CN102148628A - 扩频弱信号同步的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种扩频弱信号同步的方法，包括：接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。根据本发明的实施例提出的技术方案，能够快速、准确的实现对扩频弱信号进行同步捕获和跟踪。

Description

扩频弱信号同步的方法及装置

技术领域

本发明涉及数字多媒体广播通信领域，具体而言，本发明涉及扩频弱信号同步的方法及装置。

背景技术

目前无论是有线还是无线领域的通信服务，多媒体业务都已经成为运营商为客户提供的主要业务。其中，在无线通信领域中，无线广播通信具有覆盖面广、节目容量大的特点，其具有的最大优势就是具有广播性，实现一点对多点，在低成本条件下具有较高传输带宽。因此，无线通信广播作为信息通信业的一个重要组成部分，在国家信息基础设施建设、实现普遍服务和国家信息安全战略中具有重要地位。

在各种多媒体业务中，其中移动多媒体广播业务目前被业界看作是一种非常具有推广前景的重要应用。移动多媒体广播是指供七寸以下小屏幕、小尺寸、移动便携的手持终端如手机、PDA、MP3、MP4、数码相机、笔记本电脑等接收设备，随时随地接收广播电视节目和信息服务等业务的系统。考虑到广播技术和广播网络的优势，一次传送无限接收，而且低成本、高带宽，因此利用广播网络和通讯网络的协作工作给手持终端提供一种高质量的广播多媒体业务成为移动多媒广播研发的主要基础。

专门针对我国幅员辽阔、传输环境复杂，东部地区城市密集西部稀疏，用户众多和业务需求多样化的国情，CMMB(China Mobile MultimediaBroadcasting，中国移动多媒体广播)提出了一种采用卫星广覆盖为主、地面增补网络为辅的系统网络架构，通过卫星和地面转发系统，实现天地一体的大面积广播覆盖；即通过卫星进行大面积广播覆盖，而对于卫星覆盖的阴影区，则采用地面转发系统对信号进行增补，并采用独立的分发信道向地面转发系统分发广播信道数据。用户可以通过移动终端，接收多路音、视频广播业务，利用卫星覆盖面广、建设周期短、见效快的特点，实现低成本、快速地实现移动多媒体广播信号在全国的覆盖。

在地面转发系统与卫星的组网中，关键的问题就是要能实现时间的同步。在CMMB的分发信道中，时间信息经过伪随机序列扩频后，作为同步信号叠加在数据信号上。地面转发系统通过与同步信号进行同步，并在指定的时间将数据转发，实现与卫星广播信号的时间同步。通过上述方式，卫星和地面转发系统实现天地一体的大面积广播覆盖。

为了避免影响对数据信号的解调，叠加在数据信号上的同步信号的功率通常不足于数据信号的百分之一。因此对于同步信号来说，数据信号是一个强度超过20dB的干扰。如何在强干扰的环境下完成与同步信号的同步，并解调出时间信息，是地面转发系统实现的关键。因此，有必要提出一种有效的技术方案，能实现对扩频后的弱信号进行同步捕获和跟踪。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是通过对扩频后的弱信号进行同步捕获和跟踪，实现卫星和地面转发系统同步广播信号。

为了实现本发明之目的，本发明实施例一方面提出了一种扩频弱信号同步的方法，包括以下步骤：

接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

本发明实施例另一方面还提出了一种扩频弱信号同步的装置，包括接收采样模块，同步模块，初始频偏估计模块以及跟踪模块，

所述接收采样模块，用于接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；所述同步模块，用于对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；所述初始频偏估计模块，用于对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；所述跟踪模块，用于对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

根据本发明的实施例提出的技术方案，能够快速、准确的实现对扩频弱信号进行同步捕获和跟踪，以及采用时频域变换的方法，在同步捕获的同时完成整数频偏估计。根据本发明的实施例提出的技术方案，可以适用于不同的扩频序列，对抗不同强度的干扰，在信号丢失后进入锁定状态，待信号恢复后可以快速的恢复同步。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为伪随机序列生成器一示意图；

图2为伪随机序列生成器二示意图；

图3为星座映射示意图；

图4为本发明实施例扩频弱信号同步的方法流程图；

图5为本发明实施例信号处理示意图；

图6为本发明实施例扩频弱信号同步装置的结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了便于理解本发明，以CMMB系统为例说明本发明。

在CMMB的分发信道中，同步信号的两个支路TX、TY为两路扩频信号。所使用的扩频序列分别为二进制伪随机序列PN1和PN2。

PN1由图2所示的伪随机序列生成器一产生，生成多项式为x13+x4+x3+x+1，移位寄存器初始值为0110101010010，循环周期为P1＝213-1。PN2由图3所示的伪随机序列生成器二产生，生成多项式为x18+x17+x16+x13+x12+x10+x8+x6+x3+x+1，移位寄存器初始值为011010101001010101，循环周期为P2＝218-1。PN1和PN2序列生成器的移位时钟与系统时钟同步，且频率值相同。

扩频信号通过异或的方式产生。PN1与编码后的时间信息异或生成TX，每个PN1的循环周期调制1比特时间信息。PN2上的调制信息保留，PN2与比特“1”异或生成TY。

数据信号的两个支路X、Y与系统时钟同步，且速率值与系统时钟的频率值相同。同步信号(TX、TY)叠加在数据信号(X、Y)上进行星座映射，生成基带I、Q信号，如图3所示。

为了实现本发明之目的，本发明实施例提出了一种扩频弱信号同步的方法，包括以下步骤：接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

如图4所示，为本发明实施例扩频弱信号同步的方法流程图，包括以下步骤：

S101：接收扩频弱信号并采样得到采样信号。

在步骤S101中，首先接收输入的扩频弱信号并对信号进行采样得到采样信号r(k)。如图5所示，为本发明实施例信号处理示意图。

S102：对采样信号进行频偏预补偿后进行同步捕获。

在步骤S102中，对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置。

具体而言，对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置获取同步信号，包括以下步骤：

对扩频序列PN1进行BPSK映射，生成本地同步序列PN1(k)，k＝0，1，...，P1-1；

将采样信号r(k)与本地数字本振信号进行复数相乘，得到频偏预补偿后的采样信号其中Δf_pre为频偏预补偿值，f_sys为系统时钟频率值；

以2×P₁点为窗长，在频偏预补偿后的采样信号r′(k)中滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，k＝0，1，2，...，P₁-1，i＝0，1，2，...，P₁-1，P₁为预定门限值；

将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)相乘得到

s_i0(k)＝r_i0(k)×PN₁(k)，s_i1(k)＝r_i1(k)×PN₁(k)，并对末尾补零后进行P1+1点的傅里叶变换得到

S_i0(j)＝FFT{s_i0(k)，0}，S_i1(j)＝FFT{s_i1(k)，0}，j＝0，1，2，...，P₁；

计算S_i0(j)和S_i1(j)的功率和|S_i(j)|²＝|S_i0(j)|²+|S_i1(j)|²以及S_i(j)的峰值功率和平均功率P_peak(i)＝max{|S_i(j)|²}，

当存在频域相关峰

时，则认为捕获到采样信号的同步位置为其中Ratio_capture为预定门限值。

当不存在频域相关峰

时，更换一个频偏预补偿值，重新进行同步捕获。

更进一步而言，为了对抗更高强度的干扰，可以增大滑动窗的长度为nP1，n＞2，抽取出n个相邻的采样信号序列。将它们分别与本地同步序列相乘，对末尾补零后进行傅里叶变换，并计算功率和。反之，对于低强度的干扰，则可以减小滑动窗的长度为P1，仅抽取出1个的采样信号序列，甚至截短的采样信号序列，显然，P₁的大小也可以根据实际系统的需要进行配置。

上述实施例中，频偏预补偿值Δf_pre为

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{pre}}\∈\{0,\frac{f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)},\frac{f_{\mathrm{sys}}}{2(P_1+1)},\frac{{3f}_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)}\}.$

S103：捕获同步位置后的信号进行整数频偏估计和分数频偏估计，得到初始频偏值。

在步骤S103中，对在步骤S102中捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；

具体而言，整数频偏值Δf_int可以由步骤S102中S_I(j)的峰值位置得到

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;(J-P_1-1),& \frac{P_1+1}{2}\&le;J<P_1+1,& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\\ \frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;J,& 0\&le;J<\frac{P_1+1}{2},& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\end{array}\right..$

分数频偏估计通过以下方式获得：

根据同步捕获的结果，抽取出1个采样信号序列r_I(k)＝r_I0(k)或r_I(k)＝r_I1(k)；

根据整数频偏估计的结果，对采样信号序列进行整数频偏补偿

${r_I}^{\&prime;}\left(k\right)=r_I\left(k\right)\&times;e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}}{f_{\mathrm{sys}}}k}$

将r_I′(k)末尾补零后分成2段，分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关，得到

$p_0={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{\frac{P_1+1}{2}-1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$p_1={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=\frac{P_1+1}{2}}^{P_1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

对互相关值p₀和p₁进行前后自相关，分数频偏估计值由自相关值的相位得到 $\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{frac}}=\mathrm{angle}(p_0^{*}\&times;p_1)\&times;\frac{f_{\mathrm{sys}}}{\mathrm{\&pi;}(P_1+1)}.$

对频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值求和，得到初始频偏值Δf_init＝Δf_pre+Δf_int+Δf_frac。根据初始频偏值，对采样信号进行频偏补偿，其后进入步骤S104中进行同步跟踪。

此外，为了增大分数频偏估计的范围，可以将r_I′(k)末尾补零后分成n段，n＞2。将它们分别与截短的本地同步序列进行互相关，对相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位。

S104：对同步信号进行同步跟踪以及频偏跟踪。

具体而言，在步骤S103中，对捕获同步位置后的采样信号通过步骤S103中的初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

对同步信号进行同步跟踪包括以下步骤：

以2×P₁点为窗长，在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，-m(t)≤i≤m(t)，m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比；

将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

$s_0\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

计算s₀(i)和s₁(i)的功率和|s(i)|²＝|s₀(i)|²+|s₁(i)|²，计算s(i)的峰值功率和平均功率P_peak＝max{|s(i)|²}，当存在频域相关峰

时，则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移Offset_sync＝I，|s(I)|²＝max{|s(i)|²}，其中Ratio_track为预定门限值。

根据同步位置的偏移，对A/D采样频率进行动态调整，实现与系统时钟的精确同步。根据同步位置，对采样信号进行解扩、均衡等处理，解调出时间信息。

为了对抗更高强度的干扰，可以增大滑动窗的长度为nP1(n＞2)，抽取出n个相邻的采样信号序列。将它们分别与本地同步序列进行互相关，并计算功率和。反之，对于低强度的干扰，则可以减小滑动窗的长度为P1，仅抽取出1个的采样信号序列，甚至截短的采样信号序列。

具体而言，对同步信号进行频偏跟踪包括以下步骤：

根据同步跟踪的结果，抽取出2个相邻的采样信号序列r_I0(k)和r_I1(k)；

将r_I0(k)和r_I1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关，得到

$s_0\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

对互相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位

$\mathrm{\&theta;}=\mathrm{angle}(s_0^{*}\left(I\right)\&times;s_1\left(I\right));$

对相位的相限进行翻转，得到

${\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\mathrm{\&pi;},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;}-\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;})\end{array}\right.$

频偏跟踪值由相限翻转后的相位得到，

根据频偏跟踪值，对频偏补偿值进行动态调整。

此外，在工作过程中，若发现信号丢失，则停止同步跟踪和频偏跟踪，系统进入锁定状态，保持现有同步位置、频偏补偿值等参数，待信号恢复后立即进行同步跟踪，以便快速的恢复同步。

根据本发明的实施例提出的上述方法，能够快速、准确的实现对扩频弱信号进行同步捕获和跟踪，以及采用时频域变换的方法，在同步捕获的同时完成整数频偏估计。根据本发明的实施例提出的上述方法，可以适用于不同的扩频序列，对抗不同强度的干扰，在信号丢失后进入锁定状态，待信号恢复后可以快速的恢复同步。

如图6所示，为本发明提出的扩频弱信号的同步装置100，包括接收采样模块110，同步模块120，初始频偏估计模块130以及跟踪模块140。

其中，接收采样模块110用于接收输入的扩频弱信号并对信号进行采样得到采样信号。

同步模块120用于对采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置。

具体而言，同步模块120对采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置，包括以下步骤：

同步模块120将采样信号r(k)与本地数字本振信号进行复数相乘，得到频偏预补偿后的采样信号

其中Δf_pre为频偏预补偿值，f_sys为系统时钟频率值；

同步模块120以2×P₁点为窗长，在频偏预补偿后的采样信号r′(k)中滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，k＝0，1，2，...，P₁-1，i＝0，1，2，...，P₁-1，P₁为预定门限值；

同步模块120将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)相乘得到

s_i0(k)＝r_i0(k)×PN₁(k)，s_i1(k)＝r_i1(k)×PN₁(k)，并对末尾补零后进行P1+1点的傅里叶变换得到

S_i0(j)＝FFT{s_i0(k)，0}，S_i1(j)＝FFT{s_i1(k)，0}，j＝0，1，2，...，P₁；

同步模块120计算S_i0(j)和S_i1(j)的功率和|S_i(j)|²＝|S_i0(j)|²+|S_i1(j)|²以及S_i(j)的峰值功率和平均功率P_peak(i)＝max{|S_i(j)|²}，

当存在频域相关峰

时，则认为捕获到采样信号的同步位置为

其中Ratio_capture为预定门限值。

上述实施例中，频偏预补偿值Δf_pre为

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{pre}}\&Element;\{0,\frac{f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)},\frac{f_{\mathrm{sys}}}{2(P_1+1)},\frac{{3f}_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)}\}.$

初始频偏估计模块130，用于对捕获同步位置后的采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值。

其中，初始频偏估计模块130对采样信号进行整数频偏估计，包括以下步骤：

整数频偏估计值Δf_int可以由模块120中S_I(j)的峰值位置得到

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;(J-P_1-1),& \frac{P_1+1}{2}\&le;J<P_1+1,& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\\ \frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;J,& 0\&le;J<\frac{P_1+1}{2},& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\end{array}\right..$

其中，初始频偏估计模块130对采样信号进行分数频偏估计，包括以下步骤：

初始频偏估计模块130根据同步捕获的结果，抽取出1个采样信号序列r_I(k)＝r_I0(k)或r_I(k)＝r_I1(k)；

初始频偏估计模块130根据整数频偏估计的结果，对采样信号序列r_I(k)进行整数频偏补偿 ${r_I}^{\&prime;}\left(k\right)=r_I\left(k\right)\&times;e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}}{f_{\mathrm{sys}}}k};$

初始频偏估计模块130将r_I′(k)末尾补零后分成2段，分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关

$p_0={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{\frac{P_1+1}{2}-1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$ $p_1={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=\frac{P_1+1}{2}}^{P_1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

初始频偏估计模块130对互相关值p₀和p₁进行前后自相关，分数频偏估计值由自相关值的相位得到 $\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{frac}}=\mathrm{angle}(p_0^{*}\&times;p_1)\&times;\frac{f_{\mathrm{sys}}}{\mathrm{\&pi;}(P_1+1)}.$

因此，初始频偏估计模块130得到初始频偏值包括：

初始频偏值Δf_init为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和Δf_init＝Δf_pre+Δf_int+Δf_frac。根据初始频偏值，对采样信号进行频偏补偿，其后进入跟踪模块140中进行同步跟踪。

跟踪模块140，用于对捕获同步位置后的采样信号通过初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

具体而言，跟踪模块140同步跟踪包括以下步骤：

跟踪模块140以2×P₁点为窗长，在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，-m(t)≤i≤m(t)，m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比；

跟踪模块140将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

$s_0\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

跟踪模块140计算s₀(i)和s₁(i)的功率和|s(i)|²＝|s₀(i)|²+|s₁(i)|²，计算s(i)的峰值功率和平均功率P_peak＝max{|s(i)|²}，

当存在频域相关峰

时，则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移Offset_sync＝I，|s(I)|²＝max{|s(i)|²}，其中Ratio_track为预定门限值。

具体而言，跟踪模块140频偏跟踪包括以下步骤：

跟踪模块140根据同步跟踪的结果，抽取出2个相邻的采样信号序列r_I0(k)和r_I1(k)；

跟踪模块140将r_I0(k)和r_I1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关，得到

$s_0\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

跟踪模块140对互相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位

$\mathrm{\&theta;}=\mathrm{angle}(s_0^{*}\left(I\right)\&times;s_1\left(I\right));$

对相位的相限进行翻转，得到

${\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\mathrm{\&pi;},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;}-\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;})\end{array}\right.,$

跟踪模块140的频偏跟踪值由相限翻转后的相位得到，

根据频偏跟踪值，跟踪模块140对频偏补偿值进行动态调整。

根据本发明的实施例提出的上述装置，能够快速、准确的实现对扩频弱信号进行同步捕获和跟踪，以及采用时频域变换的方法，在同步捕获的同时完成整数频偏估计。根据本发明的实施例提出的上述装置，可以适用于不同的扩频序列，对抗不同强度的干扰，在信号丢失后进入锁定状态，待信号恢复后可以快速的恢复同步。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (18)

1.一种扩频弱信号同步的方法，其特征在于，包括以下步骤：

接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；

对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；

对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；

对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

2.如权利要求1所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置，包括以下步骤：

将所述采样信号r(k)与本地数字本振信号进行复数相乘，得到频偏预补偿后的采样信号

其中Δf_pre为频偏预补偿值，f_sys为系统时钟频率值；

以2×P₁点为窗长，在频偏预补偿后的采样信号r′(k)中滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，k＝0，1，2，...，P₁-1，i＝0，1，2，...，P₁-1，P₁为预定门限值；

将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)相乘得到

s_i0(k)＝r_i0(k)×PN₁(k)，s_i1(k)＝r_i1(k)×PN₁(k)，并对末尾补零后进行P1+1点的傅里叶变换得到

S_i0(j)＝FFT{s_i0(k)，0}，S_i1(j)＝FFT{s_i1(k)，0}，j＝0，1，2，...，P₁；

计算S_i0(j)和S_i1(j)的功率和|S_i(j)|²＝|S_i0(j)|²+|S_i1(j)|²以及S_i(j)的峰值功率和平均功率P_peak(i)＝max{|S_i(j)|²}，当存在频域相关峰

时，则认为捕获到采样信号的同步位置为

其中Ratio_capture为预定门限值。

3.如权利要求2所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，所述频偏预补偿值Δf_pre为

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{pre}}=\{0,\frac{f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)},\frac{f_{\mathrm{sys}}}{2(P_1+1)},\frac{3f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)}\}.$

4.如权利要求3所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，对所述采样信号进行整数频偏估计，包括以下步骤：

整数频偏估计值由S_I(j)的峰值位置得到

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;(J-P_1-1),& \frac{P_1+1}{2}\&le;J<P_1+1,& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\\ \frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;J,& 0\&le;J<\frac{P_1+1}{2},& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\end{array}\right..$

5.如权利要求4所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，对所述采样信号进行分数频偏估计，包括以下步骤：

抽取出1个采样信号序列r_I(k)＝r_I0(k)或r_I(k)＝r_I1(k)；

对采样信号序列r_I(k)进行整数频偏补偿 ${r_I}^{\&prime;}\left(k\right)=r_I\left(k\right)\&times;e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}}{f_{\mathrm{sys}}}k};$

将r_I′(k)末尾补零后分成2段，分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关

$p_0={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{\frac{P_1+1}{2}-1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$ $p_1={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=\frac{P_1+1}{2}}^{P_1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

对互相关值p₀和p₁进行前后自相关，分数频偏估计值由自相关值的相位得到 $\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{frac}}=\mathrm{angle}(p_0^{*}\&times;p_1)\&times;\frac{f_{\mathrm{sys}}}{\mathrm{\&pi;}(P_1+1)}.$

6.如权利要求5所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，得到初始频偏值包括：

初始频偏值Δf_init为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和

Δf_init＝Δf_pre+Δf_int+Δf_frac。

7.如权利要求6所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，所述同步跟踪包括以下步骤：

以2×P₁点为窗长，在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，-m(t)≤i≤m(t)，m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比；

将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

$s_0\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

计算s₀(i)和s₁(i)的功率和|s(i)|²＝|s₀(i)|²+|s₁(i)|²，计算s(i)的峰值功率和平均功率P_peak＝max{|s(i)|2}，

当存在频域相关峰

时，则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移Offset_sync＝I，|s(I)|²＝max{|s(i)|²}，其中Ratio_track为预定门限值。

8.如权利要求7所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，所述频偏跟踪包括以下步骤：

抽取出2个相邻的采样信号序列r_I0(k)和r_I1(k)；

将r_I0(k)和r_I1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关，得到

$s_0\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

对互相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位

$\mathrm{\&theta;}=\mathrm{angle}(s_0^{*}\left(I\right)\&times;s_1\left(I\right));$

对相位的相限进行翻转，得到

${\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\mathrm{\&pi;},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;}-\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;})\end{array}\right.$

所述频偏跟踪值由相限翻转后的相位得到，

根据频偏跟踪值，对频偏补偿值进行动态调整。

9.如权利要求1所述的扩频弱信号同步的方法，其特征在于，当发现所述接收输入的扩频弱信号丢失时，则停止所述同步跟踪以及频偏跟踪，进入锁定状态，保持现有同步位置、频偏补偿值，待所述接收输入的扩频弱信号恢复后立即进行同步跟踪，恢复同步。

10.一种扩频弱信号同步的装置，其特征在于，包括接收采样模块，同步模块，初始频偏估计模块以及跟踪模块，

所述接收采样模块，用于接收输入的扩频弱信号并对所述信号进行采样得到采样信号；

所述同步模块，用于对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置；

所述初始频偏估计模块，用于对捕获同步位置后的所述采样信号进行整数频偏估计以及进行分数频偏估计，得到初始频偏值；

所述跟踪模块，用于对捕获同步位置后的所述采样信号通过所述初始频偏值进行频偏补偿，其后进行同步跟踪以及频偏跟踪。

11.如权利要求10所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述同步模块对所述采样信号进行频偏预补偿，将频偏预补偿后的采样信号与本地同步序列相乘，并将信号变换到频域，通过检测频域相关峰捕获采样信号的同步位置，包括以下步骤：

所述同步模块将所述采样信号r(k)与本地数字本振信号进行复数相乘，得到频偏预补偿后的采样信号其中Δf_pre为频偏预补偿值，f_sys为系统时钟频率值；

所述同步模块以2×P₁点为窗长，在频偏预补偿后的采样信号r′(k)中滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，k＝0，1，2，...，P₁-1，i＝0，1，2，...，P₁-1，P₁为预定门限值；

所述同步模块将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)相乘得到

s_i0(k)＝r_i0(k)×PN₁(k)，s_i1(k)＝r_i1(k)×PN₁(k)，并对末尾补零后进行P1+1点的傅里叶变换得到

S_i0(j)＝FFT{s_i0(k)，0}，S_i1(j)＝FFT{s_i1(k)，0}，j＝0，1，2，...，P₁；

所述同步模块计算S_i0(j)和S_i1(j)的功率和|S_i(j)|²＝|S_i0(j)|²+|S_i1(j)|²以及S_i(j)的峰值功率和平均功率P_peak(i)＝max{|S_i(j)|²}，

当存在频域相关峰

时，则认为捕获到采样信号的同步位置为

其中Ratio_capture为预定门限值。

12.如权利要求11所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述频偏预补偿值Δf_pre为

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{pre}}=\{0,\frac{f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)},\frac{f_{\mathrm{sys}}}{2(P_1+1)},\frac{3f_{\mathrm{sys}}}{4(P_1+1)}\}.$

13.如权利要求12所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述初始频偏估计模块对所述采样信号进行整数频偏估计，包括以下步骤：

整数频偏估计值由S_I(j)的峰值位置得到

$\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;(J-P_1-1),& \frac{P_1+1}{2}\&le;J<P_1+1,& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\\ \frac{f_{\mathrm{sys}}}{P_1+1}\&times;J,& 0\&le;J<\frac{P_1+1}{2},& {\left|S_I\left(J\right)\right|}^2=\max \left\{{\left|S_I\left(j\right)\right|}^2\right\}\end{array}\right..$

14.如权利要求13所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述初始频偏估计模块对所述采样信号进行分数频偏估计，包括以下步骤：

抽取出1个采样信号序列r_I(k)＝r_I0(k)或r_I(k)＝r_I1(k)；

对采样信号序列r_I(k)进行整数频偏补偿 ${r_I}^{\&prime;}\left(k\right)=r_I\left(k\right)\&times;e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{int}}}{f_{\mathrm{sys}}}k};$

将r′_I(k)末尾补零后分成2段，分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关

$p_0={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{\frac{P_1+1}{2}-1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$ $p_1={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=\frac{P_1+1}{2}}^{P_1}{r_I}^{\&prime;}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

对互相关值p₀和p₁进行前后自相关，分数频偏估计值由自相关值的相位得到 $\mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{frac}}=\mathrm{angle}(p_0^{*}\&times;p_1)\&times;\frac{f_{\mathrm{sys}}}{\mathrm{\&pi;}(P_1+1)}.$

15.如权利要求14所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述初始频偏估计模块得到初始频偏值包括：

初始频偏值Δf_init为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和

Δf_init＝Δf_pre+Δf_int+Δf_frac。

16.如权利要求15所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述跟踪模块同步跟踪包括以下步骤：

所述跟踪模块以2×P₁点为窗长，在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动，抽取出2个相邻的采样信号序列r_i0(k)和r_i1(k)，-m(t)≤i≤m(t)，m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比；

所述跟踪模块将r_i0(k)和r_i1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

$s_0\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(i\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{i1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

所述跟踪模块计算s₀(i)和s₁(i)的功率和|s(i)|²＝|s₀(i)|²+|s₁(i)|²，计算s(i)的峰值功率和平均功率P_peak＝max{|s(i)|²}，

当存在频域相关峰时，则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移Offset_sync＝I，|s(I)|²＝max{|s(i)|2}，其中Ratio_track为预定门限值。

17.如权利要求16所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，所述跟踪模块频偏跟踪包括以下步骤：

抽取出2个相邻的采样信号序列r_I0(k)和r_I1(k)；

所述跟踪模块将r_I0(k)和r_I1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关，得到

$s_0\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I0}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right),$

$s_1\left(I\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{P_1-1}{r}_{I1}\left(k\right)\&times;{\mathrm{PN}}_1\left(k\right);$

所述跟踪模块对互相关值进行前后自相关，并计算自相关值的相位

$\mathrm{\&theta;}=\mathrm{angle}(s_0^{*}\left(I\right)\&times;s_1\left(I\right));$

对相位的相限进行翻转，得到

${\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\mathrm{\&pi;},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\\ \mathrm{\&theta;}-\mathrm{\&pi;},& \mathrm{\&theta;}\&Element;(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;})\end{array}\right.,$

所述跟踪模块的频偏跟踪值由相限翻转后的相位得到，

根据频偏跟踪值，所述跟踪模块对频偏补偿值进行动态调整。

18.如权利要求10所述的扩频弱信号同步的装置，其特征在于，当发现所述接收输入的扩频弱信号丢失时，所述跟踪模块停止所述同步跟踪以及频偏跟踪，进入锁定状态，所述跟踪模块保持现有同步位置、频偏补偿值，待所述接收输入的扩频弱信号恢复后所述跟踪模块立即进行同步跟踪，恢复同步。

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