CN1012873B - 隔离式模拟电压感测电路 - Google Patents

Abstract

经设进的隔离式模拟电压感测电路，包括具有隔离式绕组的变压器，感测器装置感测输入电压并将其送至变压器的输入绕组。电容器经开关装置连接到变压器的输出绕组，从而与输入电压相耦合，振荡时钟信号控制开关装置，使电容器和输出绕组重复接通和切断。在开关装置导通期间，电容器充放电，使电容器的充电电压在时钟的每一周期变动到与感测装置感测到的输入电压相匹配的数值，电容器的输出电压便由此提供追随输入电压但又与其隔离的电压。

Description

本发明涉及隔离式感测电路领域，更具体地说，涉及一种适合与开关电源一起使用的隔离式电压感测电路。

人们都已知道开关电源供给电路对范围很宽的负载条件和工作温度有其优异的性能。开关电源供给电路的实例包括有正向变换器和返回设计。在典型情况下，开关电源用来把第一直流电压（即高输入电压）变换成第二直流电压（即较低的电压）。由于这些电源大多使用变压器进行能量转换，因此，它们多被使用在输入/输出间要求隔离的场合。输入/输出间具有隔离的开关电源供给电路在 授予Elliot    Josephson的第4，323，961号美国专利中给予了公开。

和别的任何类型的稳压电源一样，隔离式电源也必须具有感测其输出电压以构成稳压回路的装置。为保证输入/输出隔离，感测到的输出电压还必须通过一个隔离电路反馈回来。典型的隔离器包括光学隔离器（Opto-isolator）或反馈隔离变压器。在需要高度隔离的情况下，大多数先有技术都一直非常复杂和昂贵。

Sasaki的第4，030，041号美国专利中描述了这样一种隔离感测器：在该装置中，取自变压器初级绕组的信号被用来开关光学隔离器，光学隔离器的输出用以控制耦合在变压器的次级绕组和缓冲放大器之间的场效应管开关装置，与该缓冲放大器的输入端相耦合的还有一个电容。Sasaki的发明依靠具有一个初级线圈和四个次级绕组的变压器和光学隔离器一起来使装置工作，这种装置有不少缺点。例如，因为有隔离变压器插在电源变压器中，装置的带宽将受限制。由于装置的工作要与输入电源频率同步，故其工作也比较慢。此外，依靠光学隔离器以在初级控制信号和次级控制信号之间提供隔离的开关装置对于时间和温度会呈现不良的稳定度。

在授予Kato等人第3，931，582号美国专利中公开了一个稍微简单一些的装置，在该装置内，一个直流放大器通过由脉冲发生器驱动的一个电子开关向二极管和电容组成的第一串联耦合电路提供功率，上述的二极管和电容器的组合跨接在变压器的初级绕组上，与此完全相同的另一二极管、电容组合跨接在变压器的次级绕组上。反馈是通过耦合在直流放大器的反相输入端和上述的第一二极管和电容器组合的公共端之间的一个电阻来提供给直流放大器的。在本装置中，有源电路位于变压器的初级绕组一侧。因此，初级绕组上面所能出现的任何高压都使其遭到损害。由于使用了直流放大器来驱动变压器的初级线圈，本装置在温度范围内也会产生线性变化。此外，因为本电路需在其变压器的两侧必须有完全一样的二极管和电容组合来产生隔离电压，故其电路比期望的要复杂得多。相同电路间的匹配中的任何变化将影响装置的准确性。既然本装置具有单一变压器结构，它就有不能给电容器提供可控制放电回路和不能以很快的下降时间对信号作出响应的缺点。另外，电容器两端的电压也因通过电阻发生漏电而不能保持恒定。

另一种类型的传感器使用了与感测器电路同步工作的斩波器（chopper）或同步整流器（Synchro-recfifier）。在这类装置中需要有两个变压器，一个供感测到的模拟信号使用，一个供同步信号使用，另外，其他的斩波器或同步整流器还使用多个用以操作开关装置的次级绕组的单一变压器。Ashley-Rollman的第4，506，230号美国专利和Morong的第4，286，225号美国专利中就示出了这类隔离式感测器的实例。在这两个参考文件中都需要一个复杂的变压器结构，结果使得电路两侧间的电容耦合量都甚高。此外，这二个参考文件中在其电路的输入侧均需有源元件，因此，必须需要一个比较稳定的隔离电压源。

虽然以上讨论描述了隔离式感测器在开关电源中的应用，但隔离式感测器实际上可用于许多其他场合，例如，隔离式传感器还常被用于数据提取，以防止计算机的数据输入线上出现混附的直流信号;隔离式感测器也被广泛地用于医学应用，因为保证病人避免可能由医疗测试设备产生的任何高电压是相当重要的。

常用于医疗仪器装置中的一种隔离式传感器是仪器级（instru-menlation    grade）隔离放大器。授于Smith的第3，946，324号美国专利中就示出了仪器级隔离放大器的一个实例。仪器级隔离放大器必须非常复杂从而使它们成为所有隔离装置中最为昂贵。这些装置的昂贵成本妨碍了它们在电源中的应用。

由前面的讨论可知，尚无一种装置可以无需光学隔离器、同步信号或复杂的变压器结构就能低成本、高度隔离地构成隔离式传感器。

因此，本发明的目的是提供一种具有最少元件数的经改进的隔离式感测器。

根据本发明提供的隔离式传感器电路包括：感测输入电压的感测器装置;具有按要求互相隔离的输入和输出绕组并把感测器装置感测到的输入电压耦合至输出绕组的变压器装置;通过开关装置连接至输出绕组从而使它们可用变压器装置与感测器装置感测到的输入电压相连的电容器装置;提供重复振荡信号的时钟信号输出装置;响应于上述的时钟信号输入而使输出绕组和电容器装置重复接通和切 断的开关装置，这样，在开关装置导通期间，电容器装置将完成充电或放电，而使充电电压在时钟装置的每一周期都向与感测装置感测到的电压匹配的数值变动，因此，电容器装置的输出电压将提供追随输入电压的电压。

根据本发明的电路所提供的隔离式感测器在变压器两侧的电路间不需要同步，并且该感测器对温度和时间的频率和稳定度亦有所改善。此外，有源电路全部位于变压器中与感测电压相反的感测器输出侧。上述的有源电路通常包括在感测器的输出和变压器输出绕组的一侧间串联耦合的开关装置，该开关装置和电流源周期性地起作用，使得跨接在装置输出端之间的电容器的电荷量为被感测的输入电压的函数。电容器上因充电而建立起来的电压将与耦合到变压器输入绕组的电压基本一致，变压器将在输入电压和感测器输出之间提供隔离作用。在开关装置开路期间电容器将基本上保持在这个电压上。

以下将参照附图举例说明本发明，附图中，

图1A，为本发明的第一个实施例的示意图。

图1B，为本发明的第二个实施例的示意图。

图2A，为本发明目前的最佳实施例的示意图。

图2B，为本发明的第四个实施例的示意图。

图3，为图2A中所示电路中的各种工作波形图。

参看图1A，该图中示出了隔离式模拟电压感测电路的一个示范性实施例100，该实施例用于感测出现在输入端104和105之间的电压V1。一个包括初、次级绕组102A和102B的1∶1变压器102被用来把装置的输入耦合至输出。变压器102的绕组102A的一端经双二极管106耦合至输入端104，双二极管106包括二极管106A和106B，它们的阴极连接在一起。双二极管106A的阴极耦合至输入端104，二极管106B的阳极与绕组102A的一端相连。绕组102A的另一端直接与端子105相连。电阻108接在双二极管106的公共阳极和端子105之间。

隔离式传感器100的全部有源电路都位于变压器102的传感器的输出侧。主要的有源元件为开关装置110（最好包括一个场效应晶体管），开关装置110的漏极（D）112与绕组102B的一端相连，源（S）极114与电容器116的一侧及输出端118相连，栅（G）极120与时钟信号输入端122相连。取自常规的时钟发生器（未画出）的适当时钟信号耦合至输入端122。

二极管124和电阻126以串联形式连接在端子122和电容器116的一侧之间，电容器116的这一侧与和端子118相接的一侧相对，电容器11b的这一侧还与输入端128和绕组102B的另一端相连。

工作时，在电阻108上的电压等于被感测电压V1减去二极管106A上的电压降VD。当出现在端子122上的时钟信号（CLK）为正周期时，开关装置110将导通，电容器116由二极管124和电阻126供充电电流，电容器116将不断充电，直至其电压V2达到电阻108和双二极管106B的电压之和为止。此时，来自电阻126的进一步充电电流将通过1∶1变压器102旁路到地;如果电压V1后来改变而使电容器116的电压超过V1，那么在CLK的下一正周期期间内电容器116将经相同路径放电，直至V2等于V1的新值。

在CLK的负周期内，开关装置110将被开路，二极管124将切断以相反方向流过电阻126的任何电流。此时，电容器116上呈现的电荷将基本上与V1相等。这些电荷将保留在电容器16上，直到CLK的下一个正周期产生为上而与本CLK周期内V1的任何变化开关。开关装置110为开路时，电容器116将与变压器102隔离，而使变压器102可以重新设定。

根据本发明的示教，双二极管106是用来消除任何可能由单个二极管造成的电压漂移的。具体使用哪种二极管来构成双二极管106对本发明来说并不重要，但采用BAS16是较佳的选择，二极管124可用BAV70，这二种二极管从美国菲力浦公司就可以买到。电阻108约为100欧姆，电阻126约为330欧姆，电容器116约为0.01微法拉。开关装置110可以是N沟道的金属氧化物半导体场效应管（MOSFET），如2N7002，但是也可用各种其他开关装置来代替它。

耦合到端子122的时钟信号可以用许多不同电路来产生，实际开关速度将根据不同的应用场合而变化。但是，时钟信号的频率和工作周期会限制隔离式传感器700的频宽和转换速率。适当的时 钟信号的一个例子是峰值电压为5.6伏，工作期间为15%，工作频率为500KHz的方波信号。使用这个时钟信号时，电路100可以感测2.5伏±0.5伏的电压范围。

图2中的示意图是用来说明本发明的第二实施例150的，电路150为图1A中的电路100的改进，其中双二极管106为双二极管156所代替。双二极管106是由二极管106A和106B的阴极共同连接而成，这样可把双二极管106置于电路的正输入侧。当如图1B所示把它置于电路的负输入侧时，可用根据本发明的示教而提供的一个公共阳极二极管156来代替双二极管106。因此，二极管156A的阳极与端子105直接相接，二极管156B的阳极与绕组102A的一端相接，绕组102A的另一端直接与端子104相连。电阻108设置在端子104和双二极管156的公共阴极连接点间。

参阅图2A，该图为根据本发明的隔离式模拟电压感测电路的最佳实施例200的示意图。电路200的基本结构与电路100相同，但它附加有一些改善电路工作和稳定度的外加元件。在对本发明的实施例所作的说明中，与图1A中相同的元件使用相同的标号，只对新元件作详细解释。

最佳实施例200包括：与被感测电压V1相连的输入端104和105，端子104连接至其上呈高阻抗的放大器206的不反相输入端，放大器206的输出耦合至包括有电阻208和210的电阻网络，电阻208和电容器214一共稳定放大器206，电阻210作为放大器206的输出级之预负载，藉以改善其电流变换能力，电阻210的一未端连接到端子212与负电压源-V相连，电阻208和210的公共接点与电容器214的一侧和双二极管106的共同阴极连接点相连。双二极管106A的阳极与提升电阻（pullup）218和放大器206的反向输入端相接，电阻218的相对末端连接到端子220，与电压源+V相连，以提供偏置电流给二极管106A。在本电路结构中，如果没有偏压电流，就不能维持二极管106A的0.6V压降。双二极管106B的阳极与变压器102的绕组102A的一端相连，绕组102A的另一端连接至端子105和电容器214的另一侧。

放大器206将把电容器214的电压稳定为一个等于输入电压V1或去其反馈回路中由二极管106A产生的二极管压降的电压。因此，变压器102的绕组102A和102B所产生的最大电压等于输入电压V1。

最佳实施例200也采用了1∶1变压器102把输入电压V1耦合至感测器装置的输出。FET开关装置110串接在变压器102的绕组102B的一端与装置输出端的一个端子118之间，隔离式感测器200的另一输出端子128接至变压器102的绕组102B的另一端。FET110受出现在耦合到FET110的栅极端122的时钟信号（CLK）激励而导通，这里描述的时钟信号与结合图1A描述时所提到的时钟信号具有相同的特性。电容器116连接在端子118和128之间。当CLK为高电平时，FET110导通，电容器116将通过串联连接的二极管124和电阻126被CKL充电。因此，在电容器116上将产生电压，该电压也呈现在端子118和128之间，与输入电压V1基本相同。

电路200利用耦合在二极管124的阴极和端子118之间的电容器246可对电路100提供另一种改进。在CLK的下降沿期间，FET110的固有电容量和绕组102B的寄生电容量将使电容116有少量放电。加上电容器246以后，在CLK的负转换期间可利用施加一个短暂时间的充电电压至电容器116上的方法可防止电容器放电。特别是CKL信号一旦为高电平时，电压VC₂₄₆将上升至一个比CLK低一个二极管124造成的二极管压降的峰值电压;在CLK的下降沿期间内的一个短暂时间内通过电阻R126放电放至VC₁₁₆。这可以补偿由FET110的开关速率和变压器102的绕组间的电容量所引起的寄生效应。

由于电容器116的放电是耦合至感测器装置输出端的电路阻抗的函数，故电压V₁₁₆和V2会进一步稍微下降。在这种情况下，电容器116上的电压降仅会从其标称工作电压下降百分之零点几。典型情况下，由于加负载所造成的电压降Vc₁₁₆对于2.5伏的输入电压而言在0.2毫伏的范围内。

图2B为描述本发明的第四实施例250的示意图。电路250是对图2A的电路200的改进型，其中公共阳极的双二极管256用来代替了公共阴极双二极管106。由于本实施例中采用了与电路负侧相连的双二极管，电阻258接在负电源输入端子-Ve和二极管256A的阴极及放大器206的反相输 入端的公共接点之点间。在电路250中，电容器214由接在正输入端和双二极管265的公用阴极端间的电容器258所代替。电阻260接在放大器206的输出端和双二极管256与电容器258的公共接点之间。该公共接点还与电阻262相连，电阻262的另一端与正电源供给端+Ve相接。本技术领域内的熟练人员可以看出，除了分别出现在双二极管106和256上的电压及其有电流的方向外，电路200和250的工作基本相同。

图3为一系列用于说明本发明中的各种波形的示意图。在输入电压V1出现以前，呈现在电容器116上的电压（VC₁₁₆）约为0伏，当电压V加到输入端时，变压器102的绕组上的电压VT₁₀₂将上升到等于V1的电压。电容器116响应于该电压在CLK的正周期出现期间将开始充电，以后，如果V1降到较低值，电压VT₁₀₂将被箝制在不高于V1的电压。电容器116在CLK的正周期期间将放电至V1。

综上所述，改进的隔离式感测器将用单一的开关装置来对变压器的感测器输出侧的电容器充电，开关装置可由外部时钟信号所控制，且不需要任何形式的同步。本发明不需要复杂的变压器结构和多重开关装置就达到了改善性能的目的。

Claims (11)

1、一种隔离式感测器电路，包括具有相隔离的输入(102A)和输出(102B)绕组从而把一个输入电压耦合至输出绕组(102B)的变压器装置(102)，通过开关装置(110)连接到输出绕组(102B)的电容器装置(116)，提供重复振荡信号的时钟信号输出(122)，响应于上述的时钟信号输入的开关装置(110)，它在电容器装置(116)和输出绕组(102B)之间交替地提供导通和非导通通路，特征在于：感测装置(106，256)检测输入绕组(102A)的输入电压，电容器装置(116)被变压器装置(102)耦合到感测装置(106，256)检测的输入电压，从而电容器装置(116)在开关装置(110)的导通期间充电或放电，使充电电压在时钟装置每个周期变动至与感测装置(116)感测的输入电压匹配的值，电容器装置116的输出电压提供一个跟随该输入电压的电压。

2、一种如权利要求1所述的电路，其特征在于感测器（106，256）包括二极管（106A，106B），当开关装置（110）提供电容器装置（116）和输出绕组（102B）之间的一个非导通通路时，该二极管防止变压器装置（102）的输入绕组（102A）中的电流。

3、一种权利要求2所述的电路，特征在于感测装置（106，256）包括具有公共结点的双二极管（106A，106B，256A，256B），它们以和共同结点成互相相反关系配置，这些二极管的一端接到输入绕组（102A），另一端接至输入电压。

4、一种如权利要求3所述的电路，其特征在于双二极管（106A，106B，256A，256B）接成一个公共阴极结构。

5、一种如权利要求3所述的电路，其特征在于双二极管（106A，106B，256A，256B）接成一个公共阳极结构。

6、一种如权利要求3至5中任一个所述的电路，其特征在于感测器装置（106，256）还包括耦合在双二极管（106A，106B，256A，256B）的公共节点和变压器装置（102）的输入绕组（102A）之间的一个电阻（210），输入电压加在双二极管（106A，106B，156A，156B）的所述相对一端和电阻（210）上。

7、一种如权利要求3至5中任一个所述的电路，其特征在于感测器装置（106，256）还包括具有反相和不反相输入端和输出端的放大器装置（206）;耦合在公共接点和输入绕组之间的电容器;串接在公共接点和放大器（206）输出端之间的第一电阻，被感测的输入电压加至放大器的一个输入端。

8、一种如权利要求7所述的电路，其特征在于该电路还包括通过第二电阻（218，258）给二极管（106A，256A）中的一个提供偏压的第一电压源;和通过第三电阻（210，256）连至共同接点作为放大器输出端的预负载从而改善其电流变换能力的第二电源。

9、一种根据前述的1-3权利要求所述的电路，其特征在于其中的变压器装置（102）均为1∶1变压器。

10、一种如前述的1-3权利要求所述的电路，其特征在于开关装置（110）还包括与电阻装置（126）串接的整流器装置，当开关装置闭合而为电容器装置（116）提供充电电压降时，输出绕组（102B）的输出电压将产生通过电阻装置（126）的电流。

11、一种如前述的1-3权利要求所述的电路，其特征在于该电路还包括与电容器装置（116）并联的附加电容器装置（246）借以在开关装置开路期间向上述的电容器装置（116）施加一充电电压，从而防止在开关装置（110）开路期间电容器装置（116）发生不希望的放电。

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