CN109379313A

CN109379313A - 一种频相解耦合的载波恢复方法

Info

Publication number: CN109379313A
Application number: CN201811421965.2A
Authority: CN
Inventors: 徐恒舟; 朱海; 罗振; 许蒙蒙; 周慢杰; 郭冬; 朱思峰
Original assignee: Zhoukou Normal University
Current assignee: Zhoukou Normal University
Priority date: 2018-11-26
Filing date: 2018-11-26
Publication date: 2019-02-22

Abstract

本发明公开了一种频相解耦合的载波恢复方法，属于无线通信技术领域，解决传统的载波频相估计因较大载波频偏而导致后续相偏估计失效的问题，其技术要点是：1.在接收端，任取一段导频信号进行去调制操作，得到去调制信号；2.对去调制信号及其采样时刻间隔为β的延迟信号进行相关运算，利用该相关运算的结果得到频偏估计值；3.对取β为导频长度一半的相关运算结果的共轭形式与去调制信号联合作最大似然相偏估计，得到相偏估计值。本发明提高了相偏估计的抗频偏能力和降低了相偏估计的复杂度，避免人为地设置接收端采样零时刻位置，提高了在实际应用中的可行性，可用于包括卫星通信、航天测控等空间通信。

Description

一种频相解耦合的载波恢复方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种频相解耦合的载波恢复方法，可用于包括近地卫星通信、航天测控等空间通信。

背景技术

在空间通信中，由于收发端存在相对高速的移动，从而产生较大的多普勒扩展，这也是载波频偏的主要来源。另外，这种通信领域的频谱资源非常宝贵以致于可利用的导频资源非常有限。因此，传统的载波同步模式会面临很大的挑战，从而严重影响系统相干解调的性能。对于这种载波同步模式，其过程是先进行频偏估计再进行相偏估计。由于经频偏补偿后所残留频偏会变成一种随采样时刻变化的相位，频偏估计会直接影响到相偏估计的性能。

在过去的几十年里，相关研究层出不穷。Barbieri和Colavolpe在“On pilot-symbol-asisted carrier synchronization for DVB-S2systems”(IEEE Transactionson Broadcasting，2007，53(3)：685-692)一文中提出了一种基于相关运算的低复杂度细频偏估计算法，该算法所使用的导频符号是由第二代数字广播卫星(DVB-S2)的帧方案中选择的；Li和Kim在“Data-aided synchronization for MF-TDMA multi-carrierdemultiplexer/demodulator(MCDD)”(IEEE Transactions 0n Broadcasting，2007，55(3)：623-632)一文中推导出了一种适用于卫星通信的联合恢复载波频偏和相偏的同步方法，其中频偏估计采用了自相关算法，相偏估计利用了简单的逻辑符号判决方法；Yu etal.在“A phase increment-based frequency estimator for general PSAM in burstcommunications”(IEEE 83rd Vehicle Technology Conference，Nanjing，2016：1-5)一文中设计了一种基于两步相位增量的频偏估计器，它利用了多个不相交的导频块以获得较好的估计性能。然而，上述这些研究利用的都是串行处理方式，并没有考虑到频偏估计对相偏估计性能的影响，这样就势必要求发送端提供较大的导频开销。然而在空间通信中，有限的导频资源容易导致频偏估计失准而严重影响后续的相偏估计性能。Rice在“Carrier-phaseand frequency-estimation bounds for transmissions with embedded referencesymbols”(IEEE Transactions on Communications，2006，54(2)：221-225)一文中考虑了当数据帧格式的长度设为奇数时，人为地将接收端采样零时刻设置在该帧格式正中间的情况，发现了传统载波同步模式的克拉美罗界可以实现解耦合，但其相偏估计复杂度较高，且在实际应用中，人为地设置接收端的采样零时刻位置缺乏可行性。

发明内容

针对现有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种频相解耦合的载波恢复方法，以减小传统的载波同步模式中频偏估计对相偏估计的影响，降低相偏估计的复杂度，同时避免人为地设置接收端采样零时刻位置，提高在实际应用中的可行性，以解决上述背景技术中的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种频相解耦合的载波恢复方法，在接收端，任取一段导频信号进行去调制操作，得到去调制信号，通过对这些去调制信号进行采样时刻间隔为α的相关运算，一方面利用该相关运算的结果作频偏估计，另一方面利用取α为导频长度一半的相关运算结果的共轭形式与去调制信号联合作最大似然相偏估计，实现传统的载波同步模式的解耦合，其实现步骤包括如下：

(1)设定导频块C₁的长度为P，数据块T₁的长度为K，具有周期性的“数据-导频”分布图样C-T的长度为K′；

(2)按照“数据块T₁-导频块C₁-分布图样C-T”的顺序复用连接，得到一种数据帧格式G；

(3)利用导频块C₁的调制信号m(k)，对接收信号进行去调制操作：

3a)按照数据帧格式G的复用结构，设置采样时刻k，得到对应于导频块C₁的采样时刻集合

3b)利用采样时刻集合通过采样时刻k逐一提取，得到对应于导频块C₁的接收信号

3c)对接收信号与调制信号m(k)进行共轭相乘运算，得到去调制信号：其中，m(k)^*为调制信号m(k)的共轭；

(4)对去调制信号m₁(k)及与其采样时刻间隔为β的延迟信号m₁(k+β)进行相关运算，得到相关值O(β)：

其中，为归一化因子，m₁(k)^*为去调制信号m₁(k)的共轭，φ(β)为噪声累加项；

(5)设定相关值O(β)中的采样时刻间隔β＝(P-1)/2，对得到的O((P-1)/2)与去调制信号m₁(k)进行共轭相乘运算，得到频相解耦合因子

其中，为相关值的共轭；

(6)根据频相解耦合因子得到频相解耦合的载波同步模式：

6a)利用相关值O(β)，通过频偏估计，得到频偏估计值

6b)利用频相解耦合因子通过最大似然估计准则，得到相偏估计值

作为本发明的进一步方案：其中步骤6a)中利用相关值O(β)，通过频偏估计，得到频偏估计值按如下步骤进行：

6a1)对相关值O(β)进行取幅角运算，得到包含频偏的相位增量Θ：

Θ＝arg{O(β)}；

6a2)利用得到的相位增量Θ，通过频偏与相位增量的关系，得到频偏估计值

其中，T_s表示符号周期。

作为本发明的进一步方案：其中步骤6b)中利用频相解耦合因子通过最大似然估计准则，得到相偏估计值按如下步骤进行：

661)对频相解耦合因子进行求和运算，得到平滑噪声值

6b2)对平滑噪声值进行去幅角运算，得到相偏估计值

作为本发明的进一步方案：其中步骤6b2)中得到相偏估计值

其中，L(θ，f，K，P)表示一个关于相偏、频偏和导频初始位置及其长度的相位模糊函数。

作为本发明的进一步方案：其中步骤3b)中对应于导频块C₁的接收信号表示如下：

其中，f为多普勒效应而产生的载波频偏，θ为信道引入的相偏，T_s表示符号周期，m(k)为能量归一化的已调信号，n(k)是均值为零、实部和虚部方差均为N₀/2的圆对称复高斯随机变量，j是虚数单位。

作为本发明的进一步方案：利用对应于导频块C₁的接收信号与其调制信号m(k)进行共轭相乘运算，得到去调制信号m₁(k)：

作为本发明的进一步方案：噪声累加项φ(β)表达形式如下：

综上所述，本发明与现有技术相比具有以下有益效果：

1.本发明由于对频相解耦合因子进行提取，并将其应用到传统的载波同步模式中，减小了传统的载波同步模式中的频偏估计对相偏估计的影响；

2.本发明由于使用频相解耦合因子替代了所有的频偏校正值，不仅降低了传统的载波同步模式中相偏估计的计算复杂度，而且避免人为地设置接收端采样零时刻位置，提高了在实际应用中的可行性。

为更清楚地阐述本发明的结构特征和功效，下面结合附图与具体实施例来对本发明进行详细说明。

附图说明

图1是本发明的实现流程图；

图2是本发明中使用的数据帧格式；

图3是本发明在不同导频初始位置下的相偏估计性能仿真图；

图4是本发明在不同相偏下的相偏估计期望仿真图；

图5是本发明在不同信噪比下的相偏估计性能仿真图；

图6是本发明在不同频偏下的相偏估计性能仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

参照图1，本发明的实现步骤如下：

步骤1，设置数据帧格式。

1a)产生长度为P的导频块C₁和长度为K的数据块T₁，以及长度为K′的周期性“数据-导频”分布图样C-T；

1b)将数据块T₁、导频块C₁和分布图样C-T依次复用连接，得到如图2所示的数据帧格式G。

步骤2，进行去调制操作。

利用对应于导频块C₁的接收信号与其调制信号m(k)进行共轭相乘运算，得到去调制信号m₁(k)：

其中，为按照数据帧格式G的复用结构设置采样时刻k得到的对应于导频块C₁的采样时刻集合，m(k)^*为调制信号m(k)的共轭，f为多普勒效应而产生的载波频偏，θ为信道引入的相偏，T_s表示符号周期，为噪声项，n(k)表示均值为0、实部和虚部方差均为N₀/2的圆对称复高斯随机变量，j是虚数单位，为接收信号，其形式如下：

步骤3，进行相关运算。

3a)将去调制信号m₁(k)延迟有效长度β，得到延迟信号m₁(k+β)；

3b)对去调制信号m₁(k)和延迟信号m₁(k+β)进行共轭相乘并求和，得到相关值O(β)：

其中，为归一化因子，m₁(k)^*为去调制信号m₁(k)的共轭，φ(β)为噪声累加项，其表达形式如下：

步骤4，提取频相解耦合因子。

利用得到的相关值O(β)，并取β＝(P-1)/2与去调制信号m₁(k)进行共轭相乘，得到频相解耦合因子

其中，为相关值的共轭。

步骤5，进行载波频偏和相偏恢复。

5a)对相关值O(β)进行取幅角运算，得到包含频偏的相位增量Θ：

Θ＝arg{O(β)}

<5>

5b)利用得到的相位增量Θ，通过频偏与相位增量的关系，得到频偏估计值

其中，T_s表示符号周期。

5c)将得到的频相解耦合因子进行求和运算，得到平滑噪声值

5d)对平滑噪声值进行取幅角运算，得到相偏估计值

为了与经过频相解耦合处理的载波频相估计比较，假设传统载波频相估计采用基于式<3>的相关频偏估计算法和最大似然相偏估计算法。首先利用相关频偏估计算法得到一个频偏的估计值然后将其连同去调制信号m₁(k)一起送至补偿器，最后再将补偿器的输出信号送到最大似然相偏估计器中，得到相偏估计值

其中，表示一个关于相偏、频偏及其估计值、导频起始位置和导频长度的相位模糊函数。

从式<8>的结果可以发现，当导频起始位置K＝0且归一化频偏|fT_s|≤1/P时，即使存在频偏，相偏的估计值仍近似等于其真实值。然而，实际系统中存在的频偏可能会超出式<8>中的频偏范围，故上述分析和操作有一定的局限性。

从式<9>的结果可以看出，当且仅当剩余频偏即频偏的估计值接近于其真实值时，相偏的估计值才近似等于其真实值。但是在导频资源有限即P较小的情况下，频偏的估计值往往会远离其真实值，从而导致相位估计产生相位模糊现象。而应用频相解耦合因子的载波频相估计器就可以避免相位模糊。

另外，比较式<8>和式<9>易知，经过频相解耦合处理后，传统载波频相估计中的相偏估计从需要P次复乘运算降至仅需1次复乘运算。另外从工程实现的角度看，传统载波频相估计从需要P个存储地址来放置频偏补偿值降至仅需1个存储地址来放置相关值显然，基于频相解耦合的传统载波频相估计更易于实现。

本发明的效果可通过如下仿真进一步说明：

1.仿真条件

调制方式为正交相移调制QPSK，导频长度P＝9，导频起始位置K≥0。由式<5>可知，载波频相估计中的相偏估计可抗归一化频偏的范围为|fT_s|≤1/9≈0.1。

2.仿真内容

仿真1：对导频块C₁和数据块T₁进行正交相移键控QPSK调制，再经过加性高斯白噪声AWGN信道加噪处理，当相偏θ＝π/4和归一化频偏fT_s＝0.08时，在不同导频起始位置K下，对信噪比为E_b/N₀＝5dB，8dB，10dB的情况进行最大似然相偏估计并通过蒙特卡罗仿真统计相偏估计方差，仿真结果如图3所示。

图3中以圆形标记的曲线表示在信噪比E_b/N₀＝5dB下，不同导频起始位置K对本发明方法的相偏估计方差。

图3中以三角标记的曲线表示在信噪比E_b/N₀＝8dB下，不同导频起始位置K对本发明方法的相偏估计方差。

图3中以方形标记的曲线表示在信噪比E_b/N₀＝10dB下，不同导频起始位置K对本发明方法的相偏估计方差。

由图3可以看出，不同信噪比下都有相同的结果，即当导频初始长度K＝0时，相偏估计的抗频偏能力最好，但随着导频初始位置的增加，其抗频偏能力会急剧恶化。可见，当K＝0时，本发明方法的性能最好。

仿真2：对导频块C₁和数据块T₁进行正交相移键控QPSK调制，再经过加性高斯白噪声AWGN信道加噪处理，当信噪比E_b/N₀＝10dB时，在不同实际频偏θ下，分别对基于频相解耦合的载波频相估计方法和传统的载波频相估计方法在不同归一化频偏条件下进行最大似然相偏估计并通过蒙特卡罗仿真统计相偏估计期望，仿真结果如图4所示。

图4中以方形标记的曲线表示当频偏fT_s＝0.08时，在不同实际频偏θ下基于频相解耦合的载波频相估计方法的相偏估计期望。

图4中以三角形形标记的曲线表示当频偏fT_s＝0.008时，在不同实际频偏θ下传统的载波频相估计方法的相偏估计期望。

图4中以圆形标记的曲线表示当频偏fT_s＝0.0008时，在不同实际频偏θ下传统的载波频相估计方法的相偏估计期望。

由图4可以看出，在理论分析的相偏范围内，当存在较大归一化频偏时，基于频相解耦合的载波频相估计中的相偏估计期望与相偏真实值几乎完全重合，而传统的载波频相估计中的相偏估计期望则相反。但随着归一化频偏的减小，比如当归一化频偏为0.0008时，传统的载波频相估计中的相偏估计期望也与相偏真实值几乎完全重合。可预见，当实际存在的频偏较大时，频相解耦合方法势必会大大改善传统的载波频相估计中的相偏估计性能。

仿真3：对导频块C₁和数据块T₁进行正交相移键控QPSK调制，再经过加性高斯白噪声AWGN信道加噪处理，当相偏θ＝π/4时，在不同信噪比下，分别对基于频相解耦合的载波频相估计方法和传统的载波频相估计方法在不同归一化频偏条件下进行最大似然相偏估计并通过蒙特卡罗仿真统计相偏估计均方误差，仿真结果如图5所示。

图5中以方形标记的曲线表示当频偏fT_s＝0.08时，在不同信噪比E_b/N₀下基于频相解耦合的载波频相估计方法的相偏估计均方误差。

图5中以三角形标记的曲线表示当归一化频偏fT_s＝0.08时，在不同信噪比E_b/N₀下传统的载波频相估计方法的相偏估计均方误差。

图5中以圆形标记的曲线表示当频偏fT_s＝0.008时，在不同信噪比E_b/N₀下传统的载波频相估计方法的相偏估计均方误差。

由图5可以看出，即使在较高的信噪比下，当存在较大的频偏时，传统的载波频相估计中的相偏估计性能仍会变得非常差，而与之相比基于频相解耦合的载波频相估计中相偏估计性能会有较大的改善。

仿真4：对导频块C₁和数据块T₁进行正交相移键控QPSK调制，再经过加性高斯白噪声AWGN信道加噪处理，当相偏θ＝π/4和信噪比E_b/N₀＝10dB时，在不同归一化频偏fT_s条件下，分别对基于频相解耦合的载波频相估计方法和传统的载波频相估计方法进行最大似然相偏估计并通过蒙特卡罗仿真统计相偏估计均方误差，仿真结果如图6所示。

图6中以方形标记的曲线表示在不同频偏fT_s条件下，基于频相解耦合的载波频相估计方法的相偏估计均方误差。

图6中以三角形标记的曲线表示在不同频偏fT_s条件下，传统的载波频相估计方法的相偏估计均方误差。

由图6可以看出，传统的载波频相估计中的相偏估计对实际频偏的大小非常敏感；而基于频相解耦合的载波频相估计中的相偏估计可以在一定频偏存在的情况下完成对相偏的准确估计，其与由式<8>所得的结论相一致。这是因为频相解耦合方法能够补偿由频偏引起的整体相位累积，从而使得频偏不会对相偏估计产生影响。

以上结合具体实施例描述了本发明的技术原理，仅是本发明的优选实施方式。本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。本领域的技术人员不需要付出创造性的劳动即可联想到本发明的其它具体实施方式，这些方式都将落入本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)设定导频块C₁的长度为P，数据块T₁的长度为K，具有周期性的“数据-导频”分布图样C-T的长度为K′；

2)按照“数据块T₁-导频块C₁-分布图样C-T”的顺序复用连接，得到一种数据帧格式G；

3)利用导频块C₁的调制信号m(k)，对接收信号进行去调制操作：

4)对去调制信号m₁(k)及与其采样时刻间隔为β的延迟信号m₁(k+β)进行相关运算，得到相关值O(β)：

5)设定相关值O(β)中的采样时刻间隔β＝(P-1)/2，对得到的O((P-1)/2)与去调制信号m₁(k)进行共轭相乘运算，得到频相解耦合因子

其中，为相关值的共轭；

6)根据频相解耦合因子得到频相解耦合的载波同步模式：

6a)利用相关值O(β)，通过频偏估计，得到频偏估计值

2.根据权利要求1所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，其中步骤6a)中利用相关值O(β)，通过频偏估计，得到频偏估计值按如下步骤进行：

Θ＝arg{O(β)}；

其中，T_s表示符号周期。

3.根据权利要求2所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，其中步骤6b)中利用频相解耦合因子通过最大似然估计准则，得到相偏估计值按如下步骤进行：

6b1)对频相解耦合因子进行求和运算，得到平滑噪声值

6b2)对平滑噪声值进行去幅角运算，得到相偏估计值

4.根据权利要求3所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，其中步骤6b2)中得到相偏估计值

5.根据权利要求1所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，其中步骤3b)中对应于导频块C₁的接收信号表示如下：

6.根据权利要求1所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，利用对应于导频块C₁的接收信号与其调制信号m(k)进行共轭相乘运算，得到去调制信号m₁(k)：

7.根据权利要求1所述的一种频相解耦合的载波恢复方法，其特征在于，噪声累加项φ(β)表达形式如下：