CN101282323A - 单载波高速率无线系统 - Google Patents

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CN101282323A CNA2008101003675A CN200810100367A CN101282323A CN 101282323 A CN101282323 A CN 101282323A CN A2008101003675 A CNA2008101003675 A CN A2008101003675A CN 200810100367 A CN200810100367 A CN 200810100367A CN 101282323 A CN101282323 A CN 101282323A
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Abstract

本发明涉及单载波高速率无线系统。还涉及一种用于具有频域均衡器的单载波无线通信系统的信号生成器和信号处理器，其可操作地将伪随机噪声序列用于循环前缀。所述伪随机噪声序列的不同排列和实例将用于粗定时同步、信道估计、载波同步、信噪比估计和信道均衡。

Description

单载波高速率无线系统
技术领域
本发明涉及单载波无线通信领域，尤其涉及用于单载波无线通信的时间帧结构的管理。
问题
由于室内单载波无线系统的高速率已超过1Gbps，无线信道延迟扩展或许会超过数十个符号，这使得包含线性判决反馈或最大似然序列估计(MLSE)均衡器的传统时域信道均衡器不再切合实际。
●包含线性或判决反馈均衡器的自适应均衡器难以在短训练时期内收敛，这是因为为了应付超过数十个符号的无线信道延迟扩展，所需要的均衡器抽头的数量增大了。
●因为当无线信道延迟扩展超过数十个符号时，维特比(Viterbi)算法所要求的约束长度增大，最大似然序列估计(MLSE)或维特比均衡器的复杂度随无线信道延迟扩展所包含的符号数量呈指数增长。
本发明涉及具有频域均衡器的单载波无线系统的领域，并提供装置来消除由于多径衰落所引起的帧间干扰，并同时提供粗帧定时、载波同步和信道估计而无需额外的开销。
背景技术
正交频分复用(OFDM)系统或其它具有频域均衡器的传统单载波系统的帧结构在图1中可见。又被称为多载波无线通信系统的OFDM系统的主要优点是低复杂度的频域均衡。在图2中示出了OFDM系统的框图例子。
传统的具有频域均衡器的单载波无线系统使用循环前缀用于载波同步。通常粗帧定时和信道估计通过引入额外的导频帧来实现，并且该帧采用常量幅度零自相关序列(CAZAC)。
下面是用于使用频域均衡器的单载波无线系统的现有技术的缺点：
●对于粗帧定时和信道估计要求额外的导频帧
●使用循环前缀的载波同步对于信道冲击响应敏感。
发明内容
本发明涉及用于生成单载波无线通信信号的方法，其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构包括保护间隔和数据帧，所述方法包括将循环前缀插入到所述保护间隔的步骤，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列彼此相等。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列彼此不同。
有利地，多个所述伪随机噪声序列被对称地安排在循环前缀内。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列被交替地安排在循环前缀内。
有利地，所述至少两个伪随机噪声序列被连续地安排在循环前缀内。
有利地，所述循环前缀完全填充保护间隔。
有利地，所述循环前缀是保护间隔的一部分。
有利地，保护间隔的剩余部分位于所述循环前缀之前和/或之后。
有利地，所述保护间隔的剩余部分包括零序列。
有利地，至少一个所述伪随机噪声序列对应于最大长度序列。
本发明还涉及用于产生单载波无线通信信号的信号生成器，其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地来提供数据管理并包括保护间隔和数据帧，所述发射机包括循环前缀插入设备，可操作地将循环前缀插入到所述保护间隔，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列彼此相等。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列彼此不同。
有利地，多个所述伪随机噪声序列被对称地安排在循环前缀内。
有利地，至少两个所述伪随机噪声序列被交替地安排在循环前缀内。
有利地，所述至少一个伪随机噪声序列被连续地安排在循环前缀内。
有利地，所述循环前缀完全填充保护间隔。
有利地，所述循环前缀是保护间隔的一部分。
有利地，保护间隔的剩余部分位于所述循环前缀之前和/或之后。
有利地，所述保护间隔的剩余部分包括零序列。
有利地，至少一个所述伪随机噪声序列对应于最大长度序列。
本发明还涉及用于处理接收的单载波无线通信信号的方法，其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地来提供数据管理并包括保护间隔和数据帧，其中所述保护间隔包含循环前缀，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，所述方法包括将循环前缀的所述至少一个伪随机噪声序列的至少一部分与至少一个预定的伪随机噪声序列进行相关并输出相关函数。
有利地，所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的粗定时同步。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述粗定时同步基于所述相关函数的自相关峰值。
有利地，所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的信道估计。
有利地，所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的载波同步。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于两个连续循环前缀的自相关峰值的两个同相/正交星座点的跨越角度。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于所述两个星座点之间的相位差旋转以及基于两个连续循环前缀的所述两个伪随机噪声序列的自相关峰值之间的时间间隔。
有利地，所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的信噪比估计。
有利地，在相关函数包含自相关旁瓣的情形下所述单载波无线通信信号的信噪比估计基于所述相关函数的自相关旁瓣。
有利地，所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的最小均方误差信道估计。
有利地，所述方法包括在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将离散傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域输出信道转移函数，估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和将快速傅立叶变换应用于所述数据帧的步骤。
有利地，所述方法包括在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将快速傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域输出信道转移函数，估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和将快速傅立叶变换应用于所述数据帧的步骤。
有利地，所述方法包括通过处理所述频域中的信道转移函数、所述信噪比和所述数据帧的所述快速傅立叶变换而实现最小均方误差(MMSE)的步骤。
本发明还涉及可操作地来处理接收的单载波无线通信信号的信号处理器，其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地来提供数据管理并包括保护间隔和数据帧，所述保护间隔包含循环前缀，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，所述接收机包括相关设备，其可操作地将循环前缀的所述至少一个伪随机噪声序列的一部分与至少一个预定的伪随机噪声序列进行相关并输出相关函数。
有利地，所述信号处理器可操作地基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的粗定时同步。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述粗定时同步基于所述相关函数的自相关峰值。
有利地，所述信号处理器可操作地基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的信道估计。
有利地，所述信号处理器基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的载波同步。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于两个连续循环前缀的两个伪随机噪声序列的自相关峰值的两个同相/正交星座点的跨越角度。
有利地，所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于所述两个星座点之间的相位差旋转以及基于两个连续循环前缀的自相关峰值之间的时间间隔。
有利地，所述信号处理器可操作地基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的信噪比估计。
有利地，在相关函数包含自相关旁瓣的情形下所述单载波无线通信信号的信噪比估计基于所述相关函数的自相关旁瓣。
有利地，所述信号处理器可操作地基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的最小均方误差(MMSE)信道估计。
有利地，所述信号处理器可操作地在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将离散傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域输出信道转移函数，估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
有利地，所述信号处理器可操作地在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将快速傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域输出信道转移函数，估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
有利地，所述信号处理器可操作地通过在频域中处理所述信道转移函数、所述信噪比和所述数据帧的所述快速傅立叶变换而实现最小均方误差(MMSE)。
附图说明
在结合附图后，本发明的特征、目标和优点将从下面所阐述的详细描述而变得显而易见。
图1示出了使用频域均衡器的OFDM系统或单载波系统的帧结构的例子；
图2示出了OFDM系统框图的例子；
图3示出了使用频域均衡器的单载波系统的框图；
图4示出了作为本发明实施方式的帧结构的例子；
图5示出了作为本发明实施方式的帧结构的例子，以及基于PN序列的自相关峰值的粗帧定时和载波同步；
图6示出了作为用于本发明可选择的实施方式的附加部分的，基于快速傅立叶变换(FFT)用于信道均衡的装置；
图7示出了作为用于本发明可选择的实施方式的附加部分的，基于离散傅立叶变换(DFT)用于信道均衡的装置；
图8示出了作为本发明可选择的实施方式的具有附加保护间隔的帧结构的例子；
图9示出了作为本发明可选择的实施方式的包含数据定时恢复方案的流程图的例子；
图10示出了来自两个相邻PN序列最强自相关峰值的I/Q星座图旋转的例子；
图11示出了两个信号的自相关曲线图的两个例子；
图12示出了M序列和PN序列自相关曲线的两个例子；
图13示出了保护间隔的例子以及循环前缀和PN序列布置的例子。
具体实施方式
本发明描述了用于具有频域均衡器的单载波系统的帧结构的应用/管理例子，M(最大长度)序列40b或PN(伪随机噪声)序列被用作保护间隔44b中的循环前缀。所述帧结构在图4中示出。
除非特别说明，在本发明中M序列可以与PN序列交换，反之亦然。
只要信道冲击响应比循环前缀短，循环前缀就能够应付时间分散性多径衰落信道。否则可能有帧间干扰。所引入的开销与现有技术中传统的具有频域均衡器的单载波系统或OFDM系统的状态相同，甚至更少。
只要信道冲击响应比循环前缀短，除了充当循环前缀以消除帧间干扰之外，作为循环前缀的PN序列还可以被用来方便于使用频域均衡器的单载波无线系统的粗定时、信道估计和载波同步。
使用连续的PN序列可以提高信道估计的精度。在下面将解释PN序列和M序列的基础以及它们的特性。
通常来说，包含对接收机为未知的消息的信号具有随机特性，被称为随机信号。如果信号不具有随机特性，则接收机能够由信号确定性的特性从已发送的信号重建该消息。
关于详细定义，确定性特征的信号是在每个时刻t具有实数值x的信号。随机性特征的信号是在每个时刻t具有随机数值y的信号，其中所述数值y可以表示为概率密度函数。
关于自相关函数
Figure A20081010036700141
的定义：
所述函数是偶函数
Figure A20081010036700142
Figure A20081010036700143
是二次方均值，由此表示信号功率
所述函数的最大值是在τ＝0时
理想的自相关函数被定义为： E { c i c i + j } = 1 j = 0 0 j ≠ 0
非理想的自相关函数包含若干个更多的值，其中周期性连续函数的近似理想自相关函数在图12的左曲线图中表示，而非理想自相关函数在右曲线图中表示。
PN序列是伪随机噪声信号，其表现出一些像周期性特性的确定性特征。序列内周期性的循环至少重复一次。当周期性循环与PN序列一样长，意味着正好一个周期循环可获得，所述序列还被定义为M序列，代表“最大长度序列”。
PN序列其自身特性如下：
PN序列包含二进制数字，例如高数值符号如“1”和低数值符号如“0”，
PN代表伪随机噪声，这意味着信号不是完全随机而是可确定的，最终该信号具有周期性序列
PN序列可以由包含m级的反馈移位寄存器实现
反馈移位寄存器包含至少两个从任意第m级向第一级的反馈，其中一个反馈总是从第m级提供的
PN序列可以包括有利的自相关函数
PN序列的自相关函数具有与各个PN序列自身相同的周期
高值的数量等于低值的数量减一
如“0”的低值不能连续出现m次，因而在例如m＝4级时不能有4个连续的“0”序列
所述反馈移位寄存器的开始序列在每级从不包含“0”，在这种情况下输入值将不发生改变
两个正交PN序列的周期性互相关函数始终等于零，这对于CDMA(码分多址)应用是理想的。
M序列是PN序列的特殊情形，其特征如下：
M序列具有PN序列P＝2m-1的最大周期长度P
M序列提供突出的统计特性
M序列提供双值的周期性自相关函数，其对于CDMA是有利的
Figure A20081010036700151
在这种情况下，M序列的自相关函数表示出与上述提及的理想自相关函数类似的特性，因为仅有两个值是所述函数的一部分。该曲线在图12的左侧显示。
否则两个M序列的周期性互相关函数将并非有利。
本发明的主要优点在于：
具有良好的自相关峰值和小自相关旁瓣的PN序列被用于循环前缀。与传统的具有频域均衡的单载波无线系统相比，由循环前缀所引入的开销不变。因为该PN序列被用于粗帧定时和信道估计，不需要额外的导频帧。总开销可以减小。
可以使用PN序列的自相关峰值代替传统的循环前缀而实现可靠的载波同步，这对于信道冲击响应敏感。
可以使用PN序列代替额外的导频帧而实现可靠的粗定时。
可以使用PN序列的自相关峰值而获得可靠的信道估计。
可以使用PN序列的自相关旁瓣信息来实现MMSE信道均衡以改进性能。
使用连续的PN序列可以进一步改进信道估计的精度。
图1示出了OFDM系统或使用频域均衡器的单载波系统的帧结构的例子。
在下面还将解释OFDM的关键原理。OFDM的一个关键原理是，由于低符号速率调制方案(即，其中符号与信道时间特性相比相对更长)很少经受由多径所引起的符号间干扰，其有利地以并行方式发射大量的低速率流来代替单个高速率流。由于每个符号的周期较长，将保护间隔插入到OFDM符号之间是可行的，从而减小了符号间干扰。
保护间隔还减小了对于时间同步问题的敏感性。
尽管保护间隔只包含冗余数据，这意味着它减小了容量，一些基于OFDM的系统，诸如一些广播系统有意使用长的保护间隔以使得发射机在单频网络(SFN)中彼此间隔更远，越长的保护间隔使得SFN小区的尺寸更大。SFN中发射机之间最大距离的首要原则是等于信号在保护间隔中传输的距离，例如200微秒的保护间隔将使得发射机彼此间隔60km。
OFDM系统的帧结构13包括三个循环前缀10a，10b，10c和三个数据帧12a，12b，12c，并在时域中表示。基本帧结构包含如10a和12a的一个循环前缀和一个数据帧，并且可以一连串接连。循环前缀10a，10b，10c可以分别嵌入在保护间隔14a，14b，14c中。在各个数据帧12a，12b，12c的时间末端指派了各自末端11a，11b，11c，所述末端11a，11b，11c是各自数据帧12a，12b，12c的一部分。
在OFDM中数据帧被FFT(快速傅立叶变换)处理，其中FFT窗与数据帧一样长，所述FFT窗在所述数据被系统处理和/或数据的大小被FFT逐步或一次性转换时确定时间。在OFDM符号中，循环前缀10a是符号的末端11a的重复，其被放置在所述数据帧12a的开始。
图2表示了OFDM系统框图的例子。
所述OFDM系统包含发射机33和接收机34，其中所述发射机33可操作地调制并发射最终被正交频分复用的电磁波。所述接收机34可操作地接收电磁波并解调所述被正交频分复用的波。所述OFDM系统可操作地建立无线连接并在发射机33和接收机34之间交换数据。
发射机33包含正交幅度调制(QAM)调制器20，逆傅立叶变换(FFT)模块21，循环前缀插入模块22，射频发射机23和天线35。QAM调制器20连接至逆FFT模块21，逆FFT模块21连接至循环前缀插入模块22，循环前缀插入模块连接至射频发射机23并且射频发射机23连接至天线35。
首先，将被调制并发射的信号发送到QAM调制器20。
QAM调制器20可操作地根据QAM调制输入信号。逆FFT模块21可操作地将逆FFT变换应用在从QAM调制器20所接收的信号上。循环前缀插入模块22可操作地将如图1中10a，10b，10c的循环前缀插入到从逆FFT模块21接收到的信号中。射频发射机23可操作地将从循环前缀插入模块22接收的信号转换为由天线35发射的信号，所述天线35可操作地发射携带有基于所述输入数据的数据的电磁波。
接收机34包括天线36，射频接收机24，循环前缀移除模块25，FFT模块26，信道均衡器27，信道估计模块28和QAM解调器29。天线36连接至射频接收机24，射频接收机24连接至循环前缀移除模块25，循环前缀移除模块25连接至FFT模块26，FFT模块26连接至信道均衡器27和信道估计模块28两者，信道估计模块28附加地连接到信道均衡器27，以及信道均衡器27最终连接至QAM解调器29。
最终由QAM解调器29发出的输出信号现在可以被进一步处理。
天线36可操作地接收由天线35所发送的信号，并将所述电磁信号转换为电信号。射频接收机24可操作地从天线36接收电信号，并将所述信号转换为基带信号。循环前缀移除模块25可操作地从射频接收机24接收该信号并将插入的如图1中10a，10b，10c的循环前缀从所述信号中移除。FFT模块26可操作地根据快速傅立叶变换来变换从循环前缀移除模块25中接收的信号。信道估计模块28可操作地从FFT模块26接收该信号并基于信道估计信道质量和其它特性，所述信道对应于发射机和接收机之间的无线连接。该信道质量还可以描述背景和/或接收机噪声。信道均衡器27可操作地接收由FFT模块26所发送的一个信号以及由信道估计模块28所发送的一个信号。然后信道均衡器27补偿无线信道的动态频率响应。QAM解调器29可操作地解调由信道均衡器27发送的信号并输出已解调的输出信号。
图3示出了使用频域均衡器的单载波系统框图的例子。
作为本发明实施方式的所述单载波系统包含发射机31和接收机32，其中所述发射机31可操作地最终至少调制并发射在一个单载波上调制的电磁波。所述接收机32可操作地至少接收电磁波并解调所述在一个单载波上调制的电磁波。所述单载波系统可操作地建立无线连接并在它的发射机31和接收机32之间交换数据。
除了缺少逆FFT模块21之外，发射机31与图2中所示的发射机33相对应。反之亦然，接收机32与图2中所示的接收机34相对应，并附加地包含逆FFT模块21，所述模块21的功能与图2中描述的模块功能相对应，并连接在接收机32的信道均衡器27和QAM解调器29之间。
关于接收机32，来自循环前缀移除模块25的信号在FFT模块26中基于FFT帧的大小被逐步地处理。该FFT帧定义了时间长度，其中信号的一部分由FFT模块26一次性全部处理。
在本发明的另一个实施方式中，循环前缀插入模块22可操作地将M序列或PN序列插入到帧结构中，这将在后面详细解释。
接收机32和发射机31可以是一个移动无线设备的一部分。此外，接收机32和发射机31可以集成在半导体芯片中，并包含附加模块，其可操作地扩展所述接收机和/或发射机的操作性，为简明起见其未在图3中示出。
具有频域均衡器的单载波无线系统的复杂性与OFDM无线系统差不多。
然而，在与OFDM系统比较时，具有频域均衡器的单载波无线系统的优点可以概括如下：
单个符号的能量在整个可用频谱上传输。因此信道转移函数中的窄带槽(narrow band notch)对于性能只有很小的影响。对于OFDM系统，窄带槽将会恶化分配在相关子载波上所发射符号的性能。当然，该相异性可以通过利用误差控制解码器而部分恢复，同时一些性能损失。
发射信号的低的峰值对平均值比，这使得发射侧的功率幅度(PA)更有效和低廉，对于毫米波无线系统尤是如此。
对相位噪声效果的鲁棒性，这使得本地振荡器(LO)更为简单，对于毫米波无线系统尤是如此。
可以减少接收侧的模数转换器(ADC)的比特的数量，这对高速率通信至关重要。
对于OFDM系统，发射机侧与接收机侧之间的载波频率误差可能破坏子载波之间的正交性并引入了子载波间的干扰。然而，这对于具有频域均衡器的单载波系统却没有任何影响。
这对于发射机侧简单或低功耗而接收机侧将更为复杂或相对高功耗，例如高清晰电视的用户场景而言更为适合。
图4示出了作为本发明实施方式的帧结构例子。
作为本发明实施方式的帧结构43包括三个循环前缀40a，40b，40c和三个数据帧42a，42b，42c，并在时域中示出。最终循环前缀被嵌入在保护间隔44a，44b，44c中，并完全填充所述间隔中，所述保护间隔44a，44b，44c是数据帧周期42a，42b，42c之前的各自时间周期。
循环前缀40a，40b，40c包含至少一个PN序列，并可操作地对于携带有所述数据的电磁波的传输和接收期间数据帧的管理提供所必须的数据。本发明的循环前缀还可以是如图1所示的数据帧的一部分，但是有利的仅仅是在相邻数据帧的前部或后部的添加，这样没有其它冗余数据被发射。
在图4中，包含至少一个PN序列例如42a+42b的一个数据帧和一个循环前缀可以被FFT(快速傅立叶变换)处理，其中FFT窗与数据帧42a的长度减去循环前缀40b的长度一样长。帧结构与图1的不同，其中仅有数据帧被FFT处理。由于循环前缀40a与循环前缀40b相同，基于与OFDM系统同样的原理，由时间分散多径衰落信道所引入的帧间干扰在无线信道延迟小于循环前缀长度时能够被消除。
如果一个PN序列被使用作为40a，40b，40c，循环前缀40a，40b，40c还帮助接收机32正确地放置FFT帧并指示在各个FFT帧期间被处理的各个数据帧42a，42b，42c的开始。循环前缀40a，40b，40c的内容可以彼此不同、类似或相等。
保护间隔44a，44b，44c可操作地为传播延迟提供间隔时间，并将各个数据帧42a，42b，42c彼此清楚地分离，这样在多径传播的情形下的传输中一个数据帧的数据不会与相邻数据帧的数据重叠。
数据帧42a，42b，42c可操作地提供任何种类的数据和/或信息，其基于或对应于如例如电话呼叫的会话内容或其它需要被发射并由另一个通信参与者接收的数据。这些数据可以包括例如电子邮件、图片等。数据帧42a，42b，42c通常是同样的大小，其中它们的数据无需完全填充所述数据帧。
帧结构的序列或可选择地所述时间流开始于第一循环前缀40a，接着是相邻的第一数据帧42a，然后是第二循环前缀40b，第二数据帧42b，第三循环前缀40c并且以第三数据帧42c结束。
当然，帧结构并不限于这三个数据帧和三个循环前缀，而是可以继续并形成一连串的帧。
FFT帧的操作性已在图1中解释了，其可以和至少一个数据帧42a，42b，42c和至少一个循环前缀40a，40b，40c的组合一样长。这不同于图1，其中的一个数据帧作为一个FFT帧被对待。
可选择地，FFT帧还可以包括在前的循环前缀的一部分，完整的后续数据帧和后续循环前缀的一部分，就像例如40b，42b和40c，如果例如若干个类似的PN序列被级联并被用作循环前缀。这意味着FFT帧可以在如40a的第一循环前缀中的某处开始，包含完整的数据帧42a并在后续的循环前缀40b中的某处结束。最终可以获得动态的保护间隔长度。
作为FFT帧和/或FFT帧自身的时间的可选择实施方式，其可以包含至少一个数据帧和一个循环前缀。
可选择地，FFT数据帧可以包含一个数据帧和两个相邻的循环前缀。
此外，相邻的FFT帧可以并排地放置或者也可以彼此重叠。它们可以分别部分地或完全覆盖循环前缀和/或保护间隔的区域，和/或分别彼此覆盖。当两个FFT帧彼此覆盖时，两个分离的FFT模块必须用来独立地分别读取和/或处理所述两个FFT帧。
在并排的情形中，两个FFT帧的边界可以与数据帧和保护间隔的边界或数据帧和循环前缀的边界相对应。可选择地，该边界位于保护间隔中的某处。后面在图8中将更为详细地解释该实施方式。
关于PN序列，循环前缀可以包含单个PN序列或多个相同或不同的PN序列，其中所述多个PN序列形成为连续的序列串。在不同的PN序列的情形下，所述连续串基于PN序列在该串内是如何排列的，可以包含随机的或确定性的图形。一个图形可以包括两个不同的PN序列，其在循环前缀内交替。在另一个例子中，循环前缀包含不同PN序列的对称排列。这些例子在图13中更为详细地描述了。根据图形，可以分别读取并匹配循环前缀的特定特性，例如循环前缀中的位置或循环前缀的速度/载波同步。
包含一个或多个相同或不同PN序列的具有预定的和/或可控制函数的循环前缀的相关性在图3的如32的接收机中执行，可操作地接收来自发射机31的信号。关于预定函数的选择及其数量和/或PN序列的排列取决于需要确定的循环前缀的相关性的特性。
图5表示了作为本发明实施方式的帧结构的例子，以及基于PN序列的自相关峰值的粗帧定时和载波同步。
这个帧结构43对应与图4中的帧结构43，并且包含四个循环前缀40a，40b，40c，40d和三个数据帧42a，42b，42c，其中所述循环前缀40a，40b，40c，40d是或者包含最大长度(M)序列或伪随机噪声(PN)序列。在这些PN序列40a，40b，40c的每一个下面，所述PN序列的相关函数分别作为曲线图53a，53b，53c被示出。
如后面图11所示，PN序列的相关曲线图53a，53b，53c分别包含高相关性峰值和低自相关旁瓣。该自相关函数在接收机中产生，当具有包含PN序列的帧结构的信号被接收到并且与相同的PN序列相关时。
在接收到的循环前缀40a包含构成为连续串的多个相同PN序列以及在接收机处与一个相同的PN序列自相关的情形下，PN序列的自相关曲线图将包含多个高相关峰值和低自相关旁瓣。
在另一个例子中，循环前缀40a包含构成连续串的多个PN序列，并与一个作为所述串的一部分的PN序列自相关，当高相关峰值在曲线图中出现时，这可以定位循环前缀中的精确位置。
代替单一一个PN序列，相同或不同PN序列的相关序列被用来与所述接收到的循环前缀40a进行相关，其中所述相关序列或多个所述相关序列是所述接收到的循环前缀40a的一部分。
由于PN序列40a，40b，40c的相关曲线图53a，53b，53c的特性，PN序列被用来实现粗定时、信道估计、载波同步，获得信噪比(SNR)估计和/或实现最小均方误差(MMSE)信道均衡。MMSE信道均衡在图6或7中更为详细地描述了。
基于曲线图53a，53b，53c的特性，其能够确定FFT帧的开始。FFT帧可以从曲线图53a，53b，53c的起始或结束处开始。同样高相关峰值或低自相关旁瓣可以是FFT帧的起始点。FFT帧在图4中已经解释过，其包括至少在各个PN序列后续的数据帧。可选择地FFT帧的起始独立于循环前缀和/或保护间隔，但是至少包含完整的后续数据帧。
特别地，粗帧定时可以由图5所示的PN序列的曲线图53a，53b，53c的自相关峰值所确定。载波同步可以基于将来自两个相邻PN序列的最强的自相关峰值的I/Q星座旋转而实现。在相关图形53a和53b下面以笛卡尔坐标示出各个星座点51和52。这些星座点之间的相位差以及两个PN序列40a和40b之间的时间周期可以用于载波同步。I/Q星座旋转在图10中详细示出。
循环前缀可以包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列。在可选择的实施方式中，I-信道序列和Q-信道序列可以彼此相同或不同。
可以基于PN序列的曲线图53a，53b，53c的若干个自相关峰值来估计信道转移函数，其中来自PN序列的自相关旁瓣可以用于信噪比的计算。所要求的信息可以用于MMSE信道均衡。
图6示出了作为本发明可选择实施方式的基于快速傅立叶变换(FFT)用于信道均衡的装置。
该装置包含FFT模块65，SNR估计模块62，FFT模块63和MMSE信道均衡模块64，其中所述装置可操作用于信道均衡。信道均衡主要在图3的如32的接收机32中使用。
所述装置的至少一部分可以在图3的接收机32中实施作为信道均衡器27；特别地MMSE信道均衡器64可以如所述均衡器27而实现。
FFT模块65可操作用来接收信号，所述信号是时域中的信道转移函数，将所述信号转换为频域中的信道转移函数并输出所述信号。SNR估计模块62可操作地在时域中接收相同的信道转移函数，其由FFT模块65接收并计算和/或估计所述函数的信噪比。FFT模块63可操作地接收包含数据帧的信号，并应用FFT到所述信号。MMSE信道均衡模块64可操作地接收由FFT模块65提供的频域中的信道转移函数、由SNR估计模块62提供的SNR估计信号和由FFT模块63提供的信号并且最终计算和解调输出信号。
必须保证信道转移函数53包含具有高自相关主瓣和较小的自相关旁瓣的PN序列。
图7示出了作为本发明可选择实施方式的基于离散傅立叶变换(DFT)用于信道均衡的装置。
该装置包含离散傅立叶变换(DFT)模块61，SNR估计模块62，FFT模块63和MMSE信道均衡模块64，由此所述装置可操作地用于信道均衡。
除了缺少FFT模块65之外，图7的装置与图6的装置相对应。两个装置都可以在接收机中实施。
与图6中类似，在图7中必须保证信道转移函数53包含具有高自相关主瓣和较小的自相关旁瓣的PN序列。
如图6所示，FFT可以用来替代DFT以减小从频域获得信道转移函数的计算复杂度，这将针对信道均衡被采用。
图8示出了作为本发明可选择的实施方式的具有附加保护间隔的帧结构的例子。
这个帧结构基于图4中所示的帧结构43，包括三个循环前缀80a，80b，80c和三个数据帧82a，82b，82c，其中所述循环前缀80a，80b，80c是或者包含最大长度(M)序列或伪随机噪声(PN)序列。在每个数据帧82a，82b，82c之间存在各自的保护间隔83a，83b，83c。在每个所述保护间隔83a，83b，83c中嵌入各自的PN序列80a，80b，80c。由于该实施方式中的保护间隔83a，83b，83c长于PN序列80a，80b，80c，在PN序列80a，80b，80c的右侧和左侧留下了一些自由空间。例如详细地第一自由空间84a位于数据帧82a和PN序列80b之间，第二自由空间84b位于PN序列80b和数据帧82b之间。
从而PN序列和数据帧之间的保护间隔83a，83b，83c可以被扩展。如果保护间隔83a，83b，83c的长度长于无线信道延迟扩展，则对于来自数据帧部分的相关峰值没有任何影响，并且可以获得更为精确的信道估计。
PN序列和数据帧之间其它的保护间隔意味着第一和/或第二自由空间84a和84b可以包含零序列。两个自由空间84a和84b可以具有同样的大小或各自不同的大小。
图9示出了作为本发明可选择的实施方式的包含数据定时恢复方案的流程图的例子。
详细的流程图是定时偏移补偿方法，包括步骤S1至S9的九个步骤，是具有循环前缀的频域均衡的另一种方式。
FFT帧包含如图4所解释的数据帧和循环前缀并在步骤S1中被读取出。在下一步骤S2，FFT被应用在来自S1的信号，所述信号包含该FFT帧。在S3中对从步骤S2所接收的信号实施频域均衡。在步骤S4逆FFT被应用于来自S3的信号。
在步骤S5基于前面的步骤作出判决，由此(硬或软)判决数据被输出。在判决步骤S5之后，包含数据帧和在前的和后续的循环前缀的一部分的数据是步骤S5的结果，最终在步骤S6中确定和示出。在步骤S7中进行判决数据输出循环(decision data output loop)后，相关器搜索并通过将PN序列与所述判决输出在步骤S8中进行相关，最后确定循环前缀和数据的边界并最终可以导出数据部分并在步骤S9中示出。
根据本发明，FFT帧的定时意味着所述FFT帧的起始，不再需要放置在每个FFT帧的精确位置，而是可以如前面解释的独立地放置于循环前缀或保护间隔的内部或边界上。
在高速率mm-波系统的情形下，由于时钟偏移的绝对值，数据帧上的定时偏移变化变得与数据符号长度是相当的。通过这个方法，定时偏移最终可以被调节。
图10示出了来自两个相邻PN序列的最强自相关峰值的I/Q星座旋转的例子。
在坐标系统的复平面(也被称为星座图)中分别示出了两个PN序列的两个星座点51a和52a。从坐标系统的原点看，两个星座点51a和52a覆盖了角度α。
由于符号被表示为复数，它们可以看做是复平面上的点。实轴和虚轴通常被称作同向或I-轴和正交或Q-轴。在分散图上绘制若干个符号产生星座图。星座图上的点被称为星座点。
星座点51a和52a基于图5中所示的星座点51和52。
图11示出了两个信号的自相关曲线图的两个例子。
左曲线图以及右曲线图分别是自相关曲线图，并沿坐标的各自轴对称。两个曲线图都示出了在坐标轴上t＝0时的最高峰值。曲线图在格状系统上示出，x轴从-1.5至1.5，y轴从-0.4至1.0，其中垂直线彼此间隔0.25，水平线彼此间隔0.2。该值为归一化值且并不限于这些值。
创建各自自相关曲线图的两个信号可以是PN序列，由此关于反馈移位寄存器的级数的分辨率将非常高。
图12示出了M序列和PN序列自相关曲线图的两个例子。
各个格状系统基于图11所示的格状系统，除了垂直线彼此间隔0.5，水平线彼此间隔0.2的事实之外。两个曲线图都以坐标轴对称。
左曲线图是M序列的自相关函数。该相关曲线图显示周期性函数，其包含高峰值54c和低值57，从而类似于仅有两个值的随机信号的理想自相关函数。由于左曲线图包含多个相同的M序列，可以看到多个相同的峰值彼此间隔为1的周期长度58。在M序列的情形下，自相关峰值的周期性间隔等于M序列的周期长度。
右曲线图是PN序列的自相关函数。该相关曲线图显示多个值为1的周期性峰值和峰值之间值为y＝-0.2到0之间的多个值。尽管高峰值54d被示出并彼此由周期性间隔59间隔开来，所述周期性间隔59期间内的值不是如左曲线图中在间隔58期间那样的常量。
图13示出了保护间隔和循环前缀以及PN序列的布置的例子。
保护间隔94包含在先前的数据帧与其自身之间的边界95a以及在后续数据帧与其自身之间的边界95b。此外，保护间隔包含循环前缀90和两个自由空间91a和91b。第一自由空间91a被放置在第一边界95a和循环前缀90之间，第二自由空间91b被放置在第二边界95b和循环前缀90之间。循环前缀包含对称轴93和连续放置的八个PN序列1-8。在循环前缀90的边缘及以内处未标号的空间可以还包含例如与PN序列1相同长度的PN序列。
图13的所有组成对应上述描述的以及在其它图中已示出的组成。
图13主要描述所述组成部分的排列。
在一个例子中，循环前缀90包含两个不同的PN序列，其交替地排列，例如一个序列被放置在偶数位置2、4、6、8而另一个序列被放置在奇数位置1、3、5、7。
在另一个例子中循环前缀包括不同的PN序列，其对称排列。这意味着例如一个序列被放置在位置4和5，第二个序列被放置在位置3和6，下一个序列被放置在位置2和7，等等。
在另一个例子中，PN序列不限于连续地排列，彼此之间可以有空间。这些空间可以用零序列填充。
另一个可能的排列是考虑具有保护间隔94的循环前缀90的位置。
如所示的保护间隔94在循环前缀之前和之后包含两个自由空间91a和91b。
在另一个例子中，循环前缀90扩展直至第一边界95a和/或第二边界95b，由此仅有一个或者没有自由空间存在。
在另一个实施方式中，至少两个所述伪随机噪声序列彼此相等，或所述伪随机噪声序列的至少两个彼此不同。
有利地，至少两个伪随机噪声序列在循环前缀中被对称地排列。
本发明并不限于上述以示例方式所示出和描述的实施方式，而是可以经受所附的专利权利要求的范围和创造性概念中的修改。
本发明其它的实施方式是可能的，为简明起见未在附图中示出。
附图标记
1  循环前缀中的第一位置
2  循环前缀中的第二位置
3  循环前缀中的第三位置
4  循环前缀中的第四位置
5  循环前缀中的第五位置
6  循环前缀中的第六位置
7  循环前缀中的第七位置
8  循环前缀中的第八位置
10a-c  循环前缀
11a-c  数据帧1-3的末端
12a-c  数据帧1-3
13     现有技术的帧结构
14a-c  保护间隔
20     正交幅度调制(QAM)调制器
21     逆快速傅立叶变换(逆FFT)模块
22     循环前缀插入模块
23     射频发射机(TxRF)
24     射频接收机(RxRF)
25     循环前缀移除模块
26     快速傅立叶变换(FFT)模块
27     信道均衡器
28     信道估计模块
29     QAM解调器
31     单载波系统的发射机
32     单载波系统的接收机
33     OFDM(正交频分复用)系统的发射机
34     OFDM(正交频分复用)系统的接收机
35     发射机的天线
36     接收机的天线
40a-d  PN序列作为循环前缀
42a-c  数据帧1-3
43     包含本发明实施方式的帧结构
44a-d  保护间隔
51     数据帧1的PN序列的星座点
51a    PN序列的第一星座点
52     数据帧2的PN序列的星座点
52a    PN序列的第二星座点
53     信道转移函数(时域)
53a-c  如曲线图的PN序列的相关函数
54a-d   高自相关峰值
55a-b   主瓣和旁瓣之间的时间间隔
56a-b   低自相关旁瓣
57      低自相关值
58      高自相关峰值之间的时间间隔
59      两个主瓣之间的时间间隔
61      离散傅立叶变换模块
62      信噪比估计模块
63      快速傅立叶变换模块
64      最小均方误差估计模块
65      快速傅立叶变换模块
80a-c   PN序列作为循环前缀
82a-c   数据帧1-3
83a-c   保护间隔
84a     第一自由空间
84b     第二自由空间
90      循环前缀
91a     第一自由空间
91b     第二自由空间
93      循环前缀的对称轴
94      保护间隔
95a     先前数据帧与保护间隔的边界
95b     后续数据帧与保护间隔的边界
S1      接收数据流的步骤
S2      快速傅立叶变换的步骤
S3      均衡的步骤
S4      逆快速傅立叶变换的步骤
S5      判决步骤
S6      判决输出
S7      进行判决输出循环的步骤
S8    与PN序列相关的步骤
S9    数据输出

Claims (56)

1.一种用于生成单载波无线通信信号的方法，其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构包括保护间隔和数据帧，该方法包括：
将循环前缀插入到所述保护间隔，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列。
2.根据权利要求1的方法，
其中至少两个所述伪随机噪声序列彼此相等。
3.根据权利要求1的方法，
其中至少两个所述伪随机噪声序列彼此不同。
4.根据权利要求1至3之一的方法，
其中多个所述伪随机噪声序列被对称地安排在循环前缀内。
5.根据权利要求1至4之一的方法，
其中至少两个所述伪随机噪声序列被交替地安排在循环前缀内。
6.根据权利要求1至5之一的方法，
其中所述至少两个伪随机噪声序列被连续地安排在循环前缀内。
7.根据权利要求1至6之一的方法，
其中所述循环前缀完全填充保护间隔。
8.根据权利要求1至6之一的方法，
其中所述循环前缀是保护间隔的一部分。
9.根据权利要求8的方法，
其中保护间隔的剩余部分位于所述循环前缀之前和/或之后。
10.根据权利要求9的方法，
其中所述保护间隔的剩余部分包括零序列。
11.根据前述权利要求之一的方法，
其中至少一个所述伪随机噪声序列对应于最大长度序列。
12.根据前述权利要求之一的方法，
其中循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此相同。
13.根据权利要求1-11中之一的方法，
其中循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此不同。
14.一种信号生成器，其可操作地用来生成单载波无线通信信号，
其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地用来提供数据管理并且包括保护间隔和数据帧，
所述发射机包括循环前缀插入装置，其可操作地将循环前缀插入到所述保护间隔中，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列。
15.根据权利要求14的信号生成器，
其中至少两个所述伪随机噪声序列彼此相等。
16.根据权利要求14的信号生成器，
其中至少两个所述伪随机噪声序列彼此不同。
17.根据权利要求14至16中之一的信号生成器，
其中多个所述伪随机噪声序列被对称地安排在循环前缀内。
18.根据权利要求14至17中之一的信号生成器，
其中至少两个所述伪随机噪声序列被交替地安排在循环前缀内。
19.根据权利要求14至18中之一的信号生成器，
其中所述至少一个伪随机噪声序列被连续地安排在循环前缀内。
20.根据权利要求14至19中之一的信号生成器，
其中所述循环前缀完全填充保护间隔。
21.根据权利要求14至19中之一的信号生成器，
其中所述循环前缀是保护间隔的一部分。
22.根据权利要求19的信号生成器，
其中保护间隔的剩余部分位于所述循环前缀之前和/或之后。
23.根据权利要求22的信号生成器，
其中所述保护间隔的剩余部分包括零序列。
24.根据权利要求14至23中之一的信号生成器，
其中至少一个所述伪随机噪声序列是最大长度序列。
25.根据权利要求14至24中之一的信号生成器，
其中所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此相同。
26.根据权利要求14至24中之一的信号生成器，
其中所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此不同。
27.一种用于处理接收的单载波无线通信信号的方法，
其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地用来提供数据管理并包括保护间隔和数据帧，
其中所述保护间隔包含循环前缀，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，
所述方法包括将循环前缀的所述至少一个伪随机噪声序列的至少一部分与至少一个预定的伪随机噪声序列进行相关并且输出相关函数。
28.根据权利要求27的方法，
其中所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的粗定时同步。
29.根据权利要求28的方法，
其中所述单载波无线通信信号的所述粗定时同步基于所述相关函数的自相关峰值。
30.根据权利要求27至29之一的方法，
其中所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的信道估计。
31.根据权利要求27至30之一的方法，
其中所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的载波同步。
32.根据权利要求31的方法，
其中所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于两个连续循环前缀的自相关峰值的两个同相/正交星座点的跨越角度。
33.根据权利要求32的方法，
其中所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于所述两个星座点之间的相位差旋转以及基于两个连续循环前缀的所述两个伪随机噪声序列的自相关峰值之间的时间间隔。
34.根据权利要求27至33之一的方法，
其中所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的信噪比估计。
35.根据权利要求34的方法，
其中在相关函数包含自相关旁瓣的情形下，所述单载波无线通信信号的所述信噪比估计基于所述相关函数的自相关旁瓣。
36.根据权利要求27至35之一的方法，
其中所述方法基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的最小均方误差信道估计。
37.根据权利要求36的方法，
其中所述方法包括以下步骤：
在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将离散傅立叶变换应用于信道转移函数，和
在频域中输出信道转移函数，
估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和
将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
38.根据权利要求36的方法，
其中所述方法包括以下步骤：
在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将快速傅立叶变换应用于信道转移函数，并且在频域中输出信道转移函数，
估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和
将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
39.根据权利要求37或38的方法，
其中所述方法包括：通过处理在频域中的所述信道转移函数、所述信噪比和所述数据帧的所述快速傅立叶变换而实现最小均方误差信道均衡。
40.根据权利要求27至39之一的方法，
其中循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此相同。
41.根据权利要求27至39之一的方法，
其中所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此不同。
42.一种信号处理器，其可操作地处理接收的单载波无线通信信号，
其中所述通信信号基于时域帧结构，所述帧结构可操作地用来提供数据管理并包括保护间隔和数据帧，所述保护间隔包含循环前缀，所述循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，
所述接收机包括相关装置，该相关装置可操作地将循环前缀的所述至少一个伪随机噪声序列的至少一部分与至少一个预定的伪随机噪声序列进行相关并且输出相关函数。
43.根据权利要求42的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的粗定时同步。
44.根据权利要求43的信号处理器，
其中所述单载波无线通信信号的所述粗定时同步基于所述相关函数的自相关峰值。
45.根据权利要求42至44之一的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的信道估计。
46.根据权利要求42至45之一的信号处理器，
其中所述信号处理器基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数而实现所述单载波无线通信信号的载波同步。
47.根据权利要求46的信号处理器，
其中所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于两个连续循环前缀的两个伪随机噪声序列的自相关峰值的两个同相/正交星座点的跨越角度。
48.根据权利要求47的信号处理器，
其中所述单载波无线通信信号的所述载波同步基于所述两个星座点之间的相位差旋转以及基于两个连续循环前缀的自相关峰值之间的时间间隔。
49.根据权利要求42至48之一的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的信噪比估计。
50.根据权利要求49的信号处理器，
其中在相关函数包含自相关旁瓣的情形下，所述单载波无线通信信号的信噪比估计基于所述相关函数的自相关旁瓣。
51.根据权利要求42至50之一的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来基于所述至少一个伪随机噪声序列的所述至少一部分和/或基于所述相关函数实现所述单载波无线通信信号的最小均方误差信道估计。
52.根据权利要求51的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将离散傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域中输出信道转移函数，
估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和
将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
53.根据权利要求51的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来在所述通信信号和/或所述相关函数的时域中将快速傅立叶变换应用于信道转移函数，并在频域中输出信道转移函数，
估计所述信道转移函数和/或所述相关函数的信噪比，和
将快速傅立叶变换应用于所述数据帧。
54.根据权利要求52或53的信号处理器，
其中所述信号处理器可操作地用来通过处理在频域中的所述信道转移函数、所述信噪比和所述数据帧的所述快速傅立叶变换而实现最小均方误差信道均衡。
55.根据权利要求42至54之一的信号处理器，
其中循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，这两个序列彼此相同。
56.根据权利要求42至54之一的信号处理器，
其中循环前缀包含至少一个伪随机噪声序列，其中所述一个伪随机噪声序列是复值并且包含一个I-信道伪随机噪声序列和一个Q-信道伪随机噪声序列，I这两个序列彼此不同。
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