CN101213460B - 峰值电流或零电流比较器 - Google Patents

峰值电流或零电流比较器 Download PDF

Info

Publication number
CN101213460B
CN101213460B CN200680024390XA CN200680024390A CN101213460B CN 101213460 B CN101213460 B CN 101213460B CN 200680024390X A CN200680024390X A CN 200680024390XA CN 200680024390 A CN200680024390 A CN 200680024390A CN 101213460 B CN101213460 B CN 101213460B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
current
node
converter
comparer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN200680024390XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN101213460A (zh
Inventor
雷姆克·布林克曼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN101213460A publication Critical patent/CN101213460A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101213460B publication Critical patent/CN101213460B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/175—Indicating the instants of passage of current or voltage through a given value, e.g. passage through zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

本发明涉及一种简单的小尺寸电路结构(10)，用于显著地减少峰值电流比较器或零电流比较器的重置时间。这种电路结构(10)在比较器输入端给比较器输入级提供一个可选电流路径，其中比较器的输入端被施加了能干扰DC设置的大电压变化。这个电路结构(10)包括一对小晶体管(P3，P4)，其与比较器输入级的一对差分晶体管(N1，N2)耦接，并且具有与晶体管(N1，N2)不同的极性。晶体管P3和P4的栅极共享与所述比较器输入端连接的公共端子。在电压过渡阶段，比较器的电流和电压总是被维持在接近于正常的DC设置值。这种电路结构(10)可以被用在用来检测峰值电流或零电流的任何电流比较器中，尤其被用在基于开关操作模式的DC-DC转换器中。

Description

峰值电流或零电流比较器
技术领域
本发明涉及比较器电路，并且尤其涉及比较器电路的输入级，其用来基于转换器电路，尤其是在DC-DC转换器，的开关操作模式，来检测峰值电流或零电流。
背景技术
稳压电源或可控电源出现在几乎所有的电子设备中，包括充电器、便携式电话、计算机、计算机显示器、电视、音频设备和摄像机。典型的电源是转换器，诸如直流到直流转换器(下面简单地称为DC-DC转换器)，该转换器从电源开始操作，作为中间过程生成了交流信号并且把DC输出电压传输给负载。DC-DC转换器接受DC输入电压并产生DC输出电压。典型地，根据是使用升压DC-DC转换器还是使用降压DC-DC转换器，所产生的(平均)输出电压是比输入电压更高或更低的值。
在DC-DC转换中，在DC-DC转换器电路中我们经常需要比较器，用来检测峰值电流或零电流，从而确定最适当的ON-OFF切换顺序。基于比较器的输出信号，这个顺序可以由诸如数字控制器之类的驱动器电路来控制。DC-DC转换器通常使用某些电子组件(诸如外部电感器L)用来存储电流流经它所生成的电能。在正常情况下，这些比较器必须准确地和迅速地测量电感器L的两个端子(LXA，LXB)之一和DC-DC转换器的另一个端子之间的小电压差，其中DC-DC的这个端子的电位能够是Vss、Vout或Vbat(如果使用电池作为电压源)。在这个测量阶段，这个测量所涉及的电感器L的端子处的电压必须非常稳定从而随着时间的变化这个电压变化非常缓慢，这样就允许比较器在其正常范围内操作。
然而，就在这个测量阶段开始前，当使用升压DC-DC转换器时， 这个端子产生了从Vss到Vout的巨大变化ΔV，或者相反；当使用降压DC-DC转换器时，这个端子产生了从Vss到Vbat的巨大变化ΔV，或者相反。施加到比较器的输入端之一的这个巨大的电压差明显地干扰了比较器的DC设置，因此只要没过重置时间，比较器就不能临时进行准确和可靠的测量。在这种情况下，可以使用锁定电路使比较器输出复位，直到重置时间完成。然而关于时间的电压变化ΔV如此快，或者换句话说，斜率ΔV/Δt如此陡以至于这个重置时间可能会太长，从而导致零电流的测量到来太晚。
通过参考图1a、1b和图2，可以更好地描述这种情形，例如在图1a和1b中，描述了一个典型的同步升压DC-DC转换器电路，其具有一个用于测量零电流的传统电流比较器；在图2中，示出了传统电流比较器的输入结构。
在图1a中，升压DC-DC转换器电路根据可变输入电压Vin生成了经调节的输出电压Vout，其中可变输入电压Vin是由例如在端子LXA和处于Vss的端子之间连接的电池(Vbat)提供的，并且其特征是Vout 可以大于Vin的事实。而且，即使输入电压Vin和输出负载可能改变，输出电压Vout也基本上恒定。这样的DC-DC转换器(还被称为开关模式电源)通常使用开关装置20，其可以是功率晶体管(例如MOSFET、BJT)或任何其它的可控半导体开关装置，及其被连接在端子LXA和LXB之间的外部电感器L，该电感器L存储流经它的电流所生成的磁场能量并且当接通开关装置20时，避免输入电压短路。虽然当断开开关装置20时，为了使存储在电感器L内的能量作为电流被传送到输出负载，二极管D通常被串联连接到电感器L，但是在开关模式转换器中，也可以使用一种被称为“同步整流”的技术来用一个附加的开关装置30代替二极管。这种替换能提高转换器的效率同时排除了二极管的阈值电压。用于监视比较器输出信号的诸如数字控制器的驱动器电路40控制着的两个开关装置20和30接通和断开彼此相反，从而引导电流或者用来给电感器充电或用来给输出负载馈送信号。
在图1b中，以三个阶段描述了同步升压DC-DC转换器的一个完整的操作周期，这三个阶段随端子LXB处的电压VLXB的发展而变化， 其中输出电压Vout是与输出负载并联的外部输出滤波电容C端的电压并且电流比较器在端子LXB和OUT之间连接。
在向上阶段中，在端子LXB和Vss处的端子之间连接的开关装置20(例如N沟道MOS晶体管)被接通而在端子LXB和OUT之间连接的附加开关装置30(例如P沟道MOS晶体管)被断开，从而使得电流I逐渐增加地流经电感器L和开关装置20，直到达到理想的峰值。因此附加开关装置30用于在输出和开关装置20之间提供去耦，从而使得电压VLXB等于Vss。
在向前阶段中，开关装置20被断开而附加的开关装置30被接通，使得电流I此刻流经电感器L和存储对应电荷的电容C，而电流I从理想的峰值降低到零。这个降低会导致电感器L上的负压降，从而输出电压Vout相对于输入电压Vin被增加，并且电压VLXB增加到Vout或稍微高于Vout，由于这在从向上阶段到向前阶段的急剧过渡过程中发生了很短的时间，其中开关装置30延迟接通，使得两个开关装置20和30都没有导电。
在第三阶段，开关装置30再次被断开而开关装置20延迟接通，从而两个开关装置20、30都被断开。因此，电压VLXB从Vout降到Vin。当开关装置20被再次接通时，会开始一个新的操作周期。
在图2a和2b中，描述了具有折叠共源共栅结构的传统电流比较器的输入结构，其中电流比较器用于测量升压DC-DC转换器中的零电流。这个输入结构由来两级组成，一个输入级和一个能大大减少米勒电容效应的折叠共源共栅极。输入级包括两个输入端；与来自升压DC-DC转换器的端子LXB连接的INN和与来自相同转换器的端子OUT连接的INP；差分放大器，其包括一对被示为N-沟道MOS晶体管的差分晶体管(N1，N2)、两个有源负载，被示为作为两个恒流源(C1，C2)的两个P-沟道MOS晶体管的高输出阻抗、和偏流源(C3)，收集两个晶体管N1和N2的漏极电流用来生成固定尾电流。由输入级的电位节点Va和Vb的差分输出馈送折叠共源共栅极电流，折叠共源共栅极包括一对被示为P-沟道MOS晶体管的晶体管(P1，P2)；两个负载电阻(R1，R2)，分别提供两个电压V4和V3，其中电压V4 和V3被转送到一个追踪锁存级(这里没有显示)从而获得一个轨对轨(Rail-RailTM)电压和偏置电压源(Vbias)，其用来维持晶体管P1和P2的源极电压为+/-Vout-300mV，从而即使输入端INN和INP的电位是Vout或者稍微高于Vout，仍然保持了晶体管N1和N2总是处于饱和状态。参考图2a，当Vinn≈Vinp时，我们获得了对应于升压DC-DC转换器的向前阶段的情形，其中VLXB≈Vout。比较器具有正常的DC设置。选择相同的来自电流源C1和C2的电流，并且该电流在流经晶体管N1和N2的相同电流和流经P1和P2的相同电流之间分开。参考图2b，当Vinn等于或接近于Vss时，我们获得了对应于升压DC-DC转换器的向上阶段的情形，其中VLXB≈Vss。在这里，由于VLXB断开了晶体管N2，比较器的正常DC偏置设置被完全地打乱。当VLXB再次上升到或稍微高于Vout时，晶体管N2接通并且同时，比较器开始以Vinn≈Vinp来重置接近于DC设置的电流和电压值。然而，开关装置30被接通，有效重置时间并不立刻开始，而是只要电压VLXB返回到的稳定值一旦等于或接近Vout时，有效重置时间就立即开始。在重置时间阶段，不能执行准确的和可靠的测量。而且，在实际情况中，这个时间太长以至于不能被接受，这是由于零电流检测可能在这个重置时间内出现。
图3描述了现有技术克服这个问题的解决办法，这个办法包括维持比较器的负输入端INN的电压总是等于或接近于与比较器的正输入端INP连接的端子OUT的电压。这个可以通过提供一个开关SW(例如P-沟道MOS晶体管)实现，为了再次连接INN和端子OUT，一旦VLXB下降到低于一个预定值(例如比Vout小的500mV)时，这个开关SW就断开INN和LXB的连接。然而这种解决办法产生几个缺点。使用与比较器的输入端串联的开关第一个缺点是需要插入辅助的串联电阻，这个电阻和比较器的输入电容一起产生了RC组合，从而增加了反应时间。第二个缺点涉及插入用来控制开关的辅助驱动电路，这使标准的电路结构更复杂并且当需要增大开关的尺寸用以使它的串联电阻的影响最小时，还会使标准电路结构尺寸更大。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种用于峰值电流比较器或零电流比较器的简单而小尺寸的电路结构，当被使用时用来缩短重置时间，尤其用于基于开关模式的DC-DC转换器中。因此，一旦测量阶段开始，比较器就能准备执行测量。
这个目的是由本发明一个实施例的电路结构、如本发明另一实施例的比较器输入级、如本发明一个实施例的比较器装置、如本发明一个实施例的检测器装置以及如本发明一个实施例的设备实现的。
因此，布置了比较器输入级，其包括一对差分晶体管和一对与所述差分晶体管对的极性不同的附加晶体管，从而当晶体管被断开时，由于电流的可选路径，流经输入级的电流再不会被中断。因此，为了对称电流流经输入级的每个分支，比较器的DC设置可以保持接近于正常DC的值，并且重置所需的时间能因此被大大减少。
这种包括了把所述附加晶体管对耦接到所述差分晶体管对的布置能使电路结构非常简单。
而且，以附加的小尺寸的晶体管对布置了比较器的输入级。这个附加对因此不需要辅助的诸如用于控制如开关的ON-OFF顺序的驱动电路，因此占用非常小的空间。
而且，比较器输入级的两个输入端子可以和来自于基于开关操作模式的DC-DC转换器装置的两个端子连接，其中峰值电流或零电流将要被检测。因此，两个输入端子之一可以被施加一个相对于与预定值连接的另一输入端的大电位变化。这个大电位变化能断开比较器输入级的晶体管并且打乱比较器的DC设置。然而，所述结构电路能大大减轻这种故障。
检测器装置用于检测峰值电流或零电流并且包括比较器装置，该比较器装置在它的输入级具有这种电路结构，该检测器装置的输出可以被驱动器装置使用用来控制所述DC-DC转换器装置的ON-OFF切换顺序。
在从属权利要求中定义了进一步有利的进展。
参考附图，基于优选的实施例将描述本发明，其中：
图1a示出了传统的同步升压DC-DC转换器电路，其结合了用于检测零电流的比较器；
图1b示出了端子LXB的电压VLXB对时间的曲线和对应的电流对时间的曲线；
图2a示出了具有折叠共源共栅极结构的传统电流比较器的输入结构，其中Vinn＝Vinp＝Vout；
图2b示出了具有折叠共源共栅极结构的传统电流比较器的输入结构，其中Vinn＝VSS和Vinp＝Vout；
图3示出了具有现有技术解决方法的传统电流比较器的输入级，这个解决方法使用开关来使比较器的重置时间最小；
图4示出了根据本发明的第一优选实施例的电流比较器的输入级；
图5示出了在一个模拟实际电路的比较器电路中本发明的第一优选实施例的实现；
图6示出了在实际比较器电路的模拟中所用的电压VLX＝VLXB的定义；
图7a示出了当没有实现本发明的第一优选实施例时比较器的输入级的输出端电压Va和Vb的模拟结果；
图7b示出了当实现了本发明的第一优选实施例时比较器的输入级的输出端电压Va和Vb的模拟结果；
图8a示出了当没有实现本发明的第一优选实施例时比较器的折叠共源共栅极的输出端电压V3和V4的模拟结果；
图8b示出了当实现了本发明的第一优选实施例时比较器的折叠共源共栅极的输出端电压V3和V4的模拟结果。
具体实施方式
接下来，结合比较器的输入结构描述第一优选实施例，该比较器用于检测同步升压DC-DC转换器(如在图1a中所描述)的零电流。
在图4中，示出了根据本发明的第一优选实施例的电流比较器的输入级，其由电路结构10组成，该电路结构10包括一对附加的小P-沟道MOS晶体管，P3和P4，分别被连接到N-沟道MOS晶体管N1和N2的每一个的漏极和源极之间，其中N-沟道MOS晶体管N1和N2是与所述附加的晶体管对极性不同的一对差分晶体管。晶体管P3和P4的栅极共享与比较器的输入端连接的公共端子，这个比较器的输入端在我们的描述中是与升压DC-DC转换器的端子LXB连接并且可以被施加一个大电位变化(相对于和预定值连接的比较器的另一输入端)。因此，这些栅极与比较器输入级的端子LXB和INN处于同样的电位。一旦端子LXB的电位降到低于Vout-300mW-VThP4(P4的阈值电压)时，晶体管N2就断开而晶体管P4接通并且开始导电。因此，即使端子LXB处于低电位，电流也能保持流动，就像Vinn≈Vinp的情形。当晶体管N2断开时，如此布置在电路中的晶体管P4容许在晶体管N2断开时为电流产生一个可选路径并且显著地使DC设置的干扰最小。晶体管P3的作用只是保持比较器的对称性。当端子LXB处于低电位时，比较器输入级的电位Va和Vb的输出现在能或多或少保持在恒定电位。而且，在从向上阶段到向前阶段的过渡阶段中，现在比较器需要更少时间用来重置，这是由于电流和电压已经很接近于正常DC值。根据第一实施例所描述的本发明可以被用于检测在升压DC-DC转换器(LXB，OUT)中的零电流，并且还可以被用于检测降压DC-DC转换器(LXB，OUT)中的峰值电流，其中电池(Vbat)现在被设置在端子OUT和电位是Vss的端子之间。在把本发明的晶体管P3，P4的极性从P-沟道晶体管变为N-沟道晶体管，并且以同样的方式改变比较器内的所有元件的极性后，根据第一优选实施例所描述的本发明还可以被用于第二优选实施例用来检测升压DC-DC转换器(LXB，Vss)中的峰值电流和降压DC-DC转换器(LXB，Vss)中的零电流。
在图5中，在模拟实际电路的比较器电路中示出了本发明的第一优选实施例。两个22μA电流源C1和C2在这里被实现为(MP11，MP13)和(MP12，MP14)。这种分离给我们示出了比较器电路实际上由两个单独电路组成：在Vinn＝Vinp时，具有两个12μA分支的输入级 和具有两个10μA的折叠共源共栅电路。VDD和Vinp与DC-DC转换器的Vout连接，从而使得比较器在它自己的电源电压VDD周围测量。输出电压V3和V4被转送到放大器并且最后到达追踪锁存电路(这里没有表现)。采用SPECTRE进行电路模拟。
如图6所述，电压VLX(＝VLXB)将被定义为一个电压阶跃，在100ns内电压被设置为等于0V，并且随后具有从0V到3.6V(VDD)的急剧上升，实际上这发生在从向上阶段到向前阶段的过渡阶段。如上所述，当两个开关装置20，30都不导电时，在从向上阶段到向前阶段的锐过渡阶段，电流峰值通常出现很短时间。如果例如开关装置30被认为是P-沟道MOS晶体管，然后电流会流经该晶体管的体二极管。此时，在5ns内，峰值被设置等于4.6V。
在下面的图7a-7b和图8a-8b中，将以存在本发明和不存在本发明来描述电压Va、Vb、V3和V4的时间曲线所给出的模拟结果，如此显示了当在比较器的输入级实现本发明时，比较器重置时间更快。在关于VLX(＝VLXB)从Vss电平到VDD电平过渡之后，对应的电压节点越快返回到它们的稳定DC设置，则比较器越快被重置。
这些模拟结果给我们示出了在具有P3和P4的情形中，电压更快返回到正常DC设置。在图7a和图7b之间的比较显示了没有P3和P4时，Va和Vb的电位节点需要大约35ns的重置时间，而有P3和P4时，重置时间可以被降到只需15ns。
以同样的方式，在图8a和图8b之间的比较显示了没有P3和P4时，V3和V4的电位节点需要大约50ns的重置时间，而有P3和P4时，重置时间可以减小到只需30ns或更少。
应该注意根据第一优选实施例所描述的本发明不仅可以被用于检测升压DC-DC转换器(LXB，OUT)中的零电流，而且可以被用于检测降压DC-DC转换器(LXB，OUT)的峰值电流。而且，在把根据第一优选实施例的本发明的晶体管P3，P4的极性从P-沟道晶体管变为N-沟道晶体管，并且以同样的方式改变比较器内的所有元件的极性后，本发明还可以被用于第二优选实施例用来检测升压DC-DC转换器(LXB，Vss)中的峰值电流和降压DC-DC转换器(LXB，Vss)中的 零电流。
而且，还应该注意比较器的输入端子被连接到DC-DC转换器装置(诸如升压DC-DC转换器或降压DC-DC转换器或这些DC-DC转换器的任意组合)的端子，这适合容许检测零电流或峰值电流。
总之，描述了简单且小尺寸的电路结构10，其用于明显地降低峰值电流比较器或零电流比较器的重置时间。这种电路结构10给比较器输入级提供一个在比较器输入端的可选电流路径，其中该比较器的输入端被施加了能干扰DC设置的大电压变化。这种电路结构10包括一对小晶体管(P3，P4)，其与比较器的输入级的一对差分晶体管(N1，N2)耦接并且具有与晶体管(N1，N2)不同的极性。晶体管P3和P4的栅极共享与所述比较器输入连接的公共端子。在电压过渡阶段，比较器上的电流和电压总是被保持接近于正常的DC设置值。这种电路结构10可以被用在任何比较器中用来检测峰值电流或零电流，尤其是用来检测基于开关操作模式的DC-DC转换器的峰值电流或零电流。
最后但是仍然重要地，应该注意用在包括权利要求的说明书中的术语“包含”或者“包括”是用来指定所述特征、装置、步骤或元件的存在，但是并不排出一个或多个其它的特征、装置、步骤、元件或其集合存在或增加。而且，权利要求中在元件前的词“一”或者“一个”不排除多个这种元件的存在。而且，任何参考信号都不限制本权利要求的范围。

Claims (10)

1.一种电路结构，用于减少电流检测器装置的重置时间，所述电路结构包括：
a)一对差分晶体管(N1，N2)，其包括在第二节点和第三节点之间耦接的第一晶体管(N1)，其中所述第一晶体管(N1)接收在第一节点处的预定值的第一输入信号；还包括在所述第三节点和第五节点间耦接的第二晶体管(N2)，其中所述第二晶体管(N2)接收在第四节点处的可变值的第二输入信号，所述可变值能产生一个相对于所述预定值的大的变化；
b)一对晶体管(P3，P4)，与所述差分晶体管对具有不同的极性，其包括在所述第二节点和所述第三节点之间耦接的第三晶体管(P3)，以及在所述第三节点和所述第五节点之间耦接的第四晶体管(P4)，其中所述第三晶体管(P3)和所述第四晶体管(P4)共享一个与所述第四节点连接的公共输入端子。
2.根据权利要求1的电路结构，其中所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管(N1、N2、P3、P4)是金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管或双极结型晶体管(BJT)。
3.根据权利要求1或2的电路结构，其中所述可变值使得所述第二晶体管(N2)断开而使得所述第四晶体管(P4)导通或者使得所述第二晶体管(N2)导通而使得所述第四晶体管(P4)断开。
4.根据权利要求3所述的电路结构，其中所述可变值和所述预定值是由基于开关操作模式的DC-DC转换器装置提供的，所述DC-DC转换器装置是升压DC-DC转换器或降压DC-DC转换器或者这两种DC-DC转换器的任意组合。
5.一种比较器输入级，用于设置DC设置值并减少重置时间，
所述比较器输入级至少包括：
a)根据权利要求1-3中任何一个的电路结构；
b)与所述第二节点耦接的第一负载(C1)；
c)与所述第五节点耦接的第二负载(C2)；
d)与所述第三节点耦接的电流源(C3)。
6.一种比较器装置，用于测量峰值电流或零电流，所述比较器装置至少包括：
a)根据权利要求5的输入级；
b)用于把信号输出到驱动器装置的输出级，所述驱动器装置控制ON-OFF切换顺序。
7.如权利要求6所述的比较器装置，还包括放置在所述输入级和所述输出级之间的共源共栅级或折叠共源共栅级，从而减小米勒电容效应。
8.一种检测器装置，用于检测峰值电流或零电流，所述检测器装置至少包括根据权利要求6或7的比较器装置。
9.一种电源设备，所述电源设备至少包括：
a)基于开关操作模式的DC-DC转换器装置；
b)如在权利要求8中指定的检测器装置，用于检测流经所述DC-DC转换器的峰值电流或零电流；
c)驱动器装置，用于基于所述检测器装置的输出，控制所述DC-DC转换器装置的ON-OFF切换顺序。
10.根据权利要求9的电源设备，其中所述驱动器装置(40)是数字控制器装置。
CN200680024390XA 2005-05-04 2006-04-28 峰值电流或零电流比较器 Expired - Fee Related CN101213460B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP05103757 2005-05-04
EP05103757.0 2005-05-04
PCT/IB2006/051326 WO2006117732A2 (en) 2005-05-04 2006-04-28 A peak or zero current comparator

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101213460A CN101213460A (zh) 2008-07-02
CN101213460B true CN101213460B (zh) 2011-08-31

Family

ID=37308376

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200680024390XA Expired - Fee Related CN101213460B (zh) 2005-05-04 2006-04-28 峰值电流或零电流比较器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8299819B2 (zh)
EP (1) EP1880224B1 (zh)
JP (1) JP4571215B2 (zh)
CN (1) CN101213460B (zh)
WO (1) WO2006117732A2 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103424605A (zh) * 2012-05-19 2013-12-04 快捷半导体(苏州)有限公司 一种零电流检测电路和方法、及电压变换电路
CN105866519B (zh) * 2016-04-08 2019-09-20 北京集创北方科技股份有限公司 一种兼容多种直流转直流转换电路的过零检测电路
TWI686045B (zh) * 2019-02-13 2020-02-21 新唐科技股份有限公司 零電流偵測系統
CN110286259B (zh) * 2019-07-12 2021-10-08 浙江匠联科技有限公司 一种电流峰值检测电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0430707A3 (en) * 1989-12-01 1992-04-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Extreme level circuit
CN1187073A (zh) * 1996-12-30 1998-07-08 Lg半导体株式会社 低功耗输入缓冲器
US6084439A (en) * 1997-07-02 2000-07-04 Cypress Semiconductor Corp. Peak detector circuit with extended input voltage range
CN1592058A (zh) * 2003-08-28 2005-03-09 立锜科技股份有限公司 差和直流对直流转换器及其方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH088458B2 (ja) * 1993-07-13 1996-01-29 日本電気株式会社 演算増幅回路
JP3544243B2 (ja) * 1995-05-11 2004-07-21 富士通株式会社 差動増幅器
US6515463B2 (en) * 2001-04-05 2003-02-04 Semiconductor Components Industries Llc Method and circuit for optimizing efficiency in a high frequency switching DC-DC converter
ATE478470T1 (de) * 2001-06-06 2010-09-15 Nxp Bv Verstärker mit niedriger eingangsimpedanz
CN101140301B (zh) * 2006-09-08 2010-09-29 深圳赛意法微电子有限公司 零等待电流精确过电压比较器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0430707A3 (en) * 1989-12-01 1992-04-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Extreme level circuit
CN1187073A (zh) * 1996-12-30 1998-07-08 Lg半导体株式会社 低功耗输入缓冲器
US6084439A (en) * 1997-07-02 2000-07-04 Cypress Semiconductor Corp. Peak detector circuit with extended input voltage range
CN1592058A (zh) * 2003-08-28 2005-03-09 立锜科技股份有限公司 差和直流对直流转换器及其方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN101213460A (zh) 2008-07-02
JP4571215B2 (ja) 2010-10-27
EP1880224A2 (en) 2008-01-23
US8299819B2 (en) 2012-10-30
WO2006117732A2 (en) 2006-11-09
WO2006117732A3 (en) 2007-03-22
US20080290905A1 (en) 2008-11-27
JP2008541680A (ja) 2008-11-20
EP1880224B1 (en) 2014-02-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9960682B2 (en) Single inductor positive and negative voltage output device
US9209692B2 (en) Hysteretic control conversion circuit and power supply system
KR20170037516A (ko) 전력 증폭기를 위한 서플라이 모듈레이터 장치 및 그것의 동작 방법
CN102820781A (zh) 一种基于纹波控制的单电感双输出开关电源
US9729075B2 (en) High efficiency DC-to-DC converter with adaptive output stage
CN105811761B (zh) 一种电流采样电路及集成电流采样电路的boost电路
Schaef et al. A coupled-inductor multi-level ladder converter for sub-module PV power management
CN101944856B (zh) 一种原边控制的开关电源的控制电路
US20150076902A1 (en) Method of forming a power supply controller and structure therefor
CN101213460B (zh) 峰值电流或零电流比较器
CN101248574A (zh) 用于单周控制器的线性跨导器，特别地用于dc-dc开关转换器
CN108683333A (zh) 一种单输入双输出的直流电源电路
CN113078817B (zh) 适用于迟滞控制高频双相Buck变换器的相间电流均衡控制系统
CN106160458B (zh) 改善瞬态响应的boost电路
CN107846285A (zh) 一种限流电路及包括其的供电系统
CN103023302B (zh) 功率因数校正电路
Park et al. Improvements in light-load efficiency and operation frequency for low-voltage current-mode integrated boost converters
Hardy et al. A Reconfigurable Single-Inductor Multi-Stage Hybrid Converter for 1-Cell Battery Chargers
CN105553265B (zh) 用于开关型dcdc转换器的控制电路
CN117543972B (zh) 快速动态响应开关变换器电路、开关电源以及电子设备
US20230402923A1 (en) Two-phase paralleled switching converter, and switching circuit and control method thereof
US20230387784A1 (en) Control circuit and control method for switched capacitor converter
CN111697820B (zh) 多输出升压电路
Reed et al. A high efficiency ultra-deep sub-micron DC-DC converter for microprocessor applications
CN208143091U (zh) 一种单输入双输出的直流电源电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20110831

Termination date: 20180428

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee