为乘法环节，其输入信号为单相电网电压和锁相环输出角度θ的cos值，其输出接所述低通滤波器的输入端用于滤除100Hz成份；所述低通滤波器的输出信号作为反馈，0给定减去该反馈作为所述PIR调节器的输入；所述PIR调节器采用PI调节器与100Hz R谐振控制器的并联求和结构，PIR调节器的输出与初始频率值50Hz相加作为积分单元的输入，积分单元的输出即为锁相所得的角度θ，角度θ的cos值再作为无功轴变换单元的输入之一。

2.如权利要求1所述基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，其特征在于：所述低通滤波器采用10ms滑动平均滤波，或者所述低通滤波器为50Hz巴特沃斯滤波器。

3.如权利要求2所述基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，其特征在于：所述10ms滑动平均滤波的差分方程为：

其中N为数组大小取250，采样频率25K。

4.如权利要求2所述基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，其特征在于：所述50Hz巴特沃斯滤波器利用matlab的FDATOOLS得到其Z域传函，进而转化为差分方程，通过软件实现。

5.如权利要求1所述基于PIR调节器的高精度快速宽频单相软锁相环，其特征在于：所述100Hz R谐振控制器的s域传递函数为：

其中，K为0.05，W₁为7，W₀为628.3185；利用双线性变化，转化为Z域传函，即而得到差分方程，通过软件实现。

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