CN101223831B - 自激式反相器驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明之目的在于提供一种价廉且动作效率良好的自激式反相器驱动电路。本发明的自激式反相器驱动电路，其主反相器部(101)构成为：使输出信号的一部分藉由共振环路电路(102)而反馈，并于由高压变压器(1)的二次侧的漏电电感器及电容器所决定的共振频率附近进行自激振荡，而进行反相器动作。此外，于主反相器部(101)，施加有以三角波形成电路(103)及控制部(104)所产生的中止期间设定信号，藉以对应该中止期间设定信号而使反相器动作中止。

Description

自激式反相器驱动电路
技术领域
本发明系关于自激式反相器驱动电路，例如关于液晶显示面板的背光用放电灯的驱动电路。
背景技术
以往，例如于笔记型个人计算机等中所使用的各种液晶显示面板的背光，系采用复数根的冷阴极放电灯(以下称为CCFL：Cold CathodeFluorescent Lamp)。
关于用以使此类的CCFL点亮的电路，一般系采用反相器驱动电路。该反相器驱动电路有：以变压器的二次侧的电感器及电容器来形成共振电路，并采用专用IC于该共振点附近进行驱动的方式而构成的他激式、以及采用振荡电路(Royer Circuit)等，于变压器的一次侧形成电压共振电路的方式而构成的自激式，关于此两种方式，已经有人提出了各种电路(例如参照专利文献1、专利文献2)。
[专利文献1]日本特开2004-350444号公报
[专利文献2]日本特开2002-175891号公报
【发明内容】
(发明所欲解决的课题)
然而，于他激式驱动电路时，因利用变压器的二次侧共振动作故具有高效率的优点，但相反地，一般因系利用专用IC来进行全体的动作控制，故具有成本高的问题。
另一方面，于自激式驱动电路时，由于并未如他激式驱动电路般采用专用IC，而可由泛用的电子零件来构成，因此具有成本较他激式驱动电路低的优点，但相反地，由于利用变压器的一次侧共振动作而具有动作效率较差的问题。
发明内容
本发明系鉴于上述情形而创作出的发明，目的在于提供一种，兼具有可采用泛用的电子零件而以相对较低的成本来构成的以往的自激式驱动电路的优点，以及可进行高效率的动作的以往的他激式驱动电路的优点的自激式反相器驱动电路。
本发明为一种自激式反相器驱动电路，用来驱动放电管，其特征为：构成为使由高压变压器的二次侧的漏电电感器及电容器所构成的共振电路的共振频率的输出电压，反馈至开关元件而进行自激振荡。
于上述构成中，较理想为设置有共振环路电路，该共振环路电路构成为将上述高压变压器的二次侧输出转换为定电压的脉冲信号并反馈至输入侧。
此外，较理想为设置有：对上述高压变压器的二次侧输出进行全波整流而产生仿真三角波信号的三角波形成电路；以及将该三角波形成电路的输出及与此三角波形成电路的输出的波高值成比例的直流基准电压加以比较，并根据该比较结果，产生使反相器的动作在预定期间中止的中止期间设定信号的控制部。
此外，较理想为上述控制部构成为：采用分路调整器(shunt regulator)或是比较器而获得与仿真三角波信号的波高值成比例的直流电压。
此外，较理想为上述高压变压器具有2个二次绕组；上述共振环路电路构成为：藉由齐纳二极管(Zener Diode)而将于上述各个二次绕组中所获得的交流输出的一部分转换为定电压的脉冲信号；另一方面，上述三角波形成电路构成为：各自对上述各个二次绕组中所获得的交流输出的一部分进行半波整流，同时将这些半波整流输出相互予以合成而藉此获得全波整流输出。
此外，本发明为一种自激式反相器驱动电路，系由进行开关动作以产生交流信号的复数个开关电路、以及连接于该开关电路的高压变压器所构成；并使该高压变压器的输出端子连接于放电灯的方式构成，其特征为：上述高压变压器具有2个二次绕组，于此2个二次绕组的各个高压侧端子，各自连接有上述放电灯；并具备用以反馈二次侧共振频率的输出电压的反馈部，该反馈部配置在与该放电灯并联连接的电容器的低压侧，且构成为根据该反馈后的输出电压的二次侧共振频率，来控制上述开关电路的开关动作。
此外，较理想为，于上述高压变压器的二次绕组的低压侧端子连接有用以形成三角波的整流电路，藉由该整流电路而形成上述二次侧共振频率的三角波，并以比较此三角波与上述输出电压的信号电平，根据该比较结果而设定上述开关电路的中止期间的方式构成。
此外，较理想为，用以比较上述三角波与上述输出电压的比较器系由2个以下所构成。
此外，本发明为一种自激式反相器驱动电路，通过由高压变压器的漏电电感及电容器电容所构成的共振电路的共振频率来驱动放电灯，其特征为：根据从该高压变压器的二次绕组的低压侧所输出的三角波、以及从与该放电灯并联连接的电容器的低压侧反馈至该高压变压器的一次侧的输出电压，来设定配置在该高压变压器的一次侧的开关电路的中止期间。
(发明的效果)
根据本发明的自激式反相器驱动电路，将在由高压变压器的二次侧的漏电电感器及电容器所组成的共振电路的共振频率的频率附近进行振荡的方式构成，适用于自激式反相器驱动电路，因此可同时具有可采用泛用的电子零件而以相对较低的成本来构成的自激式驱动电路的优点、以及可进行高效率的动作的他激式驱动电路的优点。而且，将在由高压变压器的二次侧的漏电电感器及电容器所组成的共振电路的共振频率的频率附近进行振荡的他激式驱动电路的特征构成，适用于自激式反相器驱动电路的想法，以往并未出现，此方式可说是由本申请案发明人的想法所转换而来。
此外，具体而言，系构成为将高压变压器的二次侧输出转换为脉冲信号并反馈至输入侧，藉此可获得依据自激振荡的反相器动作，并藉此可进行更高效率的动作。此外，即使不另外设置将用以进行开关动作的MOSFET加以功率控制的电路，亦可进行振荡。藉此可达到成本的降低。
此外，若能设成从高压变压器的二次侧输出的一部分仿真地产生三角波，并与预定电压进行比较，藉此获得用以设定反相器动作的中止期间的信号，并藉由该中止期间设定信号以预定间隔使反相器动作中止，如此，则可不须如以往般采用专用IC，而提供成本相对较低的PWM驱动的自激式反相器驱动电路。
附图说明
第1图为显示本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的基本电路构成例的基本构成图。
第2图为显示本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的第1具体电路构成例的电路图。
第3图为显示本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的第2具体电路构成例的控制部的电路构成例的电路图。
第4图为显示本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的第3具体电路构成例的主反相器部的电路构成例的电路图。
第5图为本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的主要部分的信号波形图，第5图(a)及第5图(b)为显示共振环路电路的输出信号的波形图，第5图(c)为三角波形成电路的输出信号波形图，第5图(d)为中止期间设定信号的逻辑值。
图中：
1高压变压器
61、63  预驱动器
62、64、62A、64A MOSFET
71、73  比较器
72分路调整器
101主反相器部
102共振环路电路
103三角波形成电路
104  控制部
具体实施方式
以下参照第1图至第5图，说明本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路。
首先参照第1图所示的基本构成图，说明本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的基本构成。
本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路，系大致由主反相器部101；共振环路电路102；三角波形成电路103及控制部104所构成。
第1图所示的主反相器部101，系以高压变压器(T1)1；2个MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化合物半导体场效晶体管)(Q22、Q42)62、64；及预驱动器(Q21、Q41)61、63为主要构成要素所构成，并根据直流输入电压Vin而产生高频高电压，该构成本身作为此类电路是公知的。
2个MOSFET(Q22、Q42)62、64，系以于高压变压器1的一次侧进行推挽(Push-Pull)动作的方式而连接，在各个栅极侧连接有所谓的预驱动器(Q21、Q41)61、63。此预驱动器61、63均为npn型晶体管及pnp型晶体管，而构成有所谓的图腾柱(Totem Pole)电路，如后所述，来自于控制部104的信号以及来自于共振环路电路102的信号，施加于各个基极侧。
藉此，2个MOSFET62、64系经由预驱动器61、63而被驱动，而于高压变压器1的二次侧获得期望的高电压(将于之后详述)。
高压变压器1系具有2个二次侧高压绕组，其卷绕方向系互为相反。因此，各个绕组所感应的电压，产生互呈180度的相位差。而且，此二次侧高压绕组的各个开始卷绕处(于第1图中为附加圆圈标记之侧)，系各自连接于输出端子(OUT1、OUT2)95、96。此2个输出端子95、96，例如连接有U形管，除此之外亦可各自连接直管，或是连接所谓类U形管。
共振环路电路102为，用以使主反相器部101在由高压变压器1的二次侧的漏电电感及电容成分所决定的共振频率附近进行动作的方式，而进行输出的反馈的电路。
三角波形成电路103系用以产生三角波的电路，于本发明的实施方式中，系从高压变压器1的二次侧输出产生并输出仿真三角波(将于之后详述)。
此三角波形成电路103的输出信号被施加于控制部104，用以决定上述的主反相器部101的2个MOSFET62、64的中止期间的中止期间设定信号，从控制部104被输出至主反相器部101(将于之后详述)。
接下来说明更具体的电路构成。
首先参照第2图说明第1具体电路构成例。又，对与第1图所示的构成要素为相同构成要素者，附加相同的符号并省略其详细的说明。
首先，共振环路电路102系具有2个齐纳二极管(Zener Diode)(ZD61、ZD81)91、92而构成。
亦即，2个齐纳二极管91、92(ZD61、ZD81)的阳极为接地，此外，一边的齐纳二极管(ZD61)91的阴极系连接于电容器(C61)51，并经由此电容器(C61)51而连接于第1输出端子(OUT1)95。
另一边的齐纳二极管(ZD81)92的阴极系连接于电容器(C81)53，并经由此电容器(C81)53而连接于第2输出端子(OUT2)96。
此外，齐纳二极管(ZD61)91的阴极系连接于预驱动器(Q41)63的输入端，亦即连接于npn型晶体管及pnp型晶体管的基极，并且连接于构成配对二极管(D02)82的2个二极管82a、82b中的一边的二极管82a的阳极。
此外，齐纳二极管(ZD81)92的阴极连接于预驱动器(Q21)61的输入端，亦即连接于构成预驱动器(Q21)61的npn型晶体管及pnp型晶体管的基极，并且连接于构成配对二极管(D02)82的2个二极管82a、82b中的另一边的二极管82b的阳极。
藉由该构成的共振环路电路102，高压变压器1的二次侧电压藉由齐纳二极管91、92而转换为定电压，并施加于主反相器部101的输入侧。
因此，于主反相器部101的输入及输出之间，形成经由共振环路电路102的反馈环路，因此形成产生由高压变压器1的二次绕组的漏电电感L及高压变压器1的二次侧的电容成分所决定的共振频率附近的自激振荡。
因此，于共振环路电路102的输出，亦即于齐纳二极管91、92的阴极，分别具有如第5图(a)及第5图(b)所示的180度的相位差，并且可获得上述的具有共振频率附近的重复频率的方形波脉冲电压。
成为高压变压器1的二次侧的电容成分的主成分者，具体而言为电容器(C61、C81)51、53。
接下来说明三角波形成电路103。
本发明的三角波形成电路103，系具有配对二极管(D03)83；2个电阻器(R62、R82)32、34；及2个电容器(C62、C82)52、54而构成者。
首先，配对二极管(D03)83系将2个二极管83a、83b设置于1个封装中而构成，各个阴极系相互连接，并连接于后述的控制部104的输入段。
此外，此配对二极管(D03)83的一边的二极管83a的阳极，系连接于高压变压器1的2个二次绕组中的连接有第1输出端子(OUT1)95的二次绕组的卷绕结束侧。此外，另一边的二极管83b的阳极，同样系连接于连接在第2输出端子(OUT2)96的高压变压器1的二次绕组的卷绕结束侧。
此外，于一边的二极管83a的阳极，系连接着电容器(C62)52及电阻器(R62)32的各一端，另一方面，这些电容器(C62)52及电阻器(R62)32的另一端为接地。
同样地，于另一边的二极管83b的阳极，系连接着电容器(C82)54及电阻器(R82)34的各一端，另一方面，这些电容器(C82)54及电阻器(R82)34的另一端为接地。
于该构成的三角波形成电路103中，系藉由2个二极管83a、83b而各自进行半波整流，并于阴极侧将该整流输出加总，结果为可获得如第5图(c)所示的全波整流输出，此全波整流输出波的各个波高值点，系大致与上述的从共振环路电路102所获得的方形波脉冲信号的上升及下降为一致的波形。
于本发明的实施方式中，系将该全波整流波，作为成为三角波的上升及下降较为缓慢的波形，换言之系作为所谓的仿真三角波而输入至接下来所述的控制部104中。
接下来说明控制部104，首先，此控制部104系以比较器(IC01)71及分路调整器(IC02)72为主要构成要素，并对应上述三角波形成电路103的输出，将用以控制主反相器部101的驱动的信号加以输出而构成(将于之后详述)。
接下来说明其具体的电路构成。
首先，比较器(IC01)71，系以藉由3个电阻器(R02、R03、R04)2至4对输入电压Vin进行电阻分割后所得到的预定电压为基准电压，而施加于其非反转输入端子。3个电阻器(R02、R03、R04)2至4，系于施加有输入电压Vin的线与接地线之间串联连接，电阻器(R03)3及电阻器(R04)4的连接点，系成为连接于比较器(IC01)71的非反转输入端子的连接点。此外，于比较器(IC01)71的非反转输入端子与输出端子之间，系连接有反馈用的电阻器(R06)6，而可获得后述的比较动作。
此外，比较器(IC01)71的输出端子系连接于配对二极管(D02)82的阴极，构成此配对二极管(D02)82的2个二极管82a、82b的阳极，系各自连接于所对应的主反相器部101的预驱动器(Q21、Q41)61、63的输入侧。
此外，于比较器(IC01)71的反转输入端子，系经由电阻器(R10)10而连接有上述三角波形成电路103的配对二极管(D03)83的阴极。
此外，比较器(IC01)71的反转输入端子系经由电阻器(R07)7而接地。
连接于比较器(IC01)71的反转输入端子的电阻器(R10)10的三角波形成电路103侧的端部与接地之间，系从电阻器(R10)10侧依序串联连接二极管(D01)81、电阻器(R08)8、电阻器(R09)9而设置。此外，于电阻器(R09)9系并联连接有电容器(C04)44。
另一方面，分路调整器(IC02)72的阳极为接地，并且阴极连接于上述电阻器(R02)2及电阻器(R03)3的连接点。
此外，于分路调整器(IC02)72的参考点，系连接有上述电阻器(R08)8及电阻器(R09)9的连接点。
于该构成的控制部104中，首先，施加于反转输入端子的来自于三角波形成电路103的仿真三角波信号(参照第5图(c))，系藉由二极管(D01)81、电阻器(R08)8及电阻器(R09)9及分路调整器(IC02)72，而使该波高值维持为一定。
亦即，三角波形成电路103的输出信号被施加于比较器(IC01)71的反转输入端子，并且亦经由二极管(D01)81及电阻器(R08)8而施加于分路调整器(IC02)72的参考端子。由于分路调整器(IC02)72系使参考端子的电压成为一定的方式而动作，因此结果而言阴极电压亦伴随着参考端子的电压的变动而变动。在此，例如若采用参考电压为2.5V的分路调整器，在仿真三角波信号由电阻器(R08)8及电容器(C04)44所平滑处理后的值较2.5V还高时，则分路调整器(IC02)72的阴极电压将降低。因此，比较器(IC01)71的非反转输入端子的电压亦将降低，使得通过从控制部104所输出的中止期间设定信号而决定的主反相器部101的2个MOSFET62、64的中止期间扩大。结果为使得高压变压器(T1)1的二次侧电压下降。
另一方面，在仿真三角波信号由电阻器(R08)8及电容器(C04)44所平滑处理后的值较2.5V还低时，则与上述情况相反，分路调整器(IC02)72的阴极电压将上升，因此比较器(IC01)71的非反转输入端子的电压将上升，使得中止期间缩短。因此，结果为使得高压变压器(T1)1的二次侧电压上升。
藉由采用上述的分路调整器(IC02)72的电路动作，可使高压变压器(T1)1的二次侧电压保持为一定地进行动作。
因此，施加于二极管(D01)81的阳极的来自于三角波形成电路103的仿真三角波信号，系在从二极管(D01)81的阴极侧电压仅上升可使二极管(D01)81成为导通状态的预定电压时，而使二极管(D01)81成为导通状态，因此分路调整器(IC02)72的参考端子系固定为2.5V，使仿真三角波信号的波高值保持一定。然而如上所述，二极管(D01)81的阴极电压系经由电阻器(R08)8施加于分路调整器(IC02)72的参考端子而构成，因此可使分路调整器(IC02)72的阴极电压，成为与仿真三角波信号的波高值成反比的电压。此外，此亦可使比较器(IC01)71的非反转输入端子的基准电压，成为与仿真三角波信号的波高值成反比的电压。
比较器(IC01)71中，如上所述波高值成为一定的三角波形成电路103的输出信号，被施加于反转输入端子，而与非反转输入端子的基准电压(参照第5图(c)的双点链线)进行比较。结果为，三角波形成电路103的输出信号超过非反转输入端子的基准电压的期间，比较器(IC01)71的输出系成为相当于逻辑值Low的电平，另一方面，其它期间中，系成为相当于逻辑值High的电平。亦即，对应三角波形成电路103的输出信号与比较器(IC01)71的基准电压的比较结果的方形波脉冲信号，系做为对主反相器部101的中止期间设定信号，从比较器(IC01)71被输出。
第5图(d)中示出了，表示中止期间设定是否为ON状态(High状态)或是OFF状态(Low状态)的逻辑值的中止期间设定信号(上述方形波脉冲信号)，这些中止期间设定信号的High状态及Low状态，系与上述比较器(IC01)71的输出值的High状态及Low状态，分别成为相反的关系。
由于中止期间设定信号从比较器(IC01)71被施加于配对二极管(D02)82，而使中止期间设定信号位于相当于逻辑值High(比较器(IC01)71的输出值为Low状态)的电平时，配对二极管(D02)82系成为导通状态，预驱动器(Q21、Q41)61、63的基极侧系成为相当于逻辑值Low的电平。因此，预驱动器(Q21、Q41)61、63的各个晶体管系成为导通状态，且MOSFET(Q22、Q42)62、64的栅极侧亦成为逻辑值Low，因此于此期间，MOSFET(Q22、Q42)62、64成为非动作状态(参照第5图)。
另一方面，从比较器(IC01)71所输出的中止期间设定信号成为相当于逻辑值Low(比较器(IC01)71的输出值为High状态)的电平时，配对二极管(D02)82成为非导通状态，因此，预驱动器(Q21、Q41)61、63于此之间，系由于处在相当于逻辑值High的电平的共振环路电路102的输出信号(参照第5图(a)及第5图(b))，而使各个晶体管成为非导通状态，因此MOSFET(Q22、Q42)62、64成为动作状态。
接下来说明上述构成的本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的全体动作。
由于电压Vin的施加，使主反相器部101于高压变压器1的二次侧产生高压的交流电压，该输出电压的一部分，系经由共振环路电路102而反馈至主反相器部101的输入侧(参照第5图(a)及第5图(b))，因此，该交流电压的产生，系成为依据于预定的共振点附近所进行的自激振荡。此外，预定的共振点由高压变压器1的二次侧的漏电电感及电容成分所决定。
本发明的实施方式中，在高压变压器1的二次侧，连接有三角波形成电路103，并从该二次侧电压产生作为仿真三角波信号的全波整流信号，并于控制部104中，进行与预定的基准电压的比较(参照第5图(c))。
藉由该控制部104的比较动作，系从控制部104中，产生用以使主反相器部101的自激振荡中止的中止期间设定信号(参照第5图(d))。
结果为，主反相器部101系藉由共振环路电路102，仅在施加于预驱动器(Q21、Q41)61、63的方形波脉冲信号(参照第5图(a)及第5图(b))为相当于逻辑值High的电平，并且经由配对二极管(D02)82而从控制部104施加至预驱动器(Q21、Q41)61、63的中止期间设定信号位于相当于逻辑值Low的电平的期间(参照第5图(d))中被驱动。换言的，主反相器部101于藉由共振环路电路102而进行依据自激振荡的PWM驱动的同时，该PWM驱动期间可藉由三角波形成电路103及控制部104而设定为期望的期间。
本发明的实施方式中，使比较器(IC01)71的基准电压成为一定，因此从控制部104所输出的中止期间设定信号，系成为一定的脉冲宽度，但可设定为使基准电压可变的电路构成，藉此可使中止期间设定信号的脉冲宽度，可改变至期望的值，藉此可使主反相器部101的PWM驱动期间构成为可变。
此外，本发明的实施方式构成为：控制部104中采用分路调整器(IC02)72，使施加于比较器(IC01)71的三角波形成电路103的输出的波高值维持为一定，并且使比较器(IC01)71的基准电压与三角波形成电路103的输出波高值成比例，结果为可达到输出端子95、96的输出电压的稳定化，并可进行该开路电压的设定。亦即，如先前所说明，藉由使比较器(IC01)71的基准电压成为可变，可使中止期间设定信号的脉冲宽度成为可变，结果为可使主反相器部101的驱动期间成为可变，而可将开路电压设定为期望的大小。
接下来参照第3图说明第2构成例。对与第1图及第2图所示的构成要素为相同构成要素者，附加相同的符号并省略该详细的说明，以下以不同之处为主来说明。
此第2构成例中，改变了控制部104的电路构成，其它的电路构成基本上与第2图所示的构成例为相同。第3图中仅示出了控制部104的电路构成，以下参照该图来说明此第3构成例的控制部104。
此第3构成例的控制部104系构成为，采用具有比较器(IC03)73的积分作用的反转差动增幅电路，来取代第2图所示的构成例的分路调整器(IC02)72。
以下进行具体说明，首先，一端连接于二极管(D01)81的阴极的电阻器(R08)8，其另一端经由电容器(C06)46而接地，并且连接于比较器(IC03)73的反转输入端子。
此外，于电源线与接地的间，串联连接有3个电阻器(R13、R14、R15)13至15。而电阻器(R13)13与电阻器(R14)14的连接点，连接于比较器(IC01)71的输出端子，另一方面，电阻器(R14)14与电阻器(R15)15的相互连接点，连接于比较器(IC03)73的反转输入端子。因此，比较器(IC01)71的输出的一部分反馈至比较器(IC03)73的反转输入端子，故即使产生输入变动，亦可达成压制伴随输入变动的输出变动，而使输出稳定化。
再者，比较器(IC01)71的输出端子系与上述第2图所示的构成例一样，连接于配对二极管(D02)82。
此外，于电源线及接地的间，串联连接有4个电阻器(R18、R19、R11、R12)18、19、11、12，电阻器(R11)11及电阻器(R12)12的相互连接点，系连接于比较器(IC03)73的非反转输入端子。电阻器(R12)12并联连接有电容器(C05)45。
此外，于电阻器(R19)19及电阻器(R11)11的相互连接点，连接有齐纳二极管(ZD1)87的阴极，而另一方面齐纳二极管(ZD1)87的阳极为接地。再者，齐纳二极管(ZD1)87的阴极系连接于，一端连接于比较器(IC01)71的非反转输入端子的电阻器(R02)2的另一端。
藉此，于比较器(IC01)71的非反转输入端子中，由齐纳二极管(ZD1)87所产生的预定电压，系藉由2个电阻器(R02、R04)2、4进行电阻分割，并做为基准电压而被施加。此外，于比较器(IC03)73的非反转输入端子，由齐纳二极管(ZD1)87所产生的预定电压，系藉由2个电阻器(R11、R12)11、12进行电阻分割，并做为基准电压而被施加。
此外，比较器(IC03)73的输出端子及反转输入端子之间，连接有反馈用的电阻器(R17)17，且并联连接有积分用的电容器(C07)47。此外，比较器(IC03)73的输出端子系连接于比较器(IC01)71的非反转输入端子，并且与地之间连接有电容器(C08)48。
藉由如此的电路连接，比较器(IC03)73系具有作为反转差动积分器的功能。
亦即，在比较器(IC03)73中，进行从三角波形成电路103施加于反转输入端子的仿真三角波信号，与非反转输入端子的基准电压之间的比较，并对该差分进行反转放大，且藉由电容器(C07)47的作用而进行积分，并作为积分直流信号而输出。此比较器(IC03)73的输出，系重迭于比较器(IC01)71的非反转输入端子的基准电压而施加。换言之，比较器(IC01)71的非反转输入端子，与先前第2图的采用分路调整器(IC02)72的情况相同，是被设定为与三角波形成电路103的输出信号的波高值成比例的电压。
此外，藉由使输入至该比较器(IC01)71的反转输入端子的来自于三角波形成电路103的仿真三角波信号，与非反转输入端子的电压进行比较，结果为与先前第2图的构成例的情况相同，中止期间设定信号(参照第5图(d))从比较器(IC01)71输出。
结果为，以比较器(IC03)73为主所构成的电路部分，具有实质上与第2图所示的构成例的分路调整器(IC02)72为同样的作用。
因此，不仅作为控制部104的动作，关于作为自激式反相器驱动电路的全体动作，亦可获得与先前参照第2图所说明的动作为相同的动作。因此，这里再次省略详细的说明。
接下来参照第4图说明第3构成例。对与第1图及第2图所示的构成要素为相同构成要素者，附加相同的符号并省略该详细的说明，以下系以不同之处为主来说明。
于此第3构成例中，系将主反相器部101的电路构成设定为全桥电路，来取代上述第1图及第2图所示的推挽式连接，其它的电路构成系与第2图或第3图所示者相同。
此第3构成例中，采用2对的CMOSFET(Complimentary Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：互补式金属氧化合物半导体场效晶体管)(Q22A、Q42A)62A、64A而构成全桥电路。
预驱动器(Q21、Q41)61、63的输出系各自直接连接于构成所对应的CMOSFET(Q22A、Q42A)62A、64A的P沟道MOSFET的栅极。藉此，在预驱动器(Q21、Q41)61、63的输出成为相当于逻辑值Low的电平时，仅有构成该CMOSFET(Q22A、Q42A)62A、64A的P沟道MOSFET成为非驱动状态。
除了该点之外，全桥电路的构成本身是公知的，因此省略详细的说明。
该构成中，除了可藉由主反相器部101的全桥电路而获得高压输出这一点点之外，共振环路电路102、三角波形成电路103及控制部104的装置全体的动作系如上所述，并无特别改变，因此，这里再次省略详细的说明。
此第3构成例中，不论控制部104为先前第2图所示的电路构成，或是第3图所示的电路构成，均可加以采用。此外，主反相器部101亦可采用所谓的半桥电路，来取代全桥电路。
第1表中示出了本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路的动作试验中所测量出的效率，以及以往电路中的效率，以下说明该第1表。在此，所谓的效率，系定义为(输出功率/输入功率)×100。
【第1表】
Figure S2006800263443D00141
首先，于第1表中，“以往1”代表以往的振荡电路(Royer Circuit)，“以往2”代表以往的他激式全桥反相器驱动电路。此外，“第1构成例”代表第2图所示的构成例，“第2构成例”代表第3图所示的构成例，“第3构成例”代表第4图所示的构成例。
根据第1表，本发明的实施方式的自激式反相器驱动电路，虽然有因动作条件的不同，而使一部分无法达到以往的他激式全桥电路，但是可确认出，效率已改善到几乎可与以往的他激式全桥电路匹敌。
另外，本发明的实施方式中，构成为未设置所谓的调光功能，而成为一定的调光状态，但是当然亦可设置调光功能。具体而言，例如可藉由来自于外部的控制信号，使比较器(IC01)71的反转输入端子强制成为相当于逻辑值Low的电平，藉此使控制部104的输出强制成为逻辑值High，而使其时间可变，以藉此获得调光功能。
此外，上述本发明的实施方式中所采用的配对二极管，并不限定于需采用配对二极管，亦可采用将一般的二极管加以组合而构成者。

Claims (1)

1.一种自激式反相器驱动电路，用来驱动放电管，其特征为：
构成为使由高压变压器的二次侧的漏电电感器及电容器所构成的共振电路的共振频率的输出电压，反馈至配置在该高压变压器的一次侧的开关元件而进行自激振荡，
设置有共振环路电路，该共振环路电路构成为将上述高压变压器的二次侧输出转换为定电压的脉冲信号并反馈至输入侧，
设置有：对上述高压变压器的二次侧输出进行全波整流而产生仿真三角波信号的三角波形成电路；以及将该三角波形成电路的输出及与此三角波形成电路的输出的波高值成比例的直流基准电压加以比较，并根据该比较结果，产生使反相器的动作于预定期间中止的中止期间设定信号的控制部，
上述控制部构成为：采用分路调整器或是比较器而获得与仿真三角波信号的波高值成比例的直流电压，
上述高压变压器具有2个二次绕组，上述三角波形成电路构成为：各自对上述各个二次绕组中所获得的交流输出的一部分进行半波整流，且将这些半波整流输出相互予以合成，藉此获得全波整流输出，
上述共振环路电路构成为：藉由齐纳二极管而将上述各个二次绕组中所获得的交流输出的一部分转换为定电压的脉冲信号。
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