CN101212594B - 信息处理装置和信息处理方法 - Google Patents

Abstract

一种被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号的信号处理设备，该信号处理设备包括以下元件：接收装置，用于经由该传输路径接收测试信号，该测试信号是包括被设定为预定值的码元的信号；获得装置，用于从该接收装置接收到的测试信号中获得该特定码元的信号值；和特性计算装置，用于基于由该获得装置从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

Description

信息处理装置和信息处理方法

技术领域

本发明涉及信号处理设备、信号处理方法和程序，并且尤其涉及一种用于获得信号的失真波形的特性的信号处理设备、信号处理方法和程序。

背景技术

例如，在通过在壳体中的预定装置内包含的多个电路板之间使用电磁波(无线电波)执行无线通信的情况下，从发射机电路板传输的电磁波被壳体的墙壁反射或者被其他电路板衍射，并且接收机电路板接收经由多个路径传输的相同电磁波。

接收机电路板接收经由多条路径传输的相同电磁波的现象被称为“多路”。多路不仅在壳体内出现，而且还由于障碍物例如建筑物和地面构造而在壳体外出现。

在多路中，电磁波经由具有不同距离的多条传输路径、即包含不同传输时间的多条传输路径传输。因此，接收机电路板接收到的信号的预定码元的信号值会受已在该预定码元之前被传输并且经由具有较长传输时间的传输路径被延迟地传输的多个码元的影响(即，电磁波干扰)。

在如上所述，预定码元的信号值受被延迟传输的多个码元影响的情况下，该预定码元的信号值代表的波形失真(多路衰落)，并且接收机电路板难以精确地确定信号的码元值。例如，信号不能被正确地解调。

图1A到1H示出在特定装置的壳体内部和外部执行的通信中的电磁波的接收波形。在此使用的调制方案是振幅键控(ASK)。

图1B、1D、1F和1H内所示的四个波形是在壳体内部执行的通信中获得的接收波形，并且图1A、1C、1E和1G内所示的四个波形是在壳体外部执行的通信中获得的接收波形。图1A和1B示出在250kps的传输率下的接收波形。图1C和1D示出在500kps的传输率下的接收波形。图1E和1F示出在1Mbps的传输率下的接收波形。图1G和1H示出在2Mbps的传输率下的接收波形。

例如，将说明其中传输率是2Mbps的图1G和1H内所示的最有代表性的情况。图1G内所示的在壳体外部的接收波形具有整齐地显示的“0”周期和“1”周期。相反，图1H内所示的在壳体内部的接收波形失真，这是因为反射波与应该为“0”的周期交叠，从而这些周期很有可能被确定为“1”。换句话说，在接收时的效果根据传输信号速率有很大不同，并且通信质量由于壳体壁等等的反射而发生很大恶化。

由于多路衰落效应，所以难以增加通信路径容量并通过执行简单的信号处理维持任意的信号质量。

为了克服由上述多路衰落效应引起的问题，例如，可在壳体的内部的整个表面上覆盖电磁波吸收体，从而抑制在壳体内部电磁波被壳体的壁反射(例如，见日本未审查专利申请公报No.2004-220264)。但是，电磁波吸收体昂贵，并且考虑到热量消耗，难以用电磁波吸收体覆盖壳体的内部的整个表面。

为了处理多路效应，在相关领域的一般无线通信内的信号处理中，可利用多种方法，例如使用正交频分复用技术(OFDM)的方法，使用扩频技术和瑞克接收的方法，使用多天线的方法和使用波形均衡器的方法。

但是，在其中使用OFDM作为调制方案的情况下，在调制和解调中执行例如快速傅立叶变换(FFT)和模数转换以及数模转换的处理的设备上会具有高负荷，并且这些设备会耗散更多的热量。在使用扩频技术的情况下，必须以高于传输信号速率的速率执行信号处理，并且高速通信变得难以执行。

在使用多天线或波形均衡器的情况下，鉴于传输特性会随时间改变，难以预测传输特性中的变化，并且不相关的噪声可能会叠加在将被传输的信息上这一事实，必须在包内插入唯一字(UW)并且使用大规模预测电路，以便提高传输特性内的变化的预测准确性。在其中在壳体内部的有限空间内使用多天线的情况下，天线之间会发生交叉相关，并且认为处理多路效应不会实现很好效果。

即使在没有采取有效措施消除如前文所述的多路效应的情况下，如果例如，可获得在壳体内部执行的通信中的信号波形的失真特性(多路衰落的统计特性)，则可基于失真特性准确地确定信号的码元值，并且预计可提高通信质量。

发明内容

在壳体内部执行的通信中的信号波形失真的特性与在一般无线通信内发生的失真的特性有很大不同。因此，即使当使用用于此一般无线通信的衰落模型或电磁波仿真器时，仍难以准确地获得在壳体内部执行的通信中的信号波形失真的特性。即使在由使用网络分析器得到的数据获得在壳体内部执行的通信中的信号波形失真的特性的情况下，结果仍会根据用于处理逆FFT(IFFT)的装置的性能和使用而有很大不同。因此，难以准确地获得在壳体内部执行的通信中的信号波形失真的特性。

希望获得信号波形失真的特性。

根据本发明的一个实施例的信号处理设备是一种被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号的信号处理设备。该信号处理设备包括以下元件：接收装置，用于经由该传输路径接收测试信号，该测试信号是包括被设定为预定值的码元的信号；获得装置，用于从该接收装置接收到的测试信号中获得该特定码元的信号值；和特性计算装置，用于基于由该获得装置从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

根据本发明的另一个实施例的信号处理方法或程序是用于处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号，或者由计算机执行来控制信号处理设备的程序，该信号处理设备被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号，该程序使得计算机执行过程。该信号处理方法或该过程包括以下步骤：从测试信号中获得该特定码元的信号值，该测试信号是经由该传输路径接收的并且是包含被设定为预定值的码元的信号；以及基于从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

根据本发明的实施例，从测试信号获得特定码元的信号值，该测试信号经由传输路径被接收，并且是包含被设定为预定值的码元的信号。基于从多个测试信号获得的信号值代表的波形，获得该具体信号的信号值代表的波形的失真特性。

根据本发明的实施例，可获得信号的波形的失真特性。

附图说明

图1A到1H示出在壳体内部和外部执行的通信中获得的电磁波的接收波形；

图2是根据本发明的一个实施例的信号处理设备的示例性结构的透视图；

图3A示出传输波形，图3B示出接收波形；

图4A示出传输波形，图4B示出接收波形，其中传输和接收波形的包络的相位被移位，并且一个被显示在另一个之上；

图5A和5B示出大规模集成(LSI)电路17接收到的信号的波形的失真；

图6示出LSI电路17接收到的信号的波形的失真；

图7是示出LSI电路17的示例性结构的框图；

图8示出从测试模式信号获得的波形；

图9是使用LSI电路17获得延迟分布图(delay profile)的过程的流程图；

图10是LSI电路17获得的示例性延迟分布图；

图11示出获得根据位模式失真的当前位波形的技术；

图12是用于获得当前位的波形的失真的计算单元的示例性结构的框图；

图13A和13B示出组合波形和实验波形；

图14是用于通过使用最小二乘法学习获得延迟分布图的LSI电路17’的示例性结构的框图；

图15示出用于使用学习单元55学习的最小二乘法的概念；

图16A和16B示出用于使用学习单元55学习的教师数据和学生数据；

图17是通过使用LSI电路17’使用最小二乘法学习获得延迟分布图的过程的流程图；以及

图18是个人计算机的示例性结构的框图。

具体实施方式

在说明本发明的实施例之前，下文将讨论权利要求的特征和说明书内公开的或者附图内示出的实施例之间的对应关系。此说明旨在确保支持所请求的本发明的实施例在说明书中说明或者在附图中被示出。因此，即使下文实施例中的元件在说明书中被说明或者在附图中被示出，而未被说明为与本发明的特定特征有关，不一定意味着该元件与权利要求的该特征无关。相反，即使一个元件在文中被说明为与权利要求的特定特征有关，这也不一定意味着该元件与权利要求的其他特征无关。

根据本发明的一个实施例的信号处理设备是被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号，该信号处理设备包括以下元件：接收装置(例如，图7内所示的天线16)，用于经由该传输路径接收测试信号，该测试信号是包括被设定为预定值的码元的信号；获得装置(例如，图7内所示的模数(A/D)转换器25)，用于从该接收装置接收到的测试信号中获得该特定码元的信号值；和特性计算装置(图7内所示的基准模式存储器27和减法器28)，用于基于由该获得装置从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

在根据该实施例的信号处理设备中，该特性计算部件可包括存储部件(例如，图7内所示的基准模式存储器27)，用于存储从所述多个测试信号中用作预定基准的基准测试信号获得的信号值所代表的波形，和减法部件(例如，图7内所示的减法器28)，用于用从所述多个测试信号中除该基准测试信号之外的测试信号中获得的信号值所代表的波形减去该存储部件内存储的波形，并且获得作为该减法的结果产生的波形作为该失真特性。

在根据该实施例的信号处理设备中，该特性计算装置包括分类单元(例如，图14内所示的分类单元54)，被配置成基于所述多个测试信号中的每一个的码元的值，将所述多个测试信号分成预定类，和学习单元(例如，图14内所示的学习单元)，被配置成通过基于在学习该失真特性的过程中用作学生的学生数据和用作教师的教师数据，对由该分类单元执行分类而分成的每一类使用最小二乘法进行学习，来获得该失真特性，该学生数据是所述多个测试信号中的每一个的码元的值，而该教师数据是由该获得装置获得的、所述多个测试信号中的每一个的特定码元的信号值。

根据该实施例的信号处理设备还可包括组合装置(例如，图12内所示的加法器44)，用于组合所述特性计算装置从所述多个测试信号中获得的失真特性，并且估计包含被设定为任意值的码元的信号的特定码元的信号值所代表的波形的失真，该失真是由在该特定码元之前传输的码元导致的。

根据本发明的另一个实施例的信号处理方法或程序是用于处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号，或者由计算机执行来控制信号处理设备的程序，该信号处理设备被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号，该程序使得计算机执行过程。该信号处理方法或该过程包括以下步骤：从测试信号中获得该特定码元的信号值，该测试信号是经由该传输路径接收的并且是包含被设定为预定值的码元的信号(例如，图9内所示的步骤S12)；以及基于从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性(例如，图9内所示的步骤S16)。

下文将参照附图详细说明本发明的特定实施例。

图2是根据本发明的一个实施例的信号处理设备的示例性结构的透视图。

参照图2，信号处理设备11包括壳体12、信号处理电路板13A到13D、平台电路板14和电路板固定件15。

壳体12是矩形的平行六面体，并且容纳信号处理电路板13A到13D，平台电路板14和电路板固定件15。

信号处理电路板13A到13D在从例如外部设备(未示出)输入到信号处理设备11的包含图像信号和音频信号的信号上执行信号处理。

每个信号处理电路板13A到13D均包含用于传输和接收电磁波(无线电波)的至少一个天线和具有无线通信功能的至少一个LSI电路，并且相互之间进行无线通信。即，信号处理电路板13A具有天线16A和LSI电路17A；信号处理电路板13B具有天线16B和LSI电路17B；信号处理电路板13C具有天线16C和LSI电路17C；信号处理电路板13D具有天线16D、天线16E、LSI电路17D和LSI电路17E。

平台电路板14上设置有用于从例如电源模块(未示出)向信号处理电路板13A到13D供电的电布线。信号处理电路板13A和13B经由电路板固定件15安装在平台电路板14上，并且信号处理电路板13C和13D直接安装在平台电路板14上。

电路板固定件15是用于将信号处理电路板13A和13B安装在平台电路板14上的固定件。

图2内所示的电路板的布置、设置方法和板的数量仅是示例性的，并且不局限于上文参照图2所述的情况。

天线16A到16E传输并接收电磁波以便使得信号处理电路板13A到13D可相互之间进行无线通信。

LSI电路17A到17E分别连接到天线16A到16E。LSI电路17A到17E分别经由天线16A到16E执行无线通信。

LSI电路17A到17E具有相同或相似的结构。如果在下文的说明中不必区分LSI电路17A到17E，则LSI电路17A到17E被总称为LSI电路17。类似地，连接到LSI电路17A到17E的天线16A到16E被总称为天线16。

在壳体12内发射的无线电波受噪声和由壳体12的壁反射的电磁波以及被电路板反射和衍射的电磁波造成的多路效应影响，该噪声包含壳体12内存在的白噪声(热噪声)和有色噪声(LSI电路发射的噪声)。结果，信号的信号值代表的波形失真。

图3A示出LSI电路17中的传输LSI电路(下文被成为“发射机LSI电路17”)传输的电磁波的波形(传输波形)，图3B示出LSI电路17中的接收传输波形的接收LSI电路(下文被称为“接收器LSI电路17”)接收到的电磁波的波形(接收波形)。

参照图3A和3B，横坐标轴代表时间，纵坐标轴代表传输信号的电磁波的幅值。灰线代表被传输/接收的电磁波(data(数据))，并且黑线代表被传输/接收的电磁波的包络(env(包络))的波形。在此使用的调制方案为ASK。

从图3A和3B中可清楚地看到，在从发射机LSI电路17传输的信号被接收机LSI电路17接收到的情况下，电磁波的波形失真。

接下来，图4A示出十四个传输波形，并且图4B示出十四个接收波形，这些波形在图3A和3B内被示出，其中该波形的包络的相位被移位并且一个显示在另一个之上。图4A和4B内的灰线代表十四个波形(data)，并且黑线代表该十四个波形的平均波形(env)。

如图4A和4B所示，一个显示在另一个之上的由壳体12内部的通信中的多路效应造成的十四个接收波形的失真在形状上类似，并且没有随时间改变。即，接收波形固定地失真。从图4A和4B还应理解，壳体12内部生成的反射波通过类似的传输路径，并且仅在较短的时间内对接收波形有有限的影响。

在壳体12内部的通信中，多路效应使接收波形固定地失真，并且LSI电路17获得该失真特性。

下文将参照图5A、5B和6说明LSI电路17接收到的信号的波形的失真。

在无线通信中被传输/接收的信号包含多个码元。根据调制方案，一个码元可传输多个位。在下文的说明中，如在例如二进制移相键控(BPSK)中，将说明其中一个码元传输一位(0或1)的示例。

图5A和5B示出在LSI电路17接收到的信号中的5位的信号，每个信号包含一个具体位(必要时，下文将被称为“当前位”)和在该当前位之前传输的前四位。包含当前位和前四位的这些位被表示为“第四先前位、第三先前位、第二先前位、第一先前位和当前位”。图5A示出5位的信号“1，0，0，0，0”，并且图5B示出5位的信号“1，1，1，1，0”。

在图5A和5B中，从前四位指向当前位的箭头指示前四位被壳体12的壁反射以及被电路板反射和衍射，因此该先前四位被延迟传输并且叠加在当前位上。

当前位在图5A和5B内都是0。其中在当前位之前传输的位是“1，0，0，0”的情况和其中在当前位之前传输的位是“1，1，1，1”的情况具有不同的位模式。结果，当前位受到不同的影响。换句话说，当前位的波形不同地失真。

即，图6示出在传输5位的信号“1，0，0，0，0”的情况下的当前位的波形，和在传输5位的信号“1，1，1，1，0”的情况下的当前位的波形。参照图6，横坐标轴代表时间，即作为当前位的一个位的时间，并且纵坐标轴代表信号的信号值。

更准确地说，图6示出在其中5位的信号“1，0，0，0，0”被传输多次的情况下被采样的当前位的波形组L1，和在其中5位的信号“1，1，1，1，0”被传输多次的情况下被采样的当前位的波形组L2。

如图6所示，波形组L1和L2的直流(DC)偏移位置和波形形状有很大的不同。相反，从图6中可清楚地看到，波形组L1的波形和波形组L2的波形的形状没有很大的不同。每个波形组的波形的失真具有类似的特性。

因此，图2内所示的LSI电路17多次传输/接收每个具有按位模式排列并且被设定为预定值的位的信号(必要时，下文被称为“测试模式信号”)，例如“1，0，0，0，0”或“1，1，1，1，0”，并且对结果得到的当前位的波形进行统计处理，从而获得根据在该当前位之前传输的多个位的值的、由该当前位的信号值代表的波形的失真特征(必要时，下文被称为“延迟分布图”)。

图7是LSI电路17的示例性结构的框图。

参照图7，LSI电路19包括低噪声放大器(LNA)21、本地振荡器(LO)22、乘法器23、低通滤波器(LPF)24、模数(AD)转换器25、开关26、基准模式存储器27、减法器28、延迟分布图存储器29和控制器30。

LNA 21连接到天线16(图2)。天线16接收到的RF信号提供给该LNA 21。LNA 21低噪声地放大从天线1 6提供的RF信号，并且将被放大的RF信号提供给乘法器23。

LO 22生成具有预定频率的信号，该信号用于将天线16接收到的RF信号转换成基带信号，并且将生成的信号提供给乘法器23。

乘法器23将从LNA 21提供的RF信号与从LO 22提供的具有预定频率的信号相乘，以生成基带信号并将该基带信号提供给LPF24。

LPF 24使从乘法器23提供的基带信号平滑，并且将被平滑的信号提供给A/D转换器25。

包含LNA 21、LO 22、乘法器23和LPF 24的电路是通用电路。当使用扩频技术等等传输信号时，执行匹配滤波等以生成基带信号。

A/D转换器25对从LPF 24提供的基带信号执行A/D转换，并且获得由该A/D转换生成的值作为另一个LSI电路17传输的信号代表的位的信号值(还被称为“位信号值”)。A/D转换器25获得的位信号值代表的波形例如在图6中示出。A/D转换器25依次将位的信号值提供给开关26。

在控制器30的控制下，开关26将当前位的信号值提供给基准模式存储器27或减法器28，该信号值是从A/D转换器25提供的位信号值之一，并且是由另一个LSI电路17传输的测试模式信号获得的。

下文中，在测试模式信号中，所有位均为1或0的信号被称为基准测试模式信号，并且除了该基准测试模式信号之外的测试模式信号被称为其它测试模式信号。如果测试模式信号是基准测试模式信号，则开关26在控制器30的控制下，将当前位的信号值提供给基准模式存储器27。如果测试模式信号是其它测试模式信号之一，则开关26在控制器30的控制下，将当前位的信号值提供给减法器28。

基准模式存储器27存储从开关26提供的位信号值、即从基准测试模式信号获得的当前位的信号值。在控制器30的控制下，基准模式存储器27将其中存储的位信号值提供给减法器28。

减法器28用从开关26提供的位信号值减去从基准模式存储器27提供的位信号值，并且将由该差值代表的波形作为延迟分布图提供给延迟分布图存储器29。

即，如上文所述，LSI电路17传输/接收测试模式信号以获得延迟分布图。当前位的信号值代表的波形不仅因例如延迟位传输的影响而失真，并且还因壳体12内存在的噪声的影响而失真。例如，从所有位都为0的基准测试模式信号获得的当前位的信号值代表的波形受壳体12内存在的噪声的影响失真。通过使用减法器28用从其他测试模式信号之一获得的波形减去从基准测试模式信号获得的波形，可消除噪声的影响并且获得延迟分布图，该延迟分布图示出根据在当前位之前传输的多个位的值的、由当前位的信号值代表的波形的失真的特性。

延迟分布图存储器29存储从减法器28提供的延迟分布图。

控制器30控制LSI电路17的组件。控制器30存储用于与其他LSI电路17通信的协议。该协议包括设置，例如测试模式信号的传输/接收定时，基准测试模式信号的所有位是1还是0的设置，和其他测试模式信号的位模式。

例如，控制器30基于协议控制开关26。如果测试模式信号是基准测试模式信号，则控制器30使得开关26可将当前位的信号值提供给基准模式存储器27。如果测试模式信号是其他测试模式信号之一，则控制器30使得开关26将当前位的信号值提供给减法器28。

如果测试模式信号是其它测试模式信号之一，则控制器30控制基准模式存储器27，以便基准模式存储器27将其中存储的信号值、即从基准测试模式信号获得的当前位的信号值提供给减法器28。

图8示出从开关26提供给减法器28的信号值代表的波形(输入波形)，和基准模式存储器27内存储的信号值代表的波形。

图8内示出的波形是当使用基准测试模式信号“0，0，0，0，0”，并且使用其他测试模式信号“1，0，0，0，0”、“0，1，0，0，0”、“0，0，1，0，0”和“0，0，0，1，0”时获得的。

图8内的左上部示出从测试模式信号“1，0，0，0，0”获得的当前位的波形。图8内的右上部示出从基准测试模式信号“0，0，0，0，0”获得的当前位的波形。这两个波形之差是示出由位“1”的延迟传输造成的对当前位的波形的影响的延迟分布图，该位“1”在当前位之前四位被传输。

图8内的左上部的第二个图示出从测试模式信号“0，1，0，0，0”获得的当前位的波形。图8内的右上部的第二个图示出从基准测试模式信号“0，0，0，0，0”获得的当前位的波形。这两个波形之差是示出由位“1”的延迟传输造成的对当前位的波形的影响的延迟分布图，位“1”在该当前位之前三位被传输。

图8内的左上部的第三个图示出从测试模式信号“0，0，1，0，0”获得的当前位的波形。图8内的右上部的第三个图示出从基准测试模式信号“0，0，0，0，0”获得的当前位的波形。这两个波形之差是示出由位“1”的延迟传输造成的对当前位的波形的影响的延迟分布图，该位“1”在该当前位之前两位被传输。

图8内的左上部的第四个图(左下部)示出从测试模式信号“0，0，0，1，0”获得的当前位的波形。图8内的右上部的第四个图(右下部)示出从基准测试模式信号“0，0，0，0，0”获得的当前位的波形。这两个波形之差是示出由位“1”的延迟传输造成的对当前位的波形的影响的延迟分布图，位“1”在该当前位之前一位被传输。

图9是使用图7内所示的LSI电路17获得延迟分布图的过程的流程图。

在从另一个LSI电路17传输测试模式信号(RF信号)的情况下，在步骤S11内，天线16接收到该测试模式信号，并且将该测试模式信号提供给LNA 21。过程前进到步骤S12。

在步骤S12，将测试模式信号解调为基带信号，并且将该基带信号提供给A/D转换器25。A/D转换器25将该测试模式信号转换成数字信号，该数字信号被获得作为测试模式信号代表的位的信号值，并且将该信号值提供给开关26。

在步骤S12内的处理之后，流程前进到步骤S13。控制器30基于上述协议，确定从该其它LSI电路17传输的测试模式信号是否是基准测试模式信号。

在控制器30在步骤S13内确定从该其它LSI电路17传输的测试模式信号是基准测试模式信号的情况下，流程前进到步骤S14，并且控制器30控制开关26，以将从A/D转换器25提供的位信号值中的当前位的信号值提供给基准模式存储器27。因此，基准模式存储器27存储从该基准测试模式信号获得的该当前位的信号值。

相反，在控制器30在步骤S13内确定从该其它LSI电路17传输的测试模式信号不是基准测试模式信号的情况下，流程前进到步骤S15。

在步骤S15中，控制器30将在步骤S14内存储在基准模式存储器27内的信号值、即从基准测试模式信号获得的当前位的信号值，提供给减法器28，并且流程前进到步骤S16。

在步骤S16中，控制器30控制开关26以将从A/D转换器25提供的位信号值中的当前位的信号值、即从该其它测试模式信号获得的当前位的信号值提供给减法器28。

减法器28用从开关26提供的并且从其它测试模式信号得到的当前位的信号值，减去在步骤S15中从基准模式存储器27提供的并且从基准测试模式信号提供的当前位的信号值，并且得到该差值作为延迟分布图。

在步骤S16内的处理之后，流程前进到步骤S17，并且减法器28将在步骤S16内获得的延迟分布图提供给延迟分布图存储器29，并且该延迟分布图存储器29存储该延迟分布图。在步骤S14内的处理之后，流程前进到步骤S17。在此情况下，基准模式存储器27内存储的信号值被作为从基准测试模式信号获得的延迟分布图提供给延迟分布图存储器29。

在步骤17内的处理之后，流程前进到步骤S18，并且控制器30基于上述协议确定要从该其他LSI电路17传输的、已被设定的所有测试模式信号是否已经被传输。

例如，如图8所示，在使用基准测试模式信号“0，0，0，0，0”，并且使用其他测试模式信号“1，0，0，0，0”、“0，1，0，0，0”、“0，0，1，0，0”和“0，0，0，1，0”的情况下，控制器30确定全部五个测试模式信号是否被传输。

在控制器30在步骤S18内确定测试模式信号还没有全部被传输的情况下，流程返回步骤S11，并且从S11前进重复类似的处理。相反，在控制器30在步骤S18内确定全部测试模式信号都已被传输的情况下，流程前进到步骤S19。

在步骤S19，控制器30基于上述协议，确定要从其它LSI电路17传输的、已被设定的全部测试模式信号是否已经被传输预定的次数。即全部测试模式信号被传输预定的次数，从而从每个测试模式信号获得预定数量的波形。通过在从每个测试模式信号获得的预定数量的波形上执行统计处理，可提高从每个测试模式信号获得的延迟分布图的准确度。

在控制器30在步骤S19内确定测试模式信号还没有全部被传输预定的次数的情况下，流程返回步骤S11，并且从S11前进重复类似的处理。相反，在控制器30在步骤S19内确定全部测试模式信号已被传输预定的次数的情况下，流程结束。

如上文所述，LSI电路17可获得曲线图，该曲线图示出根据每个测试模式信号的位的值的、由当前位的信号值代表的波形的失真的特性。

图10示出在基准测试模式信号为“0，0，0，0，0”，并且其他测试模式信号为“1，0，0，0，0”、“0，1，0，0，0”、“0，0，1，0，0”和“0，0，0，1，0”的情况下，LSI电路17获得的示例性延迟分布图。

图10沿水平轴线从左至右依次示出从测试模式信号“0，0，0，1，0”获得的延迟分布图；从测试模式信号“0，0，1，0，0”获得的延迟分布图；从测试模式信号“0，1，0，0，0”获得的延迟分布图；和从测试模式信号“1，0，0，0，0”获得的延迟分布图。

从测试模式信号“0，0，0，1，0”获得的延迟分布图示出在位“1”在当前位之前一位被传输的情况下的该当前位的波形的失真的特性。从测试模式信号“0，0，1，0，0”获得的延迟分布图示出在位“1”在当前位之前两位被传输的情况下的该当前位的波形的失真的特性。从测试模式信号“0，1，0，0，0”获得的延迟分布图示出在位“1”在当前位之前三位被传输的情况下的该当前位的波形的失真的特性。从测试模式信号“1，0，0，0，0”获得的延迟分布图示出在位“1”在当前位之前四位被传输的情况下的该当前位的波形的失真的特性。

通过组合以此方式获得的多个延迟分布图，当传输包含按位模式排列并且被设定为任意值的当前位和先前位的信号时，可基于先前位的位模式估计当前位的失真波形。

例如，图11示出在前四位的位模式是“1，0，1，1”的情况下被估计出的当前位的波形的失真。

在图11中，用粗线框圈住当前位部分(从横坐标中表示的时间1500到2000中的部分)。在被粗线框圈住的此部分中，示出四个延迟分布图代表的波形。

更准确地说，该被粗线框圈住的部分的上部波形示出从测试模式信号“1，0，0，0，0”获得的延迟分布图代表的波形。该被粗线框圈住的部分的从上而下的第二个波形示出从测试模式信号“0，1，0，0，0”获得的延迟分布图代表的波形的倒置波形。在此情况下，0在当前位之前三位被传输。为了组合在其中1在当前位之前三位被传输的情况下的当前位的波形的失真的倒置特性，倒置从测试模式信号“0，1，0，0，0”获得的延迟分布图代表的波形。

该被粗线框圈住的部分的从上而下的第三个波形示出从测试模式信号“0，0，1，0，0”获得的延迟分布图代表的波形。该被粗线框圈住的部分的从上而下的第四个波形(底部波形)示出从测试模式信号“0，0，0，1，0”获得的延迟分布图代表的波形。

通过组合用粗线框圈住的部分内示出的全部四个波形，如果在当前位之前传输“1，0，1，1”，则可估计出当前位的波形的失真。

在图11中，说明了通过组合四个延迟分布图估计当前位的波形的失真的情况，该四个延迟分布图是在其中在该当前位之前传输的四个位导致当前位的波形失真的情况下获得的。例如，在其中当前位的失真由在当前位之前传输的n个位造成的情况下，可通过组合n个延迟分布图估计该当前位的波形。

图12是用于在其中在当前位之前传输的n个位导致当前位的波形失真的情况下组合n个延迟分布图，并且将该组合波形估计为当前位的波形的失真的计算单元的示例性结构的框图。

参照图12，计算单元40包括延迟分布图供给单元41、n个延迟元件42₁到42_n、(n+1)个乘法器43₁到43_n+1和加法器44。

延迟分布图供给单元41例如读取图7内所示的延迟分布图存储器29内存储的延迟分布图。下文中，必要的话，延迟分布图存储器29内存储的并且示出由在当前位之前n位传输的位“1”的延迟传输造成的当前位的波形的失真的特性的延迟分布图被称为“第n个先前位的延迟分布图C_n”。在传输基准测试模式信号的情况下获得的当前位的波形被称为当前位的延迟分布图C₀。

延迟分布图供给单元41将当前位的延迟分布图C₀提供给乘法器43₁，将当前位的第一先前位的延迟分布图C₁提供给乘法器43₂，将第二先前位的延迟分布图C₂提供给乘法器43₃，并且类似地，将第n先前位的延迟分布图C_n提供给乘法器43_n+1。

每个延迟元件42₁到42_n输出具有一位延迟的输入值。即，在当前位的值(1或0)输入延迟元件42₁的情况下，延迟元件42₁将在当前位之前一位的位的值提供给延迟元件42₂和乘法器43₂。在其中在当前位之前一位的位的值被从延迟元件42₁输入延迟元件42₂的情况下，延迟元件42₂将在当前位之前两位的位的值提供给延迟元件42₃和乘法器43₃。类似地，在其中在当前位之前(n-1)位的位的值被从延迟元件42_n-1输入延迟元件42_n的情况下，延迟元件42_n将在当前位之前n位的位的值提供给乘法器43_n+1。

延迟分布图C₀到C_n从延迟分布图供给单元41被分别提供给乘法器43₁到43_n+1。被提供给延迟元件42₁的当前位的值(1或0)被提供给乘法器43₁。从延迟元件42₁到42_n分别提供在当前位之前1到n位的位的值给乘法器43₂到43_n+1。乘法器43₁到43_n+1使被提供的值与对应的延迟分布图C₀到C_n相乘，并将乘积提供给加法器44。

加法器44输出从乘法器43₁到43_n+1提供的值的总和。即，从加法器44输出的值是(当前位的延迟分布图C₀×当前位的值)+(第一先前位的延迟分布图C₁×在当前位之前一位的位的值)+(第二先前位的延迟分布图C₂×在当前位之前两位的位的值)+...+(第n先前位的延迟分布图C_n×在当前位之前n位的位的值)。这样，加法器44输出的值代表的波形、即通过组合延迟分布图生成的组合波形，用作当前位的失真波形，该波形是由在当前位之前传输的n个位估计出的。

图13A和13B示出用作当前位的失真波形的组合波形，该组合波形是通过使用图12内所示的计算单元40组合延迟分布图估计出的，和在壳体内执行无线通信的图2内所示的LSI电路17接收到的信号的当前位的波形(实验波形)。

参照图13A和13B，虚线(sim(仿真))代表组合波形，实线(experiment(实验))代表实验波形。图13A示出基于信号“1，1，1，1，0”获得的组合波形和实验波形。图13B示出基于信号“1，0，0，0，0”获得的组合波形和实验波形。

如图13A和13B内所示，计算单元40可输出与实验波形基本匹配的组合波形，该组合波形是在壳体内执行无线通信的LSI电路17接收到的信号的当前位的波形。

通过执行上述处理获得延迟分布图。可选择地，可通过例如使用最小二乘法学习来获得延迟分布图。

图14是用于通过使用最小二乘法学习来获得延迟分布图的LSI电路17’的示例性结构的框图。

参照图14，LSI电路17’包括接收机51、控制器52、学习对存储单元53、分类单元54和学习单元55。

接收机51包括图7内示出的LNA 21、LO 22、乘法器23、LPF24和A/D转换器25，并且连接到天线16。当天线16接收到从另一个LSI电路17传输的测试模式信号，并且将该测试模式信号提供给接收机51时，接收机51从该测试模式信号获得位的信号值。接收机51将每个测试模式信号的当前位的信号值顺序提供给学习对存储单元53。

如图7内所示的控制器30中那样，控制器52存储用于与其他LSI电路17通信的协议。控制器52根据该协议将与从其他LSI电路17传输的测试模式信号相同的信号提供给学习对存储单元53。即，当接收机51获得当前位的信号值时，控制器52将从其它LSI电路17传输的测试模式信号提供给学习对存储单元53。

学习对存储单元53相互关联地存储从接收机51提供的当前位的信号值和从控制器52提供的测试模式信号。即，学习对存储单元53相互关联地存储接收机51获得的当前位的信号值，和当接收机51获得该当前位的信号值时从其它LSI电路17传输的测试模式信号。学习对存储单元53将当前位的信号值作为教师数据提供给学习单元55，并且将与当前位的信号值相关联的测试模式信号作为学生数据提供给学习单元55。学习对存储单元53将测试模式信号提供给分类单元54。

分类单元54基于从学习对存储单元53提供的测试模式信号，将该测试模式信号分成预定的类。分类单元54生成代表测试模式信号被分成的类的类码，并且将该类码提供给学习单元55。

例如，分类单元54基于每个测试模式信号的当前位的值(1或0)生成两个类码。例如，在每个测试模式信号是5位的信号的情况下，分类单元54基于该信号的位的值生成32(＝2⁵)个类码。

使用从学习对存储单元53提供的教师数据和学生数据，学习单元55针对分类单元54执行分类得到的每一类使用最小二乘法进行学习，并且获得延迟分布图。学习单元55相互关联地输出逐类获得的延迟分布图和代表该类的类码。

下文将参照图15、16A和16B说明学习单元55执行的学习。

参照图15，将说明学习单元55执行学习过程中使用的最小二乘法的概念。

在图15中，横坐标轴代表学生数据，纵坐标轴代表教师数据。图15示出相互关联的学生数据和教师数据代表的七个点，和最好地拟合这七个点的直线。该直线用以下使用预测值y’、学生数据x以及系数a和b的线性预测方程表示：

y’＝a·x+b    ...(1)

假设由方程(1)获得的预测值y’与教师数据y之间的预测误差e为e＝y-y’，则用E表示的预测误差的平方误差的和可被表示为：

E＝∑_samples(y-a·x-b)²    (2)

其中samples代表样本的数量。

在图15内所示的示例中，样本的数量为7。

最小二乘法是一种获得使方程(2)内的平方误差的和E最小的系数a和b方法。特别地，对方程(2)执行运算以便对系数a和b的偏微分为零，如下所述：

$\frac{\∂E}{\∂a}=0...\left(3\right)$

$\frac{\∂E}{\∂b}=0...\left(4\right)$

由于等式(3)和(4)是线性方程，所以可从方程(3)和(4)获得系数a和b。

使用如上所述的最小二乘法，学习单元55获得延迟分布图。

现在参照图16A和16B，说明学习单元55执行的学习中使用的教师数据和学生数据。

图16A示出从测试模式信号“1，0，0，0，0”得到的当前位的波形。图16B示出从测试模式信号“1，1，1，1，0”得到的当前位的波形。如图16A和16B所示，如果没有受在当前位之前传输的位的延迟传输的影响，则当前位的波形是直线(理想波形)。但是，在壳体内使用无线通信实际接收到的波形失真。

测试模式信号“X₀，X₁，X₂，X₃，X₄”的位的值被用作学生数据。通过在壳体内使用无线通信实际接收测试模式信号“X₀，X₁，X₂，X₃，X₄”获得的当前位的波形例如在500个点处被采样，并且这些样本值“y₀，y₁，y₂，...，y₄₉₉”被用作教师数据。

给定用于从学生数据x₀到x₄获得预测值y’的预测系数C_0，0，C_0，1，...，C_1，0，C_1，1，...，C_499，4，用于获得预测值y’的预测方程表示如下：

y₀’  ＝c_0，0×x₀+c_0，1×x₁+c_0，2×x₂+c_0，3×x₃+c_0，4×x₄

y₁’  ＝c_1，0×x₀+c_1，1×x₁+c_1，2×x₂+c_1，3×x₃+c_1，4×x₄

y₂’  ＝c_2，0×x₀+c_2，1×x₁+c_2，2×x₂+c_2，3×x₃+c_2，4×x₄

·    ＝···  ···  ···   ···    ···

·    ＝···  ···  ···   ···    ···

y₄₉₉’＝c_499，0×x₀+c_499，1×x₁+c_499，2×x₂+c_499，3×x₃+c_499，4×x₄

                                               ...5)

预测系数c的下标包括在逗号左边的下标0到499和在逗号右边的下标0到4。下标0到499示出预测系数和当前位的波形的相位位置(500个采样点)之间的对应关系。下标0到4示出预测系数与学生数据x₀到x₄之间的对应关系。

使用方程(5)的对应一个获得的在每个相位位置n处的预测值y_n’与教师数据y_n之间的预测误差e_n被表示为：

$e_n=y_n-{y_n}^{,}=y_n-{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^4{c}_{n,i}\·x_i...\left(6\right)$

通过将使用方程(6)获得的预测误差e_n相加得到的平方误差的和E_n表示如下，其中E_n的个数对应于教师数据y_n相对于学生数据x₀到x₄被采样的次数：

$E_n={\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}{e_n}^2$

$={\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}{(y_n-{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^4{c}_{n,i}\·x_i)}^2$

$={\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}({y_n}^2-2\·y_n\·{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^4{c}_{n,i}\·x_i+{({\mathrm{\Σ}}_{i=0}^4{c}_{n,i}\·x_i)}^2)...\left(7\right)$

其中samples是被提供给学习单元55的成对的学生数据和教师数据的数量。

例如，在如图16A和16B中所示，每个测试模式信号是5位的信号，并且当前位的波形在500个点处被采样的情况下，samples为2500。

学习单元55执行使得在使用方程(7)获得的平方误差的和E_n的预测系数C_n，i的情况下所有偏微分都为0的操作，即，求解预测系数c_n，i的操作，从而以下方程为真：

$\frac{\∂E_n}{\∂c_{n,i}}=2{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}\frac{\∂e_n}{\∂c_{n,i}}{e}_n=2{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}{x}_i\·e_n$

$=2{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}(x_i\·(y_n-{\mathrm{\Σ}}_{j=0}^4{c}_{n,j}\·x_j))=0...\left(8\right)$

展开方程(8)以得到：

${\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}{\mathrm{\Σ}}_{j=0}^4{x}_i\·x_j\·c_{n,j}={\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{samples}}{y}_n\·x_i...\left(9\right)$

对于方程(9)，学习单元55执行操作以求解预测系数C_n，i，以便全部2500个方程(n＝0到499，并且i＝0到4)都为真。给定s为样本，并且将方程(9)表示为行列式，从而方程(9)中的所有n＝0到499且i＝0到4被表示为：

$\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_4\\ {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_4\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}{c}_{\mathrm{0,0}}& c_{\mathrm{1,0}}& ...& c_{\mathrm{499,0}}\\ c_{\mathrm{0,1}}& c_{\mathrm{1,1}}& ...& c_{\mathrm{499,1}}\\ ...& ...& ...& ...\\ c_{\mathrm{0,4}}& c_{\mathrm{1,4}}& ...& c_{\mathrm{499,4}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_0& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_{499}\·x_0\\ {\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_1& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_{\text{499}}\text{\·}{x}_1\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ {\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_4& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_4& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_4& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_{499}\·x_4\end{array}\right]...\left(10\right)$

当方程(10)被表示为A·W＝B时，用从学习对存储单元53提供给学习单元55的学生数据和教师数据代入矩阵A和矩阵B。因此，矩阵A和矩阵B已知，并且预测系数C_n，i代表的矩阵W未知。

学习单元55将从学习对存储单元53提供的学生数据和教师数据代入(补充)到方程(10)，并且通过使用普通矩阵解法，例如扫描法(sweeping out method)，获得矩阵W，来获得预测系数C_n，i，即延迟分布图。

方程(10)是用于分类单元54执行分类而得到的特定类的方程。因此，在执行分成m类的情况中，学习单元55必须逐类准备m个行列式。

LSI电路17’可通过使用学习对计算操作，有效地获得预测系数C_n，i，该学习对的数量满足预测系数C_n，i的数量并且对应于足够的样本数量。但是，即使学习对的样本的数量小时，可通过使用某种约束条件获得矩阵W来获得预测系数C_n，i。

图17是使用LSI电路17’通过使用最小二乘法学习获得延时分布图的过程的流程图。

在从另一个LSI电路17传输测试模式信号，并且天线16接收该测试模式信号并且将该测试模式信号提供给接收机51的情况下，在步骤S21，接收机51从天线16接收到的测试模式信号中获得当前位的信号值，即教师数据，并且将该教师数据提供给学习对存储单元53。

在步骤S21内的处理之后，流程前进到步骤S22。当接收机51获得当前位的信号值时，控制器52生成与从其他LSI电路17传输的测试模式信号相同的信号，即学生数据，并且将该学生数据提供给学习对存储单元53。流程前进到步骤S23。

在步骤S23，学习对存储单元53相互关联地存储在步骤S21中从接收机51提供的教师数据，和在步骤S22中从控制器52提供的学生数据。

在步骤S23中的处理之后，流程前进到步骤S24，并且学习对存储单元53将用作学生数据的测试模式信号提供给分类单元54。分类单元54基于该测试模式信号将该测试模式信号分成预定的类，并且将表示该测模式数据被分成的类的类码提供给学习单元55。流程前进到步骤S25。

在步骤S25，学习对存储单元53将相互关联的教师数据和学生数据提供给学习单元55，并且学习单元55将该学生数据和教师数据代入方程(10)。

在步骤S25中的处理之后，流程前进到步骤S26，并且学习单元55确定是否已提供用于学习的所有学生数据和教师数据。

在学习单元55在步骤S26中确定用于学习的所有学生数据和教师数据都已被提供，即所有值都已被代入该学生数据和教师数据应该被代入的矩阵的情况下，流程前进到步骤S27。在学习单元55在步骤S26中确定用于学习的学生数据和教师数据还未被全部提供的情况下，流程返回步骤S21，并且从步骤S21前进重复上述处理。

在步骤S27，学习单元55使用一般矩阵解法，例如扫描法，来获得由方程(10)中的预测系数C_n，i代表的矩阵，并且作为结果输出获得的预测系数作为延迟分布图。过程结束。

如上所述，可通过使用最小二乘法学习来获得延迟分布图。

通过基于以此方式获得的延迟分布图来估计在壳体内使用无线通信接收到的信号的波形的失真，可非常准确地检查通信系统。

例如，当设计通信系统时，应检查天线的排列以抑制信号失真，或者不允许在导致大信号失真的位模式的情况下传输信号。

在壳体内执行无线通信的接收机LSI电路基于延迟分布图估计信号的波形的失真，并且基于该估计的波形确定位值，从而准确确定位值并提高通信质量。在壳体内执行无线通信的发射机LSI电路基于延迟分布图估计接收机LSI电路接收到的信号的失真，并且执行预加重处理以便抑制失真的生成，从而提高通信质量。

由于可基于延迟分布图消除信号恶化，所以不必通过例如在壳体的内部放置电磁波吸收体来抑制由无线电波干扰导致的信号恶化。与其中在信号处理设备的壳体的内部放置电磁波吸收体的情况相比，可降低生产成本。即使在设计通信系统时使用电磁波吸收体，仍可基于延迟分布图检查电磁波吸收体的安置以有效地抑制由无线电波干扰导致的信号恶化。

在相关领域的无线通信中，例如，必须在包中插入已知数据以便确保通信质量。由于可基于延迟分布图提高通信质量，所以不必须插入已知数据。结果，可减少包开销，并且可执行高速通信。

在使用多个LSI电路执行通信的情况下，即，例如在使用图2内所示的LSI电路17A到17E执行通信的情况下，LSI电路17A到17E的每一个均获得其它LSI电路中的每一个的延迟分布图。例如，LSI电路17A到17E的每一个具有它自己的系数，并且LSI电路17A到17E的每一个相互关联地存储其他LSI电路的系数和用于从其它LSI电路接收信号的延迟分布图。LSI电路17A到17E的每一个使用与已经传输信号的LSI电路的系数相关联的延迟分布图执行通信，从而执行高质量的通信。

在此实施例中，所有位为零的信号被用作基准测试模式信号，并且其中一个位为1的信号被用作其它测试模式信号。可选择地，例如所有位为1的信号可被用作基准测试模式信号，而其中一个位为零的信号被用作其它测试模式信号。

上述一系列过程可使用硬件或软件执行。如果使用软件执行该一系列过程，则构成该软件的程序可被从程序记录介质安装在专用硬件内包含的计算机上，或者例如能够使用被安装在其上的各种程序执行各种功能的通用个人计算机上。

图18是使用程序执行前述一系列过程的个人计算机的示例性结构的框图。中央处理器(CPU)101根据只读存储器(ROM)102或存储单元108内存储的程序执行各种过程。必要的话，随机存取存储器(RAM)103存储被CPU 101执行的程序和数据。CPU 101、ROM102和RAM 103通过总线104互连。

CPU 101经由总线104连接到输入/输出接口105。输入/输出接口105连接到包括键盘、鼠标、麦克风等等的输入单元106，和包括显示器、扬声器等等的输出单元107。CPU 101根据从输入单元106输入的指令执行各种过程。CPU 101将过程的结果输出给输出单元107。

连接到该输入/输出接口105的存储单元108包括例如硬盘，并且存储被CPU 101执行的程序和各种数据。通信单元109经由网络，例如因特网或局域网(LAN)，与外部设备通信。

程序可经由通信单元109获得并且被存储在存储单元108内。

连接到输入/输出接口105的设备110在可取出介质111安装在其上时驱动该可取出介质111，例如磁盘、光盘、磁光盘，或半导体存储器，并且获得该可取出介质111内存储的程序和数据。获得的程序和数据被传递给存储单元108，并且必要的话，可被存储在存储单元108内。

如图18所示，存储将被安装在计算机内并且被计算机执行的程序的程序记录介质包括可取出介质111，该可取出介质111是包含磁盘(包括软盘)、光盘(包括光盘只读存储器(CD-ROM)和数字通用光盘(DVD))、磁光盘，或半导体存储器的封装介质，临时或永久地存储程序的ROM 102，和构成存储单元108的硬盘。必要的话，程序使用有线或无线通信介质，例如LAN、因特网或数字卫星广播，经由通信单元109被存储在该程序记录介质内，该通信单元109是接口，例如路由器或调制解调器。

除了使用每个码元传输一个位的调制方案的装置之外，本发明的实施例还可应用于使用每个码元传输多个位的调制方案，例如正交相移键控(QSPK)或8-相相移键控(8PSK)的装置。

本发明的实施例不仅可应用于在装置的壳体内执行的无线通信，而且如果延迟分布图恒定，则可应用于在户外执行的无线通信。当使用以下装置经由电缆传输信号时，在该装置中信号从电缆的一端反射，并且由于将被传输的信号和反射信号而发生信号失真，可通过将本发明的实施例应用于该装置来提高通信质量。

参照前述附图说明的步骤可包括按流程图中所示的顺序依次执行的步骤，以及不一定依次执行而是并行或者单独执行的步骤(例如并行处理或面向对象的处理)。

本发明包含与2006年12月26日在日本专利局提交的日本专利申请JP 2006-350355相关的主题，通过引用将其全部合并于此。

本领域技术人员应理解，可根据设计要求和其它因素做出许多修改、组合、子组合和变型，并且它们都在所附权利要求及其等同物的范围内。

Claims (5)

1.一种被配置成处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号的信号处理设备，该信号处理设备包括：

接收装置，用于经由该传输路径接收测试信号，该测试信号是包括被设定为预定值的码元的信号；

获得装置，用于从该接收装置接收到的测试信号中获得该特定码元的信号值；和

特性计算装置，用于基于由该获得装置从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

2.根据权利要求1的信号处理设备，其中所述特性计算装置包括：

存储部件，用于存储从所述多个测试信号中用作预定基准的基准测试信号获得的信号值所代表的波形，和

减法部件，用于用从所述多个测试信号中除该基准测试信号之外的测试信号中获得的信号值所代表的波形减去该存储部件内存储的波形，并且获得作为该减法的结果产生的波形作为该失真特性。

3.根据权利要求1的信号处理设备，其中该特性计算装置包括：

分类单元，被配置成基于所述多个测试信号中的每一个的码元的值，将所述多个测试信号分成预定类，和

学习单元，被配置成通过基于在学习该失真特性的过程中用作学生的学生数据和用作教师的教师数据，对由该分类单元执行分类而分成的每一类使用最小二乘法进行学习，来获得该失真特性，该学生数据是所述多个测试信号中的每一个的码元的值，而该教师数据是由该获得装置获得的、所述多个测试信号中的每一个的特定码元的信号值。

4.根据权利要求1的信号处理设备，还包括：组合装置，用于组合所述特性计算装置从所述多个测试信号中获得的失真特性，并且估计包含被设定为任意值的码元的信号的特定码元的信号值所代表的波形的失真，该失真是由在该特定码元之前传输的码元导致的。

5.一种用于处理经由根据在特定码元之前传输的码元的值使所述特定码元的信号值所代表的波形产生固定失真的传输路径传输的信号的信号处理方法，该信号处理方法包括以下步骤：

从测试信号中获得该特定码元的信号值，该测试信号是经由该传输路径接收的并且是包含被设定为预定值的码元的信号；以及

基于从多个测试信号中获得的信号值所代表的波形，根据在该特定码元之前传输的码元的值，计算该特定码元的信号值所代表的波形的失真特性。

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