CN104601512B - 一种检测相位调制信号载波频偏的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种检测相位调制信号载波频偏的方法及系统。该方法包括采样步骤，对所接收的频差信号进行采样并得到采样序列；自相关运算步骤，对该采样序列进行自相关运算，得到修正的自相关序列；截取步骤，从修正的自相关序列截取一个截短自相关序列；频偏估计步骤，对截短自相关序列做DFT变换，再从DFT变换序列中通过计算频偏修正值的方法，实现对载波频偏的准确估计。针对低信噪比条件下的突发相位调制信号，利用该方法能够在短时间内完成频偏检测，并具有很高的频率分辨精度。

Description

一种检测相位调制信号载波频偏的方法及系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是涉及一种检测相位调制信号载波频偏的方法及系统。

背景技术

在无线电通信、导航以及雷达信号处理中，由于多普勒效应、通信双方的发射机与接收机不同源等原因，接收方实际接收到的来自发方的通信信号载波频率，与接收方本地产生的载波频率之间通常存在偏差，称之为载波频偏。由于存在载波频偏，致使接收端无法建立相干解调，因此对载波频偏进行估计就显得至关重要。尤其是在突发通信中，为了提高帧效率，需要尽可能压缩导频信号的长度，因此往往需要在极短的时间内完成载波频偏估计。此外，在远距离(比如卫星通信、深空通信)、遮蔽、室内以及干扰条件下，接收到的信号极其微弱。随着高效编码技术的发展，信号的解调门限已越来越低，精确的载波同步技术已成为实现相干解调的一个瓶颈。

因此，研究低信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)条件下，突发信号载波频偏的检测方法就具有非常重要的现实意义。这种载波频偏检测需要在短时间内、低信噪比条件下完成，并且对检测的频率分辨精度、频偏变化范围等指标都有较高要求时，就需要提供具有针对性的通信信号载波频偏检测方法。

相关技术领域的专利文献有：申请号为“201010188604.5”的发明专利申请“一种测量和补偿卫星通信链路载波频偏的方法”，该文献中测量载波频偏的方法中包括将“接收到的载波信号中的I、Q两路基带信号进行匹配滤波和去调制处理；将去调制处理后的基带信号分别与不同频率的正交载波信号分别进行相关运算”，然后找出“相关运算结果中相关度的极大值点，并对所述极大值点附近的频率进行细分，以细分后的频率重新构建不同频率的正交载波并进行相关运算”，“重复上述相关运算，直到找到相关度的最大值点，所述最大值点对应的频率作为载波频偏的大小”。可以看出，该文献中相关运算的对象是“去调制处理后的基带信号”和“不同频率的正交载波信号”，然后通过不断细分频率来“构建不同频率的正交载波并进行相关运算”，直到找到“相关度的最大值点”对应的频率即为载波频偏。这种方法要通过多次重复细分频率来找到载波频偏，花费时间较多，难以满足对同步时间限制较为严格的应用场合。

申请号为201210303934.3的发明专利申请“一种频偏估计实现方法”，公开了对“输入的两路调制信号分别进行过采样获得两路过采样后的调制信号”，“将两路过采样后的调制信号组成复数序列，对该复数序列进行平方运算或四次方运算”，然后“进行复数FFT运算；获得复数FFT运算结果；对复数FFT运算结果进行实、虚部平方和运算；在实、虚部平方和运算的结果中搜索最大值，并确定最大值所在位置；根据最大值所在位置进行频率映射，输出所估计的频偏值”。可以看出，该文献中的对采样后的调制信号进行了平方运算或四次方运算，再通过复数FFT运算，对运算结果取实、虚部平方和，然后在实、虚部平方和运算的结果中搜索最大值，并进行频偏估计。这种方法是在FFT运算结果中找最大值来确定频偏，对频偏的估计精度受到符号速率和FFT运算点数的限制，即在符号速率和FFT运算点数确定的情况下，频偏的估计精度难以提高。

为此，需要提供一种载波频偏检测方法及系统，特别是针对相位调制信号，能够在较短的时间内完成频偏检测，检测的频偏值要有较高频率分辨精度，并且这种检测能够适应较低的信噪比条件。

发明内容

本发明主要解决的技术问题是针对短时突发的相位调制信号，提供一种适应低信噪比条件，并具有较高频率分辨率精度的载波频偏检测方法及系统。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是：提供一种检测相位调制信号载波频偏的方法，在接收端，本地载波与接收到的该相位调制信号载波混频以后，得到频差信号，该方法包括：采样步骤，对该频差信号以符号速率f_s进行采样，得到数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1；自相关运算步骤，对该采样序列{z(k)}进行自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对r(x)向右平移L得到r(n)＝r(x+L)，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到修正自相关序列{r'(n)}；截取步骤，在该修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，构成数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1；频偏估计步骤，对该截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到该DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中的峰值序号l，再由该峰值X(l)，以及该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将该峰值序号l加上该频偏修正值δ，然后乘以该符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值。

在本发明检测相位调制信号载波频偏的方法的另一实施例中，该截短自相关序列{x(m)}的数目M与该采样序列{z(k)}的数目L的关系是：M＝L、M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4。

在本发明检测相位调制信号载波频偏的方法的另一实施例中，该自相关运算步骤中的该修正系数w(n)是：

在本发明检测相位调制信号载波频偏的方法的另一实施例中，该频偏估计步骤中的该修正值δ是：

在本发明检测相位调制信号载波频偏的方法的另一实施例中，该相位调制信号是QPSK信号，该载波频偏Δf是200Hz，该符号速率f_s是4kHz，该采样序列长度L是128。

本发明还提供了一种检测相位调制信号载波频偏的系统，在该系统中在该系统中，本地载波与接收到的该相位调制信号载波混频以后，得到频差信号，其特征在于，该系统包括：采样单元，对该频差信号以符号速率f_s进行采样，得到并输出数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1；自相关运算单元，对该采样单元输出的该采样序列{z(k)}进行自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对r(x)向右平移L，得到{r(n)}＝{r(x+L)}，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到并输出修正自相关序列{r'(n)}；截取单元，对该自相关运算单元输出的该修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，输出数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1；频偏估计单元，对该截取单元输出的该截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到该DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中的序号l，再由该峰值X(l)，以及该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将该峰值序号l加上该频偏修正值δ，然后乘以该符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值。

在本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的另一实施例中，该截取单元中的该截短自相关序列{x(m)}的数目M与该采样单元中的该采样序列{z(k)}的数目L的关系是：M＝L、M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4。

在本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的另一实施例中，该自相关运算单元中的该修正系数w(n)是：

在本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的另一实施例中，该频偏估计单元中的该修正值δ是：

在本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的另一实施例中，该相位调制信号是QPSK信号，该载波频偏Δf是200Hz，该采样单元的该符号速率f_s是4kHz，该采样序列长度L是128。

本发明的有益效果是：利用该检测相位调制信号载波频偏的方法及系统，通过采集频差信号后作自相关运算，然后修正和截短自相关序列，再进行DFT变换后，修正频偏估计值，能够提高对载波频偏估计的准确度，适应短时间内、低信噪比条件下的载波同步要求，并具有节省硬件资源、检测率高、适用性广等优势。

附图说明

图1是根据本发明检测相位调制信号载波频偏的方法一实施例的流程图；

图2是根据本发明检测相位调制信号载波频偏的方法一实施例中频偏修正的原理示意图；

图3是根据本发明检测相位调制信号载波频偏的方法一实施例的频偏检测性能分析图；

图4是根据本发明检测相位调制信号载波频偏的系统一实施例的结构图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

对于突发的无线通信信号，在发端发出信号后，为了便于收端能够快速实现同步，发端通常在信号的初始阶段发出辅助引导数据。例如，卫星通信中调制方式为相位调制信号，即MPSK(多相移键控)，如BPSK、QPSK、8PSK调制信号等，在信号发出的初始阶段发出短时连续的“1”或连续的“0”作为辅助引导数据，这样保证了调制数据的单一性，使得发出的调制信号呈现为不受调制数据影响且相位连续的载波特征，实际上也可以认为在该阶段发出的连续的“1”或“0”数据是没有调制信息或者是去调制信息的，这样便于收端进行载波同步。需要说明的是，本发明检测载波频偏的方法和系统就是以检测这种突发短时、具有辅助引导数据的相位调制信号为基础。

另外，在接收端对接收到的通信信号通常要进行一次或多次下变频，再在低中频上进行混频解调。这里进行了简化，就是直接对接收端接收到的已完成下变频的通信信号，用本地载波对其进行混频，得到频差信号，如果能够对该频差信号进行准确检测，那么就是对通信信号载波相对于本地载波偏差的准确检测。

针对相位调制信号，即MPSK调制信号，假设接收机本地参考频率与载波频率的偏差为ΔfHz。通常经过匹配滤波和采样后，得到的第k个符号模型为：

式中，{c_k}为幅度为1的符号序列，表示在初始同步阶段使用了辅助数据用以频偏检测，Δf为实际载波频偏，T_s为符号周期，θ为载波初始相位，{n_k}为0均值、独立同分布的复高斯随机变量。在有数据辅助的情况下，{c_k}为已知序列。在符号同步的情况下，显然可以将x(k)乘以(为c_k的共轭)去除符号带来的影响。记：

则：

式中其与n(k)具有相同的统计特性。对突发信号而言，假定用于频率估计或频偏检测的信号时长为T，其符号速率f_s＝1/T_s，则可供使用的样点数为：L＝T/T_s＝Tf_s，换言之，频偏检测也就是利用混有噪声的L个连续采样点{z(k),0≤k≤L-1}，得到频偏估计值

参考图1所示的根据本发明检测相位调制信号载波频偏的方法一实施例的流程图。

首先，在接收端，本地载波与接收到的相位调制信号载波混频以后，得到一个频差信号，该频差信号的频率值就是本地载波相对于所接收的相位调制信号载波的频偏值。因此，以下步骤主要是基于对该频差信号的频率值进行检测。

在采样步骤S11中，对该频差信号以符号速率f_s进行采样，得到数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1。这里，符号速率f_s应大于或等于待检测频偏值的最大值的2倍。例如，若最大频偏为5kHz，则相应的符号速率f_s应大于10kHz。

然后，进入自相关运算步骤S12，对该采样序列进行{z(k)}自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对该自相关序列向右平移L，得到r(n)＝r(x+L)，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到修正自相关序列{r'(n)}。其中，z^*(k)表示z(k)的共轭。

这里，对自相关序列{r(n)}进行修正，其目的是为了在后续步骤中能够降低噪声带来的不利影响，提高低信噪比条件下的频偏检测概率。这里，选择自相关序列{r(n)}中的r(L)为中心，并且r(L)所乘的修正系数最小，然后以r(L)为中心，对其两侧的各序列值乘以其他修正系数。作为一个优选实施例，选择的修正系数为：

这样，自相关序列{r(n)}乘以修正系数后得到的修正自相关序列{r'(n)}为：

修正系数还可以选择另一个优选实施例，即：

由此，自相关序列{r(n)}与该修正系数相乘后得到的修正自相关序列{r'(n)}为：

然后，进入到截取步骤S13，在该修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，构成数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1。

若在自相关运算步骤S12中选择修正自相关序列{r'(n)}为：

若M＝2，可得截短自相关序列{x(m)}是：

若M＝4，可得截短自相关序列{x(m)}是：

若M＝L，可得截短自相关序列{x(m)}是：

以此类推，可以得到M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4等不同长度的截短自相关序列{x(m)}。这里，优选M＝L，则截短自相关序列{x(m)}满足x(m)＝r'(m+L/2)，0≤m≤L-1。

选取不同长度的截短自相关序列{x(m)}对频偏检测将产生不同的技术效果，在后面的仿真验证中对此将进一步说明，但基本特性是在对修正自相关序列{r'(n)}截短后，并不影响修正自相关序列中{r'(n)}用于频偏检测的有效成分，并且还减少了用于频偏检测的序列长度，有利于降低计算量，提高检测效率。

接着进入频偏估计步骤S14，对该截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到该DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中的峰值序号l，再由该峰值X(l)，以及该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将该峰值序号l加上该频偏修正值δ，然后乘以该符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值。

其中，频偏修正值δ的一个优选实施例是：

其中，Re[]表示取实部，这是由于经过DFT变换后所得序列{X(m)}是复数序列，由此得到的频偏估计值是：

通过计算频偏修正值δ，可以提高对频偏估计的准确度，图2所示的频偏修正实施例原理图能够说明这种技术效果。从图2可以看出，通过DFT变换后得到序列{X(m)}中的峰值是X(l)，但该峰值X(l)所在位置l并不是频偏的最佳估计位置，这是因为DFT变换所得的序列是离散的，各个序列值对应的频率值只能是f_s/M的整数倍。如图2所示，|X(l)|虽然是序列{X(m)}中最大峰值，但lf_s/M却不是最佳估计频偏值，该最佳频偏值是图2中l_peak对应的频偏值，即l_peakf_s/M，l_peak＝l+δ。因此，频偏修正值δ对于提高频偏估计的准确度具有重要作用。

频偏修正值δ的另一个优选实施例是：

这样，得到的频偏估计值是：

以下通过仿真来验证本发明检测相位调制信号载波频偏方法实施例的技术效果。仿真条件：假设接收到的突发信号采用QPSK调制，用于载波频偏估计的信号时长T是32ms，载波频偏Δf是200Hz，符号速率f_s是4kHz，采样序列长度L是128，修正系数w(n)选择：

频偏修正值δ选择：

利用Matlab软件对该方法实施例进行10000次蒙特卡洛仿真，仿真结果如图3所示。

图3给出了对截短自相关序列{x(m)}在不同长度条件下的频偏估计性能。图3中的估计精度用归一化均方根误差(Normal Root Mean Square Error，NRMSE)来衡量。其中，归一化均方根误差定义是：

该定义式中N_e为实验次数，表示第i次频偏估计实验结果，Δf为实际频偏。图3中E_b/N₀是每比特信号能量与噪声功率密度之比，用于表示信噪比。

由图3可以看出，随着截短自相关序列{x(m)}中自相关样点数的增加，即截短自相关序列{x(m)}的数目M增大，估计精度不断提高，即归一化均方根误差NRMSE(Normal RootMean Square Error)值减小。例如在图3中，在信噪比E_b/N₀＝-6dB时，截短长度M＝L/4时，频偏估计精度NRMSE明显大于10^-2，而当截短长度M＝4L/5时，频偏估计精度NRMSE显然小于10^-2，当然，截短长度增加，导致计算量增加，在实际使用中，可以酌情在频偏估计精度和计算量之间进行权衡选择。不过，当截短长度M≥L以后，频偏估计的性能提升不明显。对于信噪比而言，当NRMSE小于10^-1时，在不同截断长度条件下，E_b/N₀均可达到-8dB以下，因此能够适用于在低信噪比条件下检测频偏。

本发明还提供了一种检测相位调制信号载波频偏的系统。请参见图4，为本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的一实施例的结构图。

在图4中，采样单元101对输入的频差信号以符号速率f_s进行采样，得到并输出数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1。采样通常是由A/D器件，即模/数转换器来完成。

自相关运算单元102，对采样单元101输出的该采样序列{z(k)}进行自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对该自相关序列向右平移L，得到{r(n)}＝{r(x+L)}，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到并输出修正自相关序列{r'(n)}。

自相关运算单元102的修正系数w(n)是：

或者

截取单元103，对自相关运算单元102输出的修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，输出数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1。

作为优选实施例，截取单元103中的截短自相关序列{x(m)}的数目M与采样单元101中的采样序列{z(k)}的数目L的关系是：M＝L、M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4。

频偏估计单元104，对截取单元103输出的截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到该DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下该峰值X(k)在该DFT变换序列{X(m)}中的序号l，再由该峰值X(l)，以及该峰值X(l)在该DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将该峰值序号l加上该频偏修正值δ，然后乘以该符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值。

作为优选实施例，频偏估计单元104中修正值δ是：

或者

作为本发明检测相位调制信号载波频偏的系统的优选实施例，其中相位调制信号是QPSK信号，载波频偏Δf是200Hz，采样单元101的符号速率f_s是4kHz，采样序列长度L是128。

需要说明的是，上述本发明检测相位调制信号载波频偏的系统实施例中各单元的信息交互、执行过程等内容由于与前文本发明检测相位调制信号载波频偏的方法中各步骤之间的作用关系基于同一构思，具体内容可参见本发明检测相位调制信号载波频偏的方法实施例中的叙述，此处不再赘述。

通过上述方式，本发明检测相位调制信号载波频偏的方法及系统基于频差信号进行采样和自相关运算，构建经过修正和截短的自相关序列，并进行DFT变换，再从DFT变换序列中通过计算频偏修正值的方法，实现对载波频偏的准确估计，保证了在短时间内、较少数据量的条件下快速、准确获得载波频偏结果，进而减少了载波同步时间，在低信噪比条件下，对突发信号的载波频偏估计具有明显优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (6)

1.一种检测相位调制信号载波频偏的方法，在接收端，本地载波与接收到的所述相位调制信号载波混频以后，得到频差信号，其特征在于，所述方法包括：

采样步骤，对所述频差信号以符号速率f_s进行采样，得到数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1；

自相关运算步骤，对所述采样序列{z(k)}进行自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对r(x)向右平移L得到r(n)＝r(x+L)，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到修正自相关序列{r'(n)}，所述修正系数w(n)是：

截取步骤，在所述修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，构成数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1；

频偏估计步骤，对所述截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到所述DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下所述峰值X(l)在所述DFT变换序列{X(m)}中的峰值序号l，再由所述峰值X(l)，以及所述峰值X(l)在所述DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将所述峰值序号l加上所述频偏修正值δ，然后乘以所述符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值，所述修正值δ是：

Re[]表示取实部。

2.根据权利要求1所述检测相位调制信号载波频偏的方法，其特 征在于，所述截短自相关序列{x(m)}的数目M与所述采样序列{z(k)}的数目L的关系是：M＝L、M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4。

3.根据权利要求1或2所述检测相位调制信号载波频偏的方法，其特征在于，所述相位调制信号是QPSK信号，所述载波频偏Δf是200Hz，所述符号速率f_s是4kHz，所述采样序列长度L是128。

4.一种检测相位调制信号载波频偏的系统，在所述系统中，本地载波与接收到的所述相位调制信号载波混频以后，得到频差信号，其特征在于，所述系统包括：

采样单元，对所述频差信号以符号速率f_s进行采样，得到并输出数目为偶数L的采样序列{z(k)}，0≤k≤L-1；

自相关运算单元，对所述采样单元输出的所述采样序列{z(k)}进行自相关运算，得到自相关序列{r(x)}，-L<x≤L-1，对r(x)向右平移L，得到{r(n)}＝{r(x+L)}，0<n≤2L-1，再乘以修正系数w(n)，得到并输出修正自相关序列{r'(n)}，所述修正系数w(n)是：

截取单元，对所述自相关运算单元输出的所述修正自相关序列{r'(n)}中截取中间一段，输出数目为偶数M的截短自相关序列{x(m)}，并且满足x(m)＝r'(m+L-M/2)，0≤m≤M-1，0<M<2L-1；

频偏估计单元，对所述截取单元输出的所述截短自相关序列{x(m)}进行DFT变换，得到DFT变换序列{X(m)}＝DFT[{x(m)}]，0≤m≤M-1，找到所述DFT变换序列{X(m)}中的峰值X(l)＝max|X(m)|，并记下所述峰值X(l)在所述DFT变换序列{X(m)}中的序号l，再由所述峰值X(l)，以及所述峰值X(l)在所述DFT变换序列{X(m)}中前后相邻的两个值X(l+1)和X(l-1)，计算得到一个频偏修正值δ，再将所述峰值序号l加上所述频 偏修正值δ，然后乘以所述符号速率f_s与M的比值，即(l+δ)f_s/M为频偏估计值，所述修正值δ是：

Re[]表示取实部。

5.根据权利要求4所述检测相位调制信号载波频偏的系统，其特征在于，所述截取单元中的所述截短自相关序列{x(m)}的数目M与所述采样单元中的所述采样序列{z(k)}的数目L的关系是：M＝L、M＝1L/4、M＝1L/2、M＝3L/4、M＝5L/4、M＝3L/2或者M＝7L/4。

6.根据权利要求5所述检测相位调制信号载波频偏的系统，其特征在于，所述相位调制信号是QPSK信号，所述载波频偏Δf是200Hz，所述采样单元的所述符号速率f_s是4kHz，所述采样序列长度L是128。