CN101562589A - 载波频率偏移估测装置及系统 - Google Patents

Abstract

一种载波频率偏移估测装置，用于估测所接收的多载波信号的频率偏移，其包括转换电路、余弦效应消除电路、模型生成电路及估测电路。转换电路用于接收多载波信号并将其转换为单载波信号。余弦效应消除电路用于消除单载波信号在频率偏移估测时存在的余弦效应。模型生成电路用于根据消除余弦效应后的单载波信号生成线性数据模型。估测电路用于根据线性数据模型估测多载波信号的频率偏移。本发明还提供了一种载波频率偏移估测系统。本发明所提供的载波频率偏移估测装置及系统能快速估测出多载波信号的频率偏移，且消除了现有估测器所存在的余弦效应。

Description

载波频率偏移估测装置及系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及载波频率偏移估测装置及系统。

背景技术

在无线通信中，当信号传送端经由通信信道传送信号至信号接收端时，信号接收端必须知道信号的起始与结束，才能正确解调信号。但是通信信道产生的延迟效应，以及信号传送端与信号接收端的振荡器频率不匹配，都会产生载波频率偏移的现象，这将加大信号解调的难度，进而造成通信系统的错误率大增。其中尤以频率偏移所造成的载波间干扰对通信系统效能影响最为严重。

目前，随着多媒体日益发展，无线网络需要传输的信号已经不再是单纯的语音或文字，而更多的是具声光效果的图文信息，例如行动电话的语音影像传输，无线局域网(WirelessLocal Area Network，WLAN)的高速数据传输等服务项目，这都必须依靠高速传输速率才可以达成。因此，作为无线高速传输的主流技术正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)技术扮演的角色愈趋重要，而克服OFDM系统收发端之间的频率偏移所造成的载波间干扰效应更是需要一个快速且精确的载波频率估测装置来改善系统效能。

发明内容

有鉴于此，需提供一种载波频率偏移估测装置，能快速且精确的实现正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)多载波频率偏移估测。

此外，还需提供一种载波频率偏移估测系统，能快速且精确的实现OFDM多载波频率偏移估测。

一种载波频率偏移估测装置，用于估测所接收的多载波频率偏移。载波频率偏移估测装置包括转换电路、余弦效应消除电路、模型生成电路及估测电路。转换电路用于接收多载波信号并将其转换为单载波信号。余弦效应消除电路用于消除单载波信号在频率偏移估测时存在的余弦效应。模型生成电路用于根据消除余弦效应后的单载波信号生成线性数据模型。估测电路用于根据线性数据模型估测多载波信号的频率偏移。

一种载波频率偏移估测系统，包括信号传送端、通信信道、信号接收端及载波频率偏移估测装置。信号传送端用于将多载波信号附上训练序列并送出。信号接收端用于经由通信信道接收信号传送端所送出的多载波信号。载波频率偏移估测装置用于接收多载波信号并估测其频率偏移，其包括转换电路、余弦效应消除电路、模型生成电路及估测电路。转换电路用于接收多载波信号并将其转换为单载波信号。余弦效应消除电路用于消除单载波信号在频率偏移估测时存在的余弦效应。模型生成电路用于根据消除余弦效应后的单载波信号生成线性数据模型。估测电路用于根据线性数据模型估测多载波信号的频率偏移。

本发明所提供的载波频率偏移估测装置及系统能快速估测出多载波信号的频率偏移，且消除了现有估测器所存在的余弦效应。

附图说明

图1为本发明载波频率偏移估测系统一实施方式的模块图。

图2为图1所示的载波频率偏移估测系统的具体电路图。

具体实施方式

图1为本发明载波频率偏移估测系统500的一实施方式的模块图。

载波频率偏移估测系统500包括载波频率偏移估测装置100、信号传送端200、通信信道300及信号接收端400。在本实施方式中，信号传送端200将多载波信号s(k)经由通信信道300发送给信号接收端400，此时，多载波信号s(k)已成为多载波信号r(k)。载波频率偏移估测装置100与信号接收端400通信相连，用于估测信号接收端400所接收的多载波信号r(k)的频率偏移。在本实施方式中，多载波信号为正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)信号，通信信道300为加性白高斯噪音(Additive WhiteGaussion Noise，AWGN)通道。此时，信号传送端200与信号接收端400的多载波信号s(k)与r(k)之间存在着本地振荡器不匹配而造成的频率偏移Δf，信号接收端400所接收的多载波信号r(k)等于信号传送端200所发射的信号s(k)乘上频率偏移所造成的相位旋转及加上噪声n(k)。具体如(1)式

$r\left(k\right)=s\left(k\right)e^{i\frac{2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k}{N}}+n\left(k\right)---\left(1\right)$

其中i表示虚数，N为多载波信号的载波个数，n(k)为多个白色高斯噪声，其期望值(mean)为0，变异数(variance)为σ_n ²，且实部与虚部互为独立。

信号传送端200用于将多载波信号附上训练序列并经由通信信道300送出。在本实施方式中，信号传送端200在传送多载波信号s(k)之前将多载波信号s(k)附上一串训练序列c(k)。在本实施方式中，信号传送端200通过乘法器将多载波信号s(k)与训练序列c(k)相乘，以将多载波信号s(k)附上一串训练序列c(k)，即信号传送端200所传送出去的多载波信号为s(k)c(k)。

信号接收端400用于经由通信信道300从信号传送端200接收附上训练序列后的多载波信号。在本实施方式中，信号传送端200附上训练序列c(k)后所传送的多载波信号s(k)c(k)经过AWGN通道后可表示成：

$r\left(k{T}_s\right)=c\left(k\right)e^{i(2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k{T}_s+{\mathrm{\θ}}_0)}+n\left(k{T}_s\right)---\left(2\right)$

其中，c(k)为统计独立的M-ary相移键控(Phase Shift Keying，PSK)信号，且|c(k)|²＝1，T_s为取样时间，θ₀为未知的初始相位。

载波频率偏移估测装置100包括转换电路10、余弦效应消除电路20、模型生成电路30及估测电路40。

转换电路10用于从信号接收端400接收多载波信号并将其转换为单载波信号。余弦效应消除电路20用于消除单载波信号在频率偏移估测时所存在的余弦效应。模型生成电路30用于根据消除余弦效应后的单载波信号生成线性数据模型。估测电路40用于根据线性数据模型来估测多载波信号的频率偏移。

参阅图2，为图1所示的载波频率偏移估测装置100的具体电路图。载波频率偏移估测装置100包括转换电路10、余弦效应消除电路20、模型生成电路30及估测电路40。

转换电路10用于从信号接收端400接收多载波信号并将其转换为单载波信号。在本实施方式中，转换电路10为乘法器，用于将从信号接收端400所接收的多载波信号r(k)与c^*(k)相乘，以将多载波信号转换为单载波信号，c^*(k)与c(k)互为共轭，其中c(k)为信号传送端200在传送多载波信号s(k)前所附上的统计独立的M-ary PSK信号。在本实施方式中，因为OFDM频率偏移效应与单载波频率估测之间具有特定关系，所以将信号接收端400所接收的多载波信号经过处理，即通过转换电路10将多载波信号转换为单载波信号，可以将OFDM频率偏移估测问题等效看成单载波频率偏移估测问题。由分析(2)式可知，为便于计算，若假设T_s＝1，假设θ₀＝0，然后将r(k)乘上c^*(k)，即可将c(k)与r(k)之间的关系消除，具体如(3)式所示：

$r\left(k\right)=c\left(k\right)\·c^{*}\left(k\right)\·e^{i(2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k)}+n\left(k\right)\·c^{*}\left(k\right)$

$=e^{i(2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k)}+n\left(k\right)\·c^{*}\left(k\right)$

$=e^{i(2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·k)}+\tilde{n}\left(k\right)\·c^{*}\left(k\right)---\left(3\right)$

其中，c(k)·c^*(k)＝1， ${\tilde{n}}_k=n\left(k\right)c^{*}\left(k\right).$ 此处，将r(k)乘上c^*(k)后的多载波信号仍然用r(k)表示，此时，即可将OFDM系统所遭遇到的频率偏移估测问题等效看成单载波频率偏移估测问题。但是估测数据彼此之间有着不同的指标k，所以单载波频率偏移估测存在很强的余弦效应，估测效果不好。

余弦效应消除电路20用于消除单载波信号在频率偏移估测时所存在的余弦效应。在本实施方式中，余弦效应消除电路20包括延时电路22、共轭电路24、乘法电路26、加法电路28及除法电路29。在本实施方式中，余弦效应消除电路20先以所接收的第一个数据r(0)与第二个资料r(1)做为基础，分别乘上相邻m个延迟的数据，如(4)式所示：

r^*(0)r(m)＝e^{i·2π·Δf·m}[1+n^*(0)+n(m)+n^*(0)n(m)]

r^*(1)r(1+m)＝e^{i·2π·Δf·m}[1+n^*(1)+n(1+m)+n^*(1)n(1+m)](4)

分析(4)式可知，此两组乘法运算后的结果的指数项部分彼此相同，所以将此两组数据取平均运算，可得(5)式：

$y\left(m\right)=\frac{r^{*}\left(0\right)r\left(m\right)+r^{*}\left(1\right)r(1+m)}{2}---\left(5\right)$

其中m＝0，1，2，…，N-2，N为多载波信号的载波个数。此时，对转换电路10所转换后的单载波信号的频率偏移进行估测时所存在的余弦效应将能得到消除。延时电路22用于将转换电路10所转换后的两相邻单载波信号延迟预定时间。在本实施方式中，延时电路22通过计算出转换电路10所转换后的第一个数据r(0)与第二个资料r(1)的相邻m个延迟的数据r(m)与r(m+1)，完成将转换电路10所转换后的两相邻单载波信号延迟预定时间。延时电路22包括第一延时电路220与第二延时电路222。第一延时电路220用于根据第一个资料r(0)计算r(m)，第二延时电路222用于根据第二个资料r(1)计算r(m+1)。

共轭电路24用于将延时电路22延迟预定时间后的单载波信号进行共轭运算。在本实施方式中，共轭电路24对r(m)与r(m+1)进行共轭运算，即计算出r^*(m)与r^*(m+1)。共轭电路24包括第一共轭电路240与第二共轭电路242。第一共轭电路240根据r(m)计算出r^*(m)，第二共轭电路242根据r(m+1)计算出r^*(m+1)。

乘法电路26用于将转换电路10所转换后的两相邻单载波信号与其经延时电路22及共轭电路442先后进行延时与共轭运算后的相邻单载波信号分别进行乘法运算。在本实施方式中，乘法电路26分别对r(0)与r^*(m)、r(1)与r^*(m+1)进行乘法运算，即计算出r(0)r^*(m)与r(1)r^*(m+1)。在本实施方式中，乘法电路26包括两个乘法器，分别计算出r(0)r^*(m)与r(1)r^*(m+1)。

在其它实施方式中，由于r^*(0)r(m)与r(0)r^*(m)这两组值相等，r^*(1)r(m+1)与r(1)r^*(m+1)这两组值也相等，共轭电路24也可用于将转换电路10所转换后的单载波信号进行共轭运算，即计算出r^*(0)与r^*(1)的值；此时，乘法电路26用于将经延时电路22与共轭电路24处理后的两相邻单载波信号分别进行乘法运算，即计算出r^*(0)r(m)与r^*(1)r(m+1)的值。

加法电路28用于将乘法电路26进行乘法运算后的两相邻单载波信号进行加法运算，得到单载波和信号，即计算出r(0)r^*(m)+r(1)r^*(m+1)或r^*(0)r(m)+r^*(1)r(m+1)的值。在本实施方式中，加法电路28为加法器。

除法电路29用于将加法电路28进行加法运算后的单载波和信号与自然数2进行除法运算，得到单载波商信号，即计算出(5)式中y(m)的值。此时，余弦效应消除电路20对单载波信号在频率偏移估测时所存在的余弦效应已经得到消除。在本实施方式中，除法电路29包括除法器。

模型生成电路30用于根据消除余弦效应后的单载波信号生成含有频率信息的线性数据模型。模型生成电路30包括取相位电路32与差分电路34。在本实施方式中，分析(5)式可知，将(5)式经过运算可变更为

y(m)＝e^{i·2π·Δf·m}+z(m)    (6)

此时，在高讯杂比条件下引用Tretter噪声近似理论，(6)式可改写成：

$y\left(m\right)=e^{j\·2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}\·m+\frac{{\tilde{u}}^{*}\left(0\right)+\tilde{u}\left(m\right)+{\tilde{u}}^{*}\left(1\right)+\tilde{u}(m+1)}{2}}---\left(\text{7}\right)$

其中，

为有色噪声，

为

的共轭函数。

然后，针对y(m)取相位运算并利用相位差观念，即得到一组含有频率信息的线性数据模型Δ(m)，如(8)式所示：

$\mathrm{\Δ}\left(m\right)=\arg \left[y(m+1)\right]-\arg \left[y\left(m\right)\right]$

$=2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δf}+\frac{\tilde{u}(m+2)-\tilde{u}\left(m\right)}{2}---\left(8\right)$

其中，m为线性数据模型的个数。

取相位电路32用于将除法电路29进行除法运算后的两相邻单载波商信号分别进行取相位运算，即获取(8)式中arg[y(m+1)]与arg[y(m)]的值。

差分电路34用于将取相位电路32所进行取相位运算后的两相邻单载波商信号进行差分运算，即获取(8)式中arg[y(m+1)]-arg[y(m)]的值。

此时，模型生成电路30已经生成线性数据模型Δ(m)。

估测电路40用于根据模型生成电路30所生成的线性数据模型估测出多载波信号的频率偏移值。在本实施方式中，估测电路40将模型生成电路30所生成的线性数据模型Δ(m)与权重函数相乘，以估测出从信号接收端400所接收的多载波信号的频率偏移值。在本实施方式中，权重函数为

其中，A为1的m×1阶矩阵，A^T为A的转秩矩阵，C为m×m阶的共变异(Covariance)矩阵，C^-1表示C的反矩阵。

此时，载波频率偏移估测装置100即已经将从信号接收端400所接收的多载波信号的频率偏移估测完毕。根据最大可能性(Maximum Likelihood，ML)定理可得载波频率偏移估测装置100的估测器形式为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_0=\frac{A^T{C}^{-1}\mathrm{\Δ}\left(m\right)}{A^T{C}^{-1}A}---\left(9\right)$

本发明实施方式所提供的载波频率偏移估测装置100及载波频率偏移估测系统500采用简单的延时、共轭、乘法、加法以及除法等电路，就构成了一个效率估测器，能快速估测出多载波信号的频率偏移，而且消除了现有估测器所存在的余弦效应。本发明实施方式所提供的载波频率偏移估测装置100及载波频率偏移估测系统500能提供更低的临界值与更高的精确度，能有效提升OFDM技术的传输效率。

Claims (13)

1.一种载波频率偏移估测装置，用于估测多载波信号的频率偏移，其特征在于，所述载波频率偏移估测装置包括：

转换电路，用于从信号接收端接收多载波信号并将其转换为单载波信号；

余弦效应消除电路，用于消除所述单载波信号在频率偏移估测时所存在的余弦效应；

模型生成电路，用于根据所述消除余弦效应后的单载波信号生成线性数据模型；及

估测电路，用于根据所述线性数据模型估测所述多载波信号的频率偏移。

2.如权利要求1所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述多载波信号包括正交频分复用信号。

3.如权利要求2所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述转换电路还用于将所述多载波信号与训练序列的共轭相乘，以将所述多载波信号转换为所述单载波信号。

4.如权利要求3所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述训练序列包括M-ary相移键控信号。

5.如权利要求3所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述余弦效应消除电路包括延时电路，用于将经所述转换电路所转换后的两相邻单载波信号分别延迟预定时间。

6.如权利要求5所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述余弦效应消除电路更包括：

共轭电路，用于将所述延时电路所延迟预定时间的两相邻单载波信号分别进行共轭运算；及

乘法电路，用于将所述转换电路所转换后的两相邻单载波信号与其经所述延时电路与所述共轭电路先后进行延迟与共轭运算后的单载波信号分别进行乘法运算。

7.如权利要求5所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述余弦效应消除电路更包括：

共轭电路，用于将所述转换电路所转换后的两相邻单载波信号分别进行共轭运算；及

乘法电路，用于将经所述延时电路与所述共轭电路处理后的两相邻单载波信号分别进行乘法运算。

8.如权利要求6或7所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述余弦效应消除电路更包括：

加法电路，用于将所述乘法电路所进行乘法运算后的两相邻单载波信号进行加法运算，得到单载波和信号；及

除法电路，用于将所述单载波和信号与自然数2进行除法运算，得到单载波商信号。

9.如权利要求8所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述模型生成电路包括：

取相位电路，用于将所述除法电路所得到的两相邻单载波商信号分别进行取相位运算；及

差分电路，用于将所述取相位电路所进行取相位运算后的两相邻单载波商信号进行差分运算，以生成所述线性数据模型。

10.如权利要求9所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述估测电路将所述线性数据模型与权重函数进行乘法运算，以估测出从所述信号接收端所接收的多载波信号的频率偏移。

11.如权利要求10所述的载波频率偏移估测装置，其特征在于，所述权重函数包括，其中A为1的m×1阶矩阵。

12.一种载波频率偏移估测系统，其特征在于，包括：

信号传送端，用于将多载波信号附上训练序列再送出；

信号接收端，用于经由通信信道接收所述信号传送端所传送的多载波信号；及

如权利要求1至11项任一项所述的载波频率偏移估测装置。

13.如权利要求12所述的载波频率偏移估测系统，其特征在于，所述通信信道包括加性白高斯噪音通道。

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