CN101197802A - 正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其包括以下步骤：将频率偏差进行时域频偏估计；根据估计结果进行时域频偏纠正；还包括对时域频偏估计进行光滑处理，即采用低通滤波器平滑掉时域频偏估计值的峰值和谷值；时域频偏纠正后进行傅立叶变换；对变换结果进行频域频偏估计；将频域频偏估计结果或光滑处理后的时域频偏估计结果一起参与再次时域频偏纠正。本发明方法克服了传统频域算法对频偏估计的局限性，能够处理大频偏，既能保证信号处理的平稳，也能快速跟踪由于移动造成的频偏，能够很方便地在集成电路设计中实现。

Description

正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法

技术领域

本发明涉及一种多载波调制技术，具体地说是正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法。

背景技术

信号在无线传播的过程中，不可避免的会出现载波频率偏移。载波频率偏移对正交频分多路(OFDM：Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)信号的正确接收有很大影响。为此，处理接收到的OFDM信号时就需要估算出载波频率的偏差，并对信号的载波频率进行校正，从而达到正确接受信号的目的。传统的估算频偏的算法可以在时域或频域中进行估计。这种算法是利用OFDM信号的构造进行频偏估计，即利用OFDM信号在时域或频域前后两段信号的相似性估计载波频率偏差。由于有些OFDM信号的符号延续很长时间，故当频偏相当大时不能直接估计出角频率大于2π的情况，这是因为三角函数的周期性造成的。有些频域的频偏估计算法可以估计出一定范围内的2π整倍数的频偏，但仍然无法对较大频偏的情况进行处理。而出现大频偏的情况在卫星通信等多种场合下是很有可能出现的，而且会造成更多的信息丢失。

发明内容

为解决上述在大频偏的情况下无法进行信号处理的问题，本发明的目的在于提供一种具有准确性、易实现性的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

本发明包括以下步骤：将频率偏差进行时域频偏估计；根据估计结果进行时域频偏纠正。

本发明还包括：对时域频偏估计进行光滑处理，即采用低通滤波器平滑掉时域频偏估计值的峰值和谷值；时域频偏纠正后进行傅立叶变换；对变换结果进行频域频偏估计；将频域频偏估计结果或光滑处理后的时域频偏估计结果一起参与再次时域频偏纠正，上述步骤重复多次；所述时域频偏估计具体为：在正交频分多路信号符号的前端保护间隔中取段信号：

$G=r_k{e}^{j{\mathrm{\α}}_k}---\left(1\right)$

在正交频分多路信号符号的后端与保护间隔相同的部分中取一段：

$G^{\′}={r_k}^{\′}{e}^{j{\mathrm{\β}}_k}---\left(2\right)$

对(1)(2)向量作数量积

$G\·{\hat{G}}^{\′}=\mathrm{\Σ}{r}_k{r^{\′}}_k{e}^{j({\mathrm{\α}}_k-{\mathrm{\β}}_k)}---\left(3\right)$

其中

与G′共轭；仅仅考虑载波频率的偏差，设α_k-β_k＝δ为常数，即得到

$G\·{\hat{G}}^{\′}=e^{\mathrm{j\δ}}\mathrm{\Σ}{r}_k^2---\left(4\right)$

假设Δ＝(I+D)*2π，I为整数，D为实数，由三角函数的周期性知，δδ＝D*2π为相隔长度为FFT长度的两采样点之间的时域频率偏差的分数部分，则：

λ＝δ/FFT长度           (5)

即得到为相邻的两采样点之间的时域频偏的分数部分；

上述各式中，G为正交频分多路信号，r_k为正交频分多路信号的幅度，α_k与β_k为正交频分多路信号的相位；FFT为快速傅立叶变换；

所述频域频偏估计具体为：

正交频分多路信号经过时域频偏纠正及FFT计算得到的信号频域采用能量法进行频偏估计，即通过比较和计算即定位置子载波的能量估计出信号的载波频率偏移，信号的载波频率偏移的子载波单位频率对应于子载波的能量估计，即对子载波的能量估计转换成对频率偏移的子载波个数的估计；对正交频分多路信号进行频域频偏估计后，通过以下公式进行时域频偏纠正更新，即

Δ＝(I+D)*2π            (6)

其中式(6)中的I值为整数，D为时域估计值，重新估计时用低通滤波对D值进行光滑处理。

本发明具有以下有益效果及优点：

1.本发明提供的载波中心频率偏差估计在频域做频偏估计时由于采用了能量法，即通常意义下的能量计算或近似能量计算，对频域信号进行能量计算，从而转换成对频偏的估计，克服了传统频域算法对频偏估计的局限性，能够处理大频偏，例如对DAB信号用频域相关法做频偏估计时，频偏估计的范围为64KHz，而采用能量法则能突破此限制；

2.本发明提供的载波中心频率偏差估计在时域做频偏估计时每帧重新估计后采用一阶低通滤波对D进行光滑处理，既能保证信号处理的平稳也能快速跟踪由于移动造成的频偏；

3.本发明提供的载波中心频率偏差估计的算法在频域做频偏估计时采用实、虚部绝对值去近似(即复数的模对应实、虚部绝对值之和)频域能量的算法，避免了乘法运算，从而能很方便地在集成电路设计中实现。

4.相对于传统的频偏估计算法，该算法支持对于大频偏信号的估计与纠正，具有准确性，易实现性，在实际应用中达到了良好的效果。

附图说明

图1为本发明所应用的信号图示；

图2(a)为OFDM信号经FFT变换后的信号无频偏时的频谱图；

图2(b)为OFDM信号经FFT变换后的信号中心频率向左偏移时的频谱图；

图2(c)为OFDM信号经FFT变换后的信号中心频率向右偏移时的频谱图；

图3(a)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的无频偏时的图示；

图3(b)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的向左偏移的图示；

图3(c)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的向右偏移的图示；

图4为本发明方法框图；

图5为对OFDM信号做频域大频偏能量法估计结果示意图。

具体实施方式

如图4所示，本发明包括以下步骤：将频率偏差估计分做时域频偏估计和频域频偏估计；根据估计结果进行时域频偏纠正；对时域频偏估计结果最好进行光滑处理，即采用低通滤波器平滑掉时域频偏估计值的峰值和谷值，既能保证信号处理的平稳，也能快速跟踪由于移动造成的频偏，以便同时保证时域频偏估计的参数跟踪速度和稳定性；时域频偏纠正后进行傅立叶变换；对变换结果进行频域频偏估计；将频域频偏估计结果与光滑处理后的时域频偏估计结果一起参与频偏纠正。

OFDM信号的时域频偏估计的具体步骤为：OFDM符号如图1所示，每个OFDM符号都具有一个保护间隔，且每个符号的保护间隔都为其后端部分序列的复制。在前端保护间隔中取段信号

$G=r_k{e}^{j{\mathrm{\α}}_k}---\left(1\right)$

在后端与前端保护间隔FFT长度相同的部分中取一段

$G^{\′}={r_k}^{\′}{e}^{j{\mathrm{\β}}_k}---\left(2\right)$

对(1)(2)向量作数量积

$G\·{\hat{G}}^{\′}=\mathrm{\Σ}{r}_k{r^{\′}}_k{e}^{j({\mathrm{\α}}_k-{\mathrm{\β}}_k)}---\left(3\right)$

其中

与G′共轭。在理想无干扰情况下，G＝G′。根据共轭复数的性质有： $G\·{\hat{G}}^{\′}={\left|G\right|}^2.$ 但实际上由于各种干扰因素的存在使得G≠G′。如果仅仅考虑载波频率的偏差，则得到α_k-β_k＝δ为常数，即得到

$G\·{\hat{G}}^{\′}=e^{\mathrm{j\δ}}\mathrm{\Σ}{r}_k^2---\left(4\right)$

假设Δ＝(I+D)*2π，I为整数，D为实数。由三角函数的周期性知，δ＝D*2π便是相隔长度为FFT长度的两采样点之间的频率偏差的分数部分。从而

λ＝δ/FFT长度          (5)

为相邻的两采样点之间的频率偏差的分数部分。OFDM信号的时域频偏估计得到的是时域频偏的分数部分；

上述各式中，G为正交频分多路信号，r_k为正交频分多路信号的幅度，α_k与β_k为正交频分多路信号的相位；FFT为快速傅立叶变换。经FFT变换后的信号频谱图如图2所示，其中(a)无频偏时的图示；(b)中心频率向左偏移的图示；(c)中心频率向右偏移的图示；如图3(a)～(c)所示，为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零时的频谱，其中图3(a)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的无频偏时的图示；图3(b)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的向左偏移的图示；图3(c)为OFDM信号经FFT变换后中心频率为零的向右偏移的图示；

所述频域频偏估计具体为：

正交频分多路信号经过时域频偏纠正及FFT计算得到的信号频域采用能量法进行频偏估计，即通过比较和计算即定位置子载波的能量估计出信号的载波频率偏移，当整个信号的载波频率偏移一个子载波单位时，对子载波的能量估计即转换成对频率偏移的子载波个数的估计；对正交频分多路信号进行频域频偏估计后，通过以下公式进行时域频偏纠正更新，即

Δ＝(I+D)*2π              (6)

固定式(6)中的I值，即一旦I值估计正确(I值正确与否需经过解码得知)便不再重新估计，仅在时域重新估计D时通过一阶低通滤波对D值进行光滑处理。下面通过具体的实施例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。仿真OFDM基带信号采样率为2.048MHz，FFT长度为2048，信号信噪比为10dB，频偏为(±80+0.35)KHz。首先对OFDM基带信号进行时域频偏估计，利用公式(1)～(4)得到时域频偏的估计值D＝0.35；用λ＝0.35*2π/FFT长度(公式5)对OFDM时域信号进行时域频偏纠正。对纠正频偏后的信号做长度为2048的离散傅立叶变换，根据信号的采样率和FFT长度得知，经FFT后的OFDM频域信号的子载频之间的距离为1KHz(经过FFT变换后信号已经在频域故单位为频率单位)。采用能量法对信号做频域频偏估计，将频域频偏估计结果与光滑处理后的时域频偏估计结果一起参与频偏纠正，本步骤可以重复多次，以便对时域偏差不断地进行调整，使最终的纠正结果趋于最优化。如图5所示，为对OFDM信号做频域大频偏能量法估计结果的示意图。得到整数频偏的估计值I分别为±80KHz。将I值代入公式：λ＝(I+D)*2π/FFT长度，得到新的频偏纠正值，其中λ为相邻两采样点之间的频率偏差。计算得出OFDM基带信号每采样的频偏纠正值为λ＝(80+0.35)*2π/2048或λ＝(0.35-80)*2π/2048。根据上述结果可知，本发明可以估计和纠正很大频偏(本实施例为±80KHz)，而使用现有方法是做不到的，最大估计值仅为±8KHz。

Claims (7)

1.一种正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于包括以下步骤：将频率偏差进行时域频偏估计；根据估计结果进行时域频偏纠正。

2.按权利要求1所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于还包括：对时域频偏估计进行光滑处理，即采用低通滤波器平滑掉时域频偏估计值的峰值和谷值。

3.按权利要求1或2所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于还包括以下步骤：时域频偏纠正后进行傅立叶变换；对变换结果进行频域频偏估计；将频域频偏估计结果或光滑处理后的时域频偏估计结果一起参与再次时域频偏纠正。

4.按权利要求3所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于：上述步骤重复多次。

5.按权利要求1所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于所述时域频偏估计具体为：在正交频分多路信号符号的前端保护间隔中取段信号：

$G=r_k{e}^{j{\mathrm{\α}}_k}---\left(1\right)$

在正交频分多路信号符号的后端与保护间隔相同的部分中取一段：

$G^{\′}={r_k}^{\′}{e}^{j{\mathrm{\β}}_k}---\left(2\right)$

对(1)(2)向量作数量积

$G\·{\hat{G}}^{\′}=\mathrm{\Σ}{r}_k{r^{\′}}_k{e}^{j({\mathrm{\α}}_k-{\mathrm{\β}}_k)}---\left(3\right)$

其中

与G′共轭；仅仅考虑载波频率的偏差，设α_k-β_k＝δ为常数，即得到

$G\·{\hat{G}}^{\′}=e^{\mathrm{j\δ}}\mathrm{\Σ}{r}_k^2---\left(4\right)$

假设Δ＝(I+D)*2π，I为整数，D为实数，由三角函数的周期性知，δ＝D*2π为相隔长度为FFT长度的两采样点之间的时域频率偏差的分数部分，则：

λ＝δ/FFT长度    (5)

即得到为相邻的两采样点之间的时域频偏的分数部分；

上述各式中，G为正交频分多路信号，r_k为正交频分多路信号的幅度，α_k与β_k为正交频分多路信号的相位；FFT为快速傅立叶变换。

6.按权利要求1所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于所述频域频偏估计具体为：

正交频分多路信号经过时域频偏纠正及FFT计算得到的信号频域采用能量法进行频偏估计，即通过比较和计算即定位置子载波的能量估计出信号的载波频率偏移，信号的载波频率偏移的子载波单位频率对应于子载波的能量估计，即对子载波的能量估计转换成对频率偏移的子载波个数的估计。

7.按权利要求1所述的正交频分多路信号载波的大频率偏差估计与纠正方法，其特征在于还具有以下步骤：对正交频分多路信号进行频域频偏估计后，通过以下公式进行时域频偏纠正更新，即

Δ＝(I+D)*2π    (6)

其中式(6)中的I值为整数，D为时域估计值，重新估计时用低通滤波对D值进行光滑处理。

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