CN101212439A - 一种带限帧同步序列生成及检测设备与方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种带限帧同步序列生成及检测设备和相应的生成和检测方法。该生成设备包括：频域随机复序列生成装置、频－时域变换器和时域组帧器；该检测设备包括：帧粗同步与分数频偏估计装置、分数频偏补偿装置、频域随机复序列生成装置和帧精同步与整数频偏估计装置。该生成方法为，在频域产生随机复序列并进行定位后进行频时变换，得到带限帧同步序列；该检测方法为，对输入的时域信号进行分数频偏补偿，用所述生成方法得到的带限时域同步序列计算经分数频偏补偿的时域信号的整数频偏估计值和帧同步位置。本发明的设备和方法所产生的帧同步序列的带宽小于数字广播系统的采样率，并可根据传输带宽要求灵活配置，可以广泛应用于各广播领域。

Description

一种带限帧同步序列生成及检测设备与方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其是涉及一种带限帧同步序列生成及检测设备与方法。

背景技术

数字广播具有覆盖面广、节目容量大等优点，最大的特点就是具有广播性，一点对多点、一点对面，广播信息的成本与用户数量无关。因此，数字广播作为信息通信业的一个重要组成部分，在国家信息基础设施建设、实现普遍服务和国家信息安全战略中具有重要地位。

为了便于数字广播系统中的接收机实现帧同步捕获和初始频偏估计等功能，通常需要在信号帧中加入一段已知的随机序列。

在OFDM系统中，采样率常常高于系统带宽，例如10MHz采样率的系统带宽为8MHz。而通常的随机序列发生装置是直接在时域上产生随机序列，例如采用m序列发生器产生了m序列x(n)后，再使用BPSK映射的方式产生时域随机序列，如果系统采样率为10MHz，该时域随机序列的带宽至少为10MHz，超过了系统的带宽限制。

发明内容

为了解决上述问题，在基于OFDM的数字广播系统中，对于发射机，需要采用新的方法生成随机序列，对于接收机，则需要通过对该随机序列的检测实现帧同步和初始频偏估计。

为此，本发明一方面提出了一种带限帧同步序列生成设备，包括：

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

频-时域变换器，用于将上述频域随机复序列进行频时变换，得到带限时域同步序列；

时域组帧器，用于将上述时域同步序列进行信号组帧；

本发明另一方面提出了一种带限帧同步序列检测设备，其包括：

帧粗同步与分数频偏估计装置，用于计算所输入的时域信号的分数频偏估计值和帧粗同步位置；

分数频偏补偿装置，用于利用上述帧粗同步位置和分数频偏估计值对抽取的所述时域信号进行分数频偏补偿；

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

帧精同步与整数频偏估计装置，用于利用所述频域随机复序列生成装置生成的频域随机复序列计算由所述分数频偏补偿装置输入的时域信号的整数频偏估计值和帧同步位置。

所述检测设备还包括加法器，用于将分数频偏估计值与整数频偏估计值相加得到所述时域信号的总载波频偏值。

本发明再一方面提出了一种带限帧同步序列生成方法，包括以下步骤：

通过频域随机复序列生成装置在频域产生随机复序列，并通过复序列定位装置将上述随机复序列在频域进行定位；

通过频-时域变换器将上述经定位的随机复序列进行频时变换，得到带限时域同步序列；

通过时域组帧器对上述时域同步序列进行信号组帧；

本发明又一方面提出了一种带限帧同步序列检测方法，包括以下步骤：

通过帧粗同步与分数频偏估计装置，以移位自相关的方式计算所输入的时域信号的帧粗同步位置和分数频偏估计值；

通过分数频偏补偿装置，利用上述帧粗同步位置以及分数频偏估计值对抽取的所述时域信号进行分数频偏补偿；

通过频域随机复序列生成装置在频域产生随机复序列，并通过复序列定位装置将上述随机复序列在频域进行定位，得到频域随机复序列；

通过帧精同步与整数频偏估计装置，利用上述频域随机复序列计算由所述分数频偏补偿装置输入的时域信号的整数频偏估计值和帧精同步位置。

所述检测方法还包括通过加法器将分数频偏估计值与整数频偏估计值相加得到所述时域信号的总载波频偏值。

所述检测方法中，频域复随机序列是通过将由移位寄存器生成的序列映射为复序列而得到的。

所述检测方法中，分数频偏估计和帧粗同步位置计算的步骤中还包括下列步骤：

在输入采样点序列中进行滑动相关窗抽取，将窗内的前半部分序列和后半部分进行相关，通过相关峰确定粗同步位置和分数频偏估计值。

所述检测方法中，整数频偏估计值和帧精同步位置计算的步骤中还包括下列步骤：

根据粗同步估计位置和预设定的提前量，抽取出带提前量的第2个同步序列时域信号，进行分数频偏补偿；

将经过分数频偏补偿的时域信号进行FFT变换得到的序列与根据整数频偏估计范围进行循环移位的所述频域随机复序列进行匹配，并进行IFFT变换，得到信道冲激响应；

计算所述信道冲激响应的功率的最大值与平均值，当该最大值与平均值的比值大于预定阀值，判断本次整数频偏估计和帧同步成功，并得到整数频偏估计值，当该最大值与平均值的比值没有大于预定阀值的情况，判断本次整数频偏估计失败，重新进行帧粗同步；

整数频偏估计和帧同步成功后，根据设定的强径门限值计算所述信道冲激响应的第1个强径的位置，通过第1个强径的位置和帧粗同步位置计算帧精同步位置。

本发明的带限帧同步序列生成及检测设备和方法可以广泛应用于卫星广播、地面无线广播、有线广播等各广播领域。

本发明的带限帧同步序列生成及检测设备和方法的有益效果在于：所产生的帧同步序列的带宽小于系统采样率，并可根据传输带宽要求灵活配置；该帧同步序列在时域、频域二维上均有很好的随机性特性；接收机通过时域移位进行自相关和时-频域变换，以较低的实现复杂度保证了在各种不同信道状况下的帧同步捕获概率和频偏估计精度。

附图说明

图1为本发明的带限帧同步序列生成设备的结构框图；

图2为本发明的频偏和帧同步检测设备结构图；

图3为广播系统中传输的数字信号的帧结构图；

图4为本发明实施例的带限帧同步序列生成设备配置结构图；

图5为本发明实施例中的生成m序列的移位寄存器结构图；

图6为本发明实施例中的帧粗同步的流程图；

图7为本发明实施例中的分数频偏估计的流程图；

图8为本发明实施例中的分数频偏补偿的流程图；

图9为本发明实施例中的整数频偏估计和帧精同步的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选实施例进行详细说明。

图1为本发明的带限帧同步序列生成设备结构框图，如图所示，频域随机序列生成装置产生频域复随机序列，频-时域变换器采用IFFT变换将频域随机序列变换到时域，时域组帧装置在帧中插入时域帧同步序列。

在采样率为10MHz，系统带宽为8MHz的广播系统中，每帧为25毫秒，包括250,000个采样点。每帧中包括2个完全相同的2048点的帧同步序列。该帧结构图见图3所示。如图所示，帧同步序列1与帧同步序列2完全相同。

两个同步序列均采用截短m序列和IFFT变换产生带宽为8M、无直流分量的带限随机序列，该带限随机序列生成设备配置结构图具体如图4所示，该序列装置包括复m序列生成器1、m序列定位器2以及IFFT变换器3。该带限随机序列的生成过程具体说明如下。

在复m序列生成器1中，通过生成多项式为x10+x9+1的移位寄存器生成m序列M(k)，其中0≤k≤2046，该移位寄存器如图5所示，该移位寄存器的初始状态为011 1010 1101。

然后将m序列映射为复m序列L(k)：

$L\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1+0j,& M\left(k\right)=0\\ -1+0j,& M\left(k\right)=1\end{array}\right.$

之后，通过m序列定位器2，根据信号带宽为8M、且无直流分量的要求，将m序列定位在频域的适当位置，得到频域复序列P(k)：

$P\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& k=0\\ L(k-1),& 1\≤k\≤768\\ 0,& 769\≤k\≤1279\\ L(k-512),& 1280\≤k\≤2047\end{array}\right.$

其后，使用IFFT变换器3将P(k)变换到时域，得到带限时域同步序列：

$l\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\left[P\left(k\right)\right]=\frac{\sqrt{2}}{64}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{2047}P\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/2048},$ 0≤n≤2047

最后，按照图3所示的帧结构对上述同步序列进行信号组帧。

同步序列检测包括帧粗同步与分数频偏估计、分数频偏补偿、帧精同步与整数频偏估计，如图2所示。下面是具体实施例。

帧粗同步与分数频偏估计的流程如图6和图7所示。

图6中，输入信号为(2.5*10⁵+4096-1)个一倍速率基带复信号，其中，4096为2个同步序列的长度。该信号中必包括2个相邻的完整的同步序列，算法步骤如下：

滑动窗抽取——以4096点为窗长，在输入的(2.5*10⁵+4095)个信号中滑动，抽取出2.5*10⁵种可能的连续2个同步序列集合s_i(k)，其中，i＝0，1，…，2.5×10⁵-1，k＝0，1，......4095。

窗内自相关函数——将上述滑动窗内的后2048点与前2048点做相关运算： $\mathrm{Corr}\left(i\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{2047}{s}_i^{*}\left(n\right)\×s_{i+2048}\left(n\right),$ i＝0，1，…，2.5×10⁵-1。

同步序列主径位置检测——检测自相关函数的峰值位置：

Main_path＝I||Corr(I)|²＝max{|Corr(i)|²}，i＝0，1…，2.5×10⁵-1

分数频偏估计值根据上述自相关函数峰值得到，流程如图7所示。得到分数频偏估计值为：

Δf₀＝arctan(imag(Corr(Main_path))，real(Corr(Main_path)))×f_s/2π/2048

分数频偏补偿的流程图如图8所示。

为了进行后面的整数频偏估计和帧精同步，需要抽取1个无符号间干扰的同步序列，先对其进行分数频偏补偿。帧粗同步中找到的主径位置Main_path实质上是第一个同步序列的粗略起始位置。为了避免上一帧信号的干扰，跳过第1个同步序列，取出第2个同步序列。

同时，为了避免主径前的超前径和滤波器产生的超前径的干扰，以及比较极端的两径信道中主径在后的情况发生，本实施例中将开窗的位置提前700点，即从s(0:2.5×10⁵+4094)中提取s(Main_path+2048-700：Main_path+4095-700)共2048个采样点，记为r_lsvnc(0:2047)。

载波分数频偏补偿过程为： $r_{\mathrm{lsync}}^{\′}\left(n\right)=r_{\mathrm{lsync}}\left(n\right)\×e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δ}{f}_0}{f_s}n},$ n＝0，1，…，2047

其中f_s是采样频率10MHz，处理过程如图8所示。

整数频偏估计与帧精同步流程图如图9所示。

由于自相关函数峰值的相位angle(Corr(Main_path))的变化范围为|-π，π)，分数频偏估计的范围|Δf₀|≤f_s/(2×2048)，当载波频偏不在此范围之内时，则需要进行整数频偏估计。

整数频偏估计在使用补偿了载波分数频偏之后的同步序列，进行时、频域处理后得到。算法步骤如下：

按照上述发射机方法，生成在频域定位之后的随机序列P(k)；

载波分数频偏补偿后的时域序列进行FFT，得到：

$q_f\left(k\right)=\mathrm{FFT}\left\{r_{\mathrm{Lsync}}^{\′}\left(n\right)\right\}={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{2047}{r}_{\mathrm{Lsync}}^{\′}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/2048},$ k＝0，1，…，2047；

根据整数频偏估计范围，对P(k)进行循环移位，得到：

$P_m\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{LRotate}(P\left(k\right),|m\left|\right),& m<0\\ \mathrm{RRotate}(P\left(k\right),|m\left|\right),& m\&GreaterEqual;0\end{array}\right.,$ k＝0，1，…，2047，m＝-max，-max+1，......max-1，max

当m＜0时对P(k)进行|m|点的左循环移位，当m≥0时对P(k)进行m点的右循环移位，max是整数频偏估计范围。不同的循环移位值m对应了不同的整数频偏估计值。

计算本次整数频偏估计条件下的信道冲激响应估计：

h_m(n)＝IFFT{q_f(k)×P_m(k)}，n＝0，1，......2047

计算信道冲激响应的功率的最大值与平均值：

peak＝max{|h(n)|²}，n＝0，1，......2047

$\mathrm{average}=\frac{1}{2048}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{2047}{\left|h\left(n\right)\right|}^2$

设定峰值功率与均值功率间的门限值ratio_pa(15dB)。若peak/average≥ratio_pa，则判断本次整数频偏估计和帧同步成功，整数频偏值为Δf₁＝f_s/2048×m，从而得到总载波频偏Δf＝Δf₀+Δf₁。

设定强径门限值ratio_strong(5dB)。找到功率大于peak/ratio_strong的第1个强径，假设其位置为index_strong，考虑到进行精帧同步和整数载波频偏估计时，所取出的序列是粗帧同步确定的第2个长同步序列提前700点，则帧精同步位置为：

pos_path＝Main_path+index_strong-700

若peak/average＜ratio_pa，则判断本次整数频偏估计失败，取下一个循环移位值m，再进行下一个整数频偏点的处理。

若所有m值全部扫完也未得到peak/average≥ratio的m值，则认为此次整数频偏估计失败，系统重新进入粗同步态。

本发明不局限于上述特定实施例子，在不背离本发明精神及其实质情况下，熟悉本领域技术人员可根据本发明作出各种相应改变和变形，但这些相应改变和变形都应属于本发明所附权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种带限帧同步序列生成设备，其特征在于，包括：

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

频-时域变换器，用于将上述频域随机复序列进行频时变换，得到带限时域同步序列；

时域组帧器，用于将上述时域同步序列进行信号组帧；

2.一种带限帧同步序列检测设备，其特征在于，包括：

帧粗同步与分数频偏估计装置，用于计算所输入的时域信号的分数频偏估计值和帧粗同步位置；

分数频偏补偿装置，用于利用上述帧粗同步位置和分数频偏估计值对抽取的所述时域信号进行分数频偏补偿；

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

帧精同步与整数频偏估计装置，用于利用所述频域随机复序列生成装置生成的频域随机复序列计算由所述分数频偏补偿装置输入的时域信号的整数频偏估计值和帧同步位置。

3.如权利要求2所述的带限帧同步序列检测设备，其特征在于，该检测设备还包括加法器，用于将分数频偏估计值与整数频偏估计值相加得到所述时域信号的总载波频偏值。

4.一种带限帧同步序列生成及检测系统，其包括用于生成同步序列的同步序列生成设备及用于检测该同步序列的同步序列检测设备，其特征在于：

所述带限帧同步序列生成设备包括：

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

频-时域变换器，用于将上述频域随机复序列进行频时变换，得到带限时域同步序列；

时域组帧器，用于将上述时域同步序列进行信号组帧；

所述带限帧同步序列检测设备包括：

帧粗同步与分数频偏估计装置，用于计算所输入的时域信号的分数频偏估计值和帧粗同步位置；

分数频偏补偿装置，用于利用上述帧粗同步位置和分数频偏估计值对抽取的所述时域信号进行分数频偏补偿；

频域随机复序列生成装置，用于在频域产生随机复序列并进行截短和定位得到频域随机复序列；

帧精同步与整数频偏估计装置，用于利用所述频域随机复序列生成装置生成的频域随机复序列计算由所述分数频偏补偿装置输入的时域信号的整数频偏估计值和帧同步位置。

5.一种带限帧同步序列生成方法，其特征在于，包括以下步骤：

通过频域随机复序列生成装置在频域产生随机复序列，并通过复序列定位装置将上述随机复序列在频域进行定位；

通过频-时域变换器将上述经定位的随机复序列进行频时变换，得到带限时域同步序列；

通过时域组帧器对上述时域同步序列进行信号组帧。

6.一种带限帧同步序列检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

通过帧粗同步与分数频偏估计装置，以移位自相关的方式计算所输入的时域信号的帧粗同步位置和分数频偏估计值；

通过分数频偏补偿装置，利用上述帧粗同步位置以及分数频偏估计值对抽取的所述时域信号进行分数频偏补偿；

通过频域随机复序列生成装置在频域产生随机复序列，并通过复序列定位装置将上述随机复序列在频域进行定位，得到频域随机复序列；

通过帧精同步与整数频偏估计装置，利用上述频域随机复序列计算由所述分数频偏补偿装置输入的时域信号的整数频偏估计值和帧精同步位置。

7.如权利要求6所述的带限帧同步序列检测方法，其特征在于，该方法还包括通过加法器将分数频偏估计值与整数频偏估计值相加得到所述时域信号的总载波频偏值。

8.如权利要求6所述的带限帧同步序列检测方法，其特征在于，该方法中，频域复随机序列是通过将由移位寄存器生成的序列映射为复序列而得到的。

9.如权利要求6所述的带限帧同步序列检测方法，其特征在于，该方法中，分数频偏估计和帧粗同步位置计算的步骤中还包括下列步骤：

在输入采样点序列中进行滑动相关窗抽取，将窗内的前半部分序列和后半部分进行相关，通过相关峰确定粗同步位置和分数频偏估计值。

10.如权利要求6所述的带限帧同步序列检测方法，其特征在于，该方法中，整数频偏估计值和帧精同步位置计算的步骤中还包括下列步骤：

根据粗同步估计位置和预设定的提前量，抽取出带提前量的第2个同步序列时域信号，进行分数频偏补偿；

将经过分数频偏补偿的时域信号进行FFT变换得到的序列与根据整数频偏估计范围进行循环移位的所述频域随机复序列进行匹配，并进行IFFT变换，得到信道冲激响应；

计算所述信道冲激响应的功率的最大值与平均值，当该最大值与平均值的比值大于预定阀值，判断本次整数频偏估计和帧同步成功，并得到整数频偏估计值，当该最大值与平均值的比值没有大于预定阀值的情况，判断本次整数频偏估计失败，重新进行帧粗同步；整数频偏估计和帧同步成功后，根据设定的强径门限值计算所述信道冲激响应的第1个强径的位置，通过第1个强径的位置和帧粗同步位置计算帧精同步位置。

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