CN101164229B

CN101164229B - 具有偏压控制的高度线性多赫蒂通信放大器

Info

Publication number: CN101164229B
Application number: CN2004800310591A
Authority: CN
Inventors: Y·关; J·金
Original assignee: Avago Technologies Wireless IP Singapore Pte Ltd
Current assignee: Avago Technologies International Sales Pte Ltd
Priority date: 2003-10-21
Filing date: 2004-10-19
Publication date: 2010-12-08
Anticipated expiration: 2024-10-19
Also published as: GB2421862A; JP2007509584A; GB0605973D0; CN101164229A; GB2421862B; DE112004001976T5; JP4860476B2; WO2005043747A3; WO2005043747A2

Abstract

本发明涉及移动设备的功放电路的偏压控制，用于改善功放的效率和线性特性。在一个实施例中，所述功放通过接收一个用于偏压辅助放大器的电压控制信号以使得该功放工作在低输出功率范围下的多赫蒂模式和高输出功率范围下的非多赫蒂模式，来改善这些特性。在非多赫蒂模式下，所述辅助放大器通过所接收的电压控制信号被偏压为AB类放大器，以满足功放在高输出功率范围下的非线性工作要求。功放基于从远程基站接收的信号功率电平来产生所述电压控制信号。

Description

具有偏压控制的高度线性多赫蒂通信放大器

相关申请

本申请是2003年5月21日提交的名为“便携式终端设备的功放装置”的美国专利申请系列号No.10/432553的部分继续申请，其在此被引作参考。美国专利申请系列号No.10/432553是2002年2月4日提交的国际申请No.PCT/KR02/00163的国家阶段申请，并要求了其优先权，该国际申请No.PCT/KR 02/00163要求了2002年2月1日提交的韩国实用新型专利申请No.2002-5924的优先权，它们两者在此被引作参考以用于所有目的。

技术领域

本发明涉及用于无线通信技术的功放电路，更尤其涉及移动手持机中的功放电路。

背景技术

随着用于无线通信业务的移动手持机变得越来越小和越轻，电池尺寸和功率也在减小。因此降低了移动计算设备、移动对话及其类似物(也即手持机)的有效通话时间(也即传输时间)。

在常规的移动手持机中，射频(RF)功放相对移动手持机的整个系统而言消耗了所耗功率中的绝大部分。因此具有低效率的RF功放通常导致整个系统的效率降低，并因此减少通话时间。

由于这个原因，在功放领域已经集中了大量努力来提高RF功放的效率。在一种手段中，近来已经采用一种多赫蒂(Doherty)型的功放作为提高RF功放效率的电路。不同于其它传统功放(其效率在低输出功率范围上是低的)，多赫蒂型功放被设计用来在宽输出功率范围上维持最佳效率(例如在低的、中间的和高的输出功率范围中)。

普通多赫蒂型功放设计包括一个载波放大器和一个尖峰放大器。由较小晶体管组成的所述载波放大器(也即功率放大器或主放大器)工作用来将最佳效率最多维持到某个低输出功率电平。尖峰放大器(也即补充或辅助放大器)以与载波放大器合作的方式工作以便维持高效率，直到功放作为一个整体产生最大的输出功率。当功放在低功率输出范围内工作时，只有载波放大器工作；被偏压为B或C类的尖峰放大器不工作。但当功放工作在高功率输出范围中时，尖峰放大器激活并可以向整个功放引入非线性，因为该尖峰放大器被偏压为高度非线性的B类或C类放大器。

理论上，上述多赫蒂型的功放被设计成在满足整个输出功率范围上的线性规定时和在维持高效率的情况下进行工作。但如上所述，由于多赫蒂型功放包括相互合作的载波放大器和尖峰放大器，所以多赫蒂型功放实际上在维持高效率的情况下并不满足在整个输出功率范围上的线性规定(例如在相位或增益特性方面)。

总之，在相关技术的上述多赫蒂型功放中，难以预测这种功放装置的线性特性，这使得难以改善这种线性特性，因为尖峰放大器被偏压在较恒定的低DC电流水平，例如一个将尖峰放大器置为B或C类放大器的电流。

发明简述

需要克服现有技术的这些缺点并提供至少后文所述的优点。为了解决属于先前技术的上述问题，本发明的特定实施例提供了移动手持机内的功放，其通过给尖峰放大器施加一个用于偏压该尖峰放大器的电压控制信号来改善效率和线性。典型地，基带调制解调器芯片组根据从基站接收的信号功率电平产生所述电压控制信号。具体讲，在低输出功率范围下，给尖峰放大器施加第一状态的控制电压使得功放工作在多赫蒂模式，在高输出功率范围下，给尖峰放大器施加第二状态的控制电压使得充分地管理功放的非线性特性。在本发明的一个实施例中，所述第一状态的电压控制信号是高电压状态信号，而所述第二状态的电压控制信号是低电压状态信号。在本发明的另一个实施例中，所述第一状态的电压控制信号是低电压状态信号，而所述第二状态的电压控制信号是高电压状态信号。

根据本发明的一个实施例，移动手持机内的功放包括：被耦合到载波放大器和尖峰放大器的输入端子上的移相器，用于在载波放大器和尖峰放大器输入信号之间产生一个相差，以补偿在载波和尖峰放大器的输出端上的相移；以及

用于将来自于载波放大器和尖峰放大器的输出功率发送给输出级的输出匹配单元。另外，尖峰放大器还包括一个电压控制单元，其被配置用来接收所述电压控制信号，并根据从基站接收的信号功率电平偏压所述尖峰放大器。

在一个实施例中，所述移相器用3dB混合耦合器实现，以便例如将确定的输入功率分配给载波放大器和尖峰放大器，其中载波放大器和尖峰放大器之间的干扰被最小化，而且如此地发送信号使得被施加给尖峰放大器的输入功率的相位相对于被施加给载波放大器的输入功率的相位被基本上延迟90°。

在另一实施例中，所述移相器是被连接在功率放大器和尖峰放大器的输入级之间的相差补偿器，用于相对于被施加给载波放大器的输入信号的相位将被施加给尖峰放大器的输入信号的相位延迟90°。

电压控制单元通过所述电压控制信号来控制尖峰放大器的DC偏压电流，使得在所述功放工作在低输出功率范围的情况下该功放工作为多赫蒂模式。另一方面，如果所述功放工作在高输出功率范围，那么电压控制单元通过所述电压控制信号来控制尖峰放大器的DC偏压电流，使得所述功放满足非线性特性。

附图简述

图1用框图示出了根据本发明一个实施例的移动手持机中的功率放大器的结构；

图2示出了能被用于图1的功放的3dB混合耦合器的等效电路；

图3A是根据本发明一个实施例的如图1所示的载波放大器的框图；

图3B是根据本发明一个实施例的如图3A所示的输入匹配单元的框图；

图3C是根据本发明的如图3A所示的级间匹配单元的框图；

图3D是根据本发明一个实施例的如图3A所示的第一级放大器的框图；

图3E是根据本发明一个实施例的如图3A所示的第二级放大器的框图；

图4A是根据本发明一个实施例的如图1所示的尖峰放大器的框图；

图4B是根据本发明一个实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元的框图；

图4C是根据本发明另一实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元的框图；

图4D是根据本发明又一实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元的框图；

图5是如图1所示的示例性的输出匹配单元的框图；

图6示出了用集总元件实现的、图5的示例性输出匹配单元的等效电路；

图7是示出了依赖于被施加到示例性尖峰放大器上的电压控制信号的效率特性的图示；

图8是示出了依赖于被施加到示例性尖峰放大器上的电压控制信号的非线性特性的图示；

图9是示出了与根据本发明一个实施例的功放的模式相对应的效率特性的图示；

图10是示出了与根据本发明一个特定实施例的功放的模式相对应的非线性特性的图示；

图11是示出了与根据本发明的功放的模式相对应的增益特性的图示；以及

图12用框图示出了根据本发明另一实施例的功放的结构。

具体实施例详述

后面的详述将参照根据本发明不同实施例的移动手持机中的示例性功放的附图。

图1示出了根据本发明特定实施例的移动手持机中的示例性功放的结构。图1所示的功放100包括一个混合耦合器(例如示例性的3dB混合耦合器110)、一个载波放大器120、一个尖峰放大器130以及一个输出匹配单元140。3dB混合耦合器110将某些输入功率分配给载波放大器120和尖峰放大器130，最小化载波放大器120和尖峰放大器之间的干扰，并以如此方式发送信号使得尖峰放大器130的输入功率的相位相对于载波放大器120的输入功率的相位被延迟90°(λ/4)。因此，3dB混合耦合器110补偿了输出匹配单元140对载波放大器120和尖峰放大器130的输出信号的后续处理，该后续处理是通过在该输出匹配单元140上在载波放大器120和尖峰放大器130的输出信号相位之间产生一个90°(λ/4)相位延迟来进行的。从而，3dB混合耦合器110在载波放大器120和尖峰放大器130的输出功率相位之间所引入的、用于补偿输出匹配单元140对输出功率的后续处理的相差导致了输出功率相位的均衡和在输出级70上的最佳输出功率信号。3dB混合耦合器110在下面结合图2进一步讨论。

载波放大器120放大从3dB混合耦合器110接收的信号。在一个例子中，载波放大器120包括一个晶体管，其尺寸可以小于构成尖峰放大器130的晶体管的尺寸。这些相应的晶体管尺寸的比部分地确定了可以在其上维持最大效率的输出功率范围。该比越高，可以在其上维持最大效率的输出功率范围就越宽。本领域普通技术人员应当理解，每个放大器可以包括一个或多个晶体管或其它类似的电路元件。另外，本领域普通技术人员应该认识到，载波放大器120和尖峰放大器130可以用任何已知的半导体技术来实现，例如Si LDMOS，GaAS MESFET，GaAspHEMT，GaAs HBT等等。载波放大器120在下面结合图3A-3E进行进一步讨论。

当低电平输入信号被施加给载波放大器120时，身为用于放大从3dB混合耦合器110接收的信号的另一放大器的尖峰放大器130基本上不工作。通过给尖峰放大器130施加一个电压控制信号Vc使得该尖峰放大器130被偏压成很少或没有DC电流流过的B或C类放大器，使这一点成为可能。在尖峰放大器13基本不工作的低输出功率范围上，载波放大器120具有相当恒定和高数值的输出阻抗。由于尖峰放大器130不吸取任何电流，所以功放100可以在低于载波放大器120所能产生的最高输出功率电平的输出功率电平时获得改善的效率。

尖峰放大器130被配置用来从基带调制解调器芯片组(未示出)或从功放RF处理电路(未示出)接收电压控制信号Vc。所述基带调制解调器芯片组基于从基站(未示出)所接收的信号功率电平来产生电压控制信号Vc。功放RF处理电路处理来自于基带调制解调器芯片组的信号，并且对于本领域技术人员是公知的。尖峰放大器130在下面结合图4A-4D作进一步讨论。

输出匹配单元140包括第一λ/4变换器143。第一λ/4变换器143作用为一个阻抗变换器，并被用于在载波放大器输出端子50处提供一个从尖峰放大器输出端子60处的阻抗变换而来的阻抗。位于尖峰放大器130的尖峰放大器输出端子60处的第二λ/4变换器145将功放100的输出阻抗与典型为50欧姆的基准特征阻抗进行匹配。输出匹配单元140在下面结合图5-6作进一步讨论。

图2示出了根据本发明一个实施例的3dB混合耦合器110的等效电路。3dB混合耦合器110的如图2所示的实施例包含有多个集总元件，包括电容器111、电感器112、电容器113、电感器114、电感器115、电容器116、电感器117以及电容器118。在约1.8GHz的工作频率时，例如电容器111、113、116和118的标称电容为几皮法拉(pF)，电容器112、114、115和117的标称电感为几纳亨(nH)。在具有约3dB或更大信号耦合的3dB混合耦合器110的输入级10接收信号之后，这些信号被发送给载波放大器输入端子30(图1)，并被发送给尖峰放大器输入端子40(图1)。载波放大器输入端子30上的信号以及尖峰放大器输入端子40上的信号具有恰好或约90°(λ/4或四分之一波长)的相差。

作为例子，3dB混合耦合器110可以用传输线路实现，例如耦合线路耦合器、兰格(Lange)耦合器、分支线路耦合器或本领域公知的其它类似耦合电路。作为其它的例子，3dB混合耦合器110可以用微波单片集成电路(MMIC)芯片技术实现，例如GaAS或其它公知的半导体技术。也即，示例性的混合耦合器110可以被制造为集成电路，其能够被包封成单个的功放器件或芯片。在又一例子中，3dB混合耦合器110可以通过低温共烧陶瓷(LTCC)方法或其它类似技术来实现。

图3A是根据本发明一个实施例的如图1所示的载波放大器120的框图。在图3A的本发明实施例中，载波放大器120是一个两级放大器，并且包括输入匹配单元305、第一级放大器310、级间匹配单元315和第二级放大器320。输入匹配单元305将3dB混合耦合器110的输出阻抗与载波放大器120的输入阻抗进行匹配。类似地，级间匹配单元315将第一级放大器310的输出阻抗与第二级放大器320的输入阻抗进行匹配。输入匹配单元305和级间匹配单元315在下面结合图3B和3C分别作进一步讨论。

另外，载波放大器120还包括与DC偏置电压V1(未示出)电耦合的导电线325和与DC偏置电压V2(未示出)电耦合的导电线330，以用于偏置第一级放大器310和第二级放大器320。在本发明的一个实施例中，2.8V＜V1＜3.0V且3.2V＜V2＜4.2V，但本发明的范围涵盖了根据第一级放大器310和第二级放大器320的工作特性的其它偏置电压。

图3B是根据本发明一个实施例的如图3A所示的输入匹配单元305的框图。输入匹配单元305包括电感器306、电容器307和电容器308。电感器306将3dB混合耦合器110(图1)与电容器307及电容器308电耦合。另外，电容器307被电耦合到地，电容器308被电耦合到第一级放大器301(图3A)。在本发明的一个实施例中，电感器306、电容器307和电容器308的电特性被选择使得3dB混合耦合器110的输出阻抗与载波放大器120的在端子30上所测得的输入阻抗相匹配(图3A)。例如电容器307和308的电容标称值为几个pF，而电感器306的标称电感为几个nH。

图3C是根据本发明的如图3A所示的级间匹配单元315的框图。级间匹配单元315包括电容器309、电感器311和电容器312。电容器309把从第一级放大器310(图3A)接收的信号与电感器311及电容器312进行电耦合。另外，电感器311被电耦合到地，电容器312被电耦合到第二级放大器320(图3A)。在本发明的一个实施例中，电容器309、电感器311和电容器312的电特性被选择使得第一级放大器310(图3A)的输出阻抗与第二级放大器320(图3A)的输入阻抗相匹配。例如电容器309和312的电容标称值为几个pF，而电感器311的标称电感为几个nH。

图3D是根据本发明一个实施例的如图3A所示的第一级放大器310的框图。第一级放大器310包括一个常规偏压单元1(CBU1)335、一个常规偏压单元2(CBU2)340以及一个晶体管Q11345。在图3D的本发明示例性实施例中，晶体管Q11345被配置成共射极npn双极性晶体管。CBU1335包括电阻器313、二极管314、二极管316、电阻器317、电容器318以及晶体管Q 1A 319。CBU2340包括传输线路321和电容器322。正如本领域技术人员公知的那样，为说明的目的而被全体称为第一级基极偏压元件的电阻器313、二极管314、二极管316、电阻器318以及晶体管Q1A 319的电特性是结合DC偏置电压V1和V2来选择的，以便偏压晶体管Q11 345的基极以用于正常工作模式。例如，电阻器313可以具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，电阻器317可以具有从几欧姆到几百欧姆的范围内的电阻，而Q1A∶Q11晶体管尺寸比可以约为1∶4到1∶10的范围内。类似地，为说明的目的而被全体称为第一级集电极偏压元件的传输线路321以及电容器322的电特性是结合偏置电压V2来选择的，以便偏压晶体管Q11345的集电极以用于正常工作模式。例如，第一级基极偏压元件的电特性被选择用来规定晶体管Q11345的基极-发射机电流I_BE(未示出)，而第一级集电极偏压元件的电特性被选择用来规定晶体管Q11 345的集电极-发射机电压V_CE(未示出)，从而允许晶体管Q11 345在正常工作模式中和以预定的放大因子进行工作。

图3E是根据本发明一个实施例的如图3A所示的第二级放大器320的框图。第二级放大器320包括一个常规偏压单元3(CBU 3)350和一个晶体管Q12 355。CBU3 350包括电阻器323、二极管324、二极管326、电阻器327、电容器328以及晶体管Q1B 329，它们全体被称为第二级基极偏压元件。在图3E的本发明实施例中，CBU3 350的第二级基极偏压元件的耦合与CBU1 335的第一级基极偏压元件的耦合(图3D)是相同的。但第二级基极偏压元件的电特性可以等于或不等于第一级基极偏压元件的电特性。例如电阻器313(图3D)和电阻器323可以具有不同的电阻值，而晶体管Q1A 319(图3D)和晶体管Q1B 329可以为不同的尺寸。在工作时，基于晶体管Q12 355的工作特性和功放100(图1)的规定，电阻器323、二极管324、二极管326、电阻器327、电容器328以及晶体管Q1B 329的电特性通过结合DC偏置电压V1和V2而被选择，以便偏压晶体管Q12 355的基极以用于正常工作模式。例如，电阻器323可以具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，电阻器327可以具有从几欧姆到几百欧姆的范围内的电阻，Q1B∶Q12晶体管尺寸比可以约为1∶4到1∶10的范围内，以及Q11∶Q12晶体管尺寸比可以约为1∶4到1∶8的范围内。但本发明的范围涵盖了在载波放大器120(图1)和功放100(图1)的操作规定内的其它晶体管尺寸比。在图3E的本发明示例性实施例中，晶体管Q12 355被配置成共射极npn双极性晶体管。

图4A是根据本发明一个实施例的如图1所示的尖峰放大器130的框图。在图4A的本发明实施例中，尖峰放大器130是一个两级放大器，并包括输入匹配单元405、第一级放大器410、级间匹配单元415和第二级放大器/电压控制单元420。第二级放大器/电压控制单元420的各种实施例在下面结合图4B-4D作进一步讨论。

在本发明的一个实施例中，输入匹配单元405被配置成输入匹配单元305(图3B)，其中电感器306(图3B)、电容器307(图3B)以及电容器308(图3B)的电特性被选择使得3dB混合耦合器110(图1)的输出阻抗与尖峰放大器130的在端子40处测得的输入阻抗相匹配。类似地，级间匹配单元415被配置成级间匹配单元315(图3C)，其中电容器309(图3C)、电感器311(图3C)以及电容器312(图3C)的电特性被选择使得第一级放大器410的输出阻抗与第二级放大器/电压控制单元420的输入阻抗相匹配。最后，第一级放大器410被配置成第一级放大器310(图3D)，其中第一级基极偏压元件(也即电阻器313、二极管314、二极管316、电阻器317、电容器318和晶体管Q1A 319)、第一级集电极偏压元件(也即传输线路321和电容器322)、以及晶体管Q11 345(图3D)的电特性被选择使得第一级放大器410按照预定的规定(例如增益、正常模式、关断模式规定)进行工作。

图4B是根据本发明一个实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元420的框图。第二级放大器/电压控制单元420包括第二级放大器445和电压控制单元435。第二级放大器445被配置成第二级放大器320(图3E)。例如，第二级放大器445包括CBU3 440和晶体管Q22 450。CBU3 440包括电阻器423、二极管424、二极管426、电阻器427、电容器428以及晶体管Q2B 429，它们全体被称为第二级尖峰放大器基极偏压元件。在工作时，基于晶体管Q22 450的工作特性和功放100(图1)的规定，第二级尖峰放大器基极偏压元件的电特性通过结合DC偏置电压V3和V4而被选择，以便偏压晶体管Q22 450的基极以用于正常工作模式。例如，电阻器423可以具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，电阻器427可以具有从几欧姆到几百欧姆的范围内的电阻，Q2B∶Q22晶体管尺寸比可以约为1∶4到1∶10的范围内，DC偏置电压V3可以为2.8V到3.0V的范围内，以及DC偏置电压V4可以为3.2V到4.2V的范围内。第二级放大器445接收来自于级间匹配单元415的信号，基于电压控制单元435所接收的电压控制信号Vc放大接收信号，并将放大后的信号发送给尖峰放大器输出端子60。

电压控制单元435接收电压控制信号Vc(典型地为2.8V到4.2V的范围)，并控制第二级放大器445的DC偏压电流。在图4B的本发明实施例中，电压控制单元435包括电阻器431和晶体管Qc 432。典型地，电阻器431具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，而Qc∶Q2B晶体管尺寸比可以约为1∶1到1∶8的范围内。在工作时，响应于从功放100接收的RF信号，用于接收、发送和处理RF信号的基站(未示出)将信号发送给基带调制解调器芯片组(未示出)。该基带调制解调器芯片组处理该信号，并产生电压控制信号Vc。电压控制单元435然后从基带调制解调器芯片组接收该电压控制信号Vc。在本发明另一实施例中，功放100包括RF处理电路(未示出)，用于处理从基带调制解调器芯片组接收的信号。在该实施例中，RF处理电路产生电压控制信号Vc，并将该电压控制信号发送给电压控制单元435。RF处理电路和基带调制解调器芯片组在本领域是公知的，其将不被进一步详细讲述。

典型地，基带调制解调器芯片组基于由基站发射并由基带调制解调器芯片组接收的信号功率电平而生成电压控制信号Vc。例如，如果基带调制解调器芯片组在接收来自于基站的信号时确定功放100工作在低功率输出范围，那么基带调制解调器芯片组向电压控制单元435发送一个“高”电压控制信号Vc(也即高电压状态信号)。但如果基带调制解调器芯片组在接收来自于基站的信号时确定功放100工作在高功率输出范围，那么基带调制解调器芯片组向电压控制单元435发送一个“低”电压控制信号Vc(也即低电压状态信号)。本发明的范围涵盖了与任何电压状态及任何功率输出范围相对应的电压控制信号Vc。

在工作时，如果基带调制解调器芯片组向尖峰放大器130发送一个指示出功放100工作在高功率输出范围的低电压状态控制信号Vc，那么电压控制单元435接收该低单元状态控制信号Vc，并通过所接收的低电压状态控制信号Vc设置尖峰放大器130(图4A)的第二级放大器445的DC偏压电流。该低电压状态控制信号Vc关断晶体管Qc 432，提高晶体管Q2B 429和Q22 450的基极-发射极电流(未示出)，以及将尖峰放大器130偏压成AB类放大器。

但如果基带调制解调器芯片组向尖峰放大器130发送一个指示出功放100工作在低功率输出范围的高电压状态控制信号Vc，那么电压控制单元435接收该高电压状态控制信号Vc，并通过所接收的高电压状态控制信号Vc设置尖峰放大器130的第二级放大器445的DC偏压电流。该高电压状态控制信号Vc导通晶体管Qc 432，并将晶体管Q2B429的基极-发射极电流转向到晶体管Qc 432的集电极-发射极电流。因此晶体管Q2B 429和Q22 450的基极-发射极电流下降，以及尖峰放大器130根据晶体管Q22 450的所产生的偏压状态而被偏压成B类或C类放大器。

图4C是根据本发明另一实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元420的框图。第二级放大器/电压控制单元420包括第二级放大器445和电压控制单元455。第二级放大器445同样地被配置成如图4B所示的第二级放大器445。电压控制单元455包括电阻器456、电阻器457、晶体管Qc1 458以及晶体管Qc2 459。另外，DC偏置电压V3通过线路461被施加给电压控制单元455。典型地，电阻器456具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，电阻器457具有从几欧姆到几百欧姆的范围内的电阻，Qc2∶Qc1晶体管尺寸比可以在约1∶1到1∶10的范围内，Qc1∶Q2B(图4B)晶体管尺寸比可以在约1∶1到1∶8的范围内，DC偏置电压V3可以在2.8V到3.0V的范围内，DC偏置电压V4可以在3.2V到4.2V的范围内，以及电压控制信号Vc可以在2.8V到4.2V的范围内。

电压控制单元455的输入/输出特性与电压控制单元435(图4B)的输入/输出特性是相反的。也即，在端子61处接收的低单元状态控制信号Vc根据晶体管Q22 450(图4B)的所产生的偏压状态而把尖峰放大器130(图4A)偏压为B类或C类放大器，以及高电压状态控制信号Vc把尖峰放大器130偏压为AB类放大器。

图4D是根据本发明又一实施例的如图4A所示的第二级放大器/电压控制单元420的框图。第二级放大器/电压控制单元420包括第二级放大器445和电压控制单元460。第二级放大器445同样地被配置成如图4B所示的第二级放大器445。电压控制单元460包括电阻器462、晶体管Qc3 463以及晶体管Qc4 464。另外，DC偏置电压V4通过线路466被施加给电压控制单元460。典型地，电阻器462具有从几百欧姆到几千欧姆的范围内的电阻，Qc3∶Qc4晶体管尺寸比可以在约1∶1到1∶10的范围内，Qc4∶Q2B(图4B)晶体管尺寸比可以在约1∶1到1∶8的范围内，DC偏置电压V3可以在2.8V到3.0V的范围内，DC偏置电压V4可以在3.2V到4.2V的范围内，以及电压控制信号Vc可以在2.8V到4.2V的范围内。

电压控制单元460的输入/输出特性与电压控制单元435(图4B)的输入/输出特性是相似的。也即，根据晶体管Q22 450(图4B)的所产生的偏压状态，低单元状态控制信号Vc把尖峰放大器130偏压为AB类放大器，以及高电压状态控制信号Vc把尖峰放大器130偏压为B类或C类放大器。

图5是图1所示的输出匹配单元140的框图。通过分别调整输出匹配单元140中的第一λ/4变换器143和第二λ/4变换器145的α和β(单独地或两者)，两个λ/4变换器线路的特征阻抗产生变化。通过最优化α和β，载波放大器120可以在低于载波放大器120能产生的最高输出功率电平的输出功率电平时达到最大效率。

第一λ/4变换器143和第二λ/4变换器145可以用λ/4传输线路(T线路)实现(如图5所示)，或者利用集总元件143a、143b、143c、143d、...、145a、145b、145c、145d等来实现(如图6所示)，或者利用类似元件来实现。输出匹配单元140可以用电容器和电感器(143a、143b、143c、143d、...、145a、145b、145c、145d等)的许多不同组合来实现，以便匹配输出级70处的特定输出阻抗，以及在载波放大器输出端子50处产生一个从尖峰放大器输出端子60处的阻抗变换得来的特定阻抗。替换地，第一λ/4变换器143和第二λ/4变换器145可用LTCC方法或多层方法来实现。作为另一个例子，第一λ/4变换器143和第二λ/4变换器145可以构成为单个的集成电路。

图7是示出了由例如施加给尖峰放大器130(图1)的电压控制信号Vc决定的效率特性的图形。模式0表示在低输出功率范围(也即以dBm为单位从最小输出功率到点Q)内的放大器工作区域。模式1表示在高输出功率范围(也即从点Q到点S和/或T)内的放大器工作区域。当电流递增地施加到尖峰放大器130上时，根据一个实施例的示例性功放首先按曲线D所示的工作。曲线C和B表示在DC偏压电流量增加超过与曲线D有关的电流时与示例性功放有关的效率特性。曲线A表示一般功放的效率特性。

当电流开始流入尖峰放大器130时，尖峰放大器130开始其工作。这改变了载波放大器120的输出阻抗，由此使功放100的效率优化到在图7中如D所示的某个恒定电平。因此，如图7中的曲线D所示，功率相加效率(PAE)从点P(当尖峰放大器130开始工作时)到点S或T具有最大值，其中点S是满足给定线性条件的最高允许输出功率，点T是功放100所产生的饱和输出功率。因此如图所示，与图7中的曲线A所示的一般功放的效率特性相比，通过本发明实施例的示例性功放实现了改善的效率特性。如上所述，这可能通过使尖峰放大器130工作于B类或C类来实现。

然而图8的图形示出了在电压控制信号Vc被施加给尖峰放大器130时的非线性特性。在该图形中，功放100的性能是在输出功率增加时相对于相邻信道功率比(ACPR)而被表征的。在该例子中，整个非线性特性(如图8中的曲线D所示)的值可能难以预测，因此功放100的非线性失真变得不理想。因此，某个特定系统可能需要的ACPR判据R可能不会在不违反该ACPR判据的情况下被维持直到与点S有关的理想输出功率电平。ACPR判据是公知的，而且本领域普通技术人员理解，R例如对于CDMA蜂窝系统可以表示-42dBc，或可以表示其它值。

换句话说，如图7和图8所示，与相关技术中已知的一般功放相比，如果功放100中的尖峰放大器130工作在B或C类(也即如果功放100工作在典型的多赫蒂模式)，那么功放100相对于例如用于无线通信用途的常规功放而表现出改善的效率特性。但在线性方面，该功放在工作于高输出功率范围时可能具有更少的可预测值。

因此，根据本发明实施例的示例性功放满足了在低输出功率范围内的高效率和线性要求，例如在满足系统所需要的ACPR判据R时的点Q处。对于低功率模式0操作，即使将被施加给尖峰放大器130的电压控制信号Vc如此设置使得尖峰放大器130工作在很少有DC电流流过的B或C类，并因此使得功放100工作在多赫蒂模式，那么也满足判据R。另一方面，在模式1时的高输出功率范围中，功放100通过调节被施加给尖峰放大器130的电压控制信号Vc可以达到极好的线性。该线性可以通过以下方式实现，即通过把电压控制信号Vc降低到能满足图8中用R所表示的线性规定(或线性水平)时的点，增加通往尖峰放大器130的第二级放大器445的DC偏压电流。利用该方式，尖峰放大器130例如根据操作模式能够被偏压为AB类放大器。这导致图7和8中的B或C的效率和线性曲线。

图9是一个示出了与本发明实施例的功放100(图1)的模式相对应的效率特性的图形。图10是一个示出了与本发明实施例的功放100的模式相对应的非线性特性的图形。在示例性功放100工作时，考虑图10。当功放100需要一个达到点Q(在该点需要模式切换)的输出功率电平时，基带调制解调器芯片组(未示出)便向尖峰放大器130发送一个低电压状态控制信号Vc，使得被提高的偏压电流可以被施加给尖峰放大器130。利用该方式，根据本发明实施例的功放100的线性在效率轻度降低的情况下被提高。在本发明的一个实施例中，点Q位于15-19dBm的范围，但本发明涵盖了其它工作输出功率，在该工作输出功率处，功放100切换模式。模式1下的效率和线性曲线类似于曲线B的效率和线性曲线(图7-8)。这防止了违反判据R。

图11是一个示出了与本发明功放100(图1)的模式相对应的增益特性的图形。在本发明中，载波放大器120和尖峰放大器130可以被操作成具有相同的线性增益特性。然而，即使载波放大器120和尖峰放大器130被实现为利用不同的线性增益特性进行工作，整个系统也不被影响，因为两种模式可以被清楚地区分，并根据本发明的特定实施例独立地工作。

图12是一个示出了根据本发明另一实施例的移动手持机内的功放的结构的框图。根据本发明另一实施例的功放在结构和操作方面基本上与图1所示的功放100相同。因此相同的附图标记是指图1和图12的功放中的相同部件。因此图12的功放的详述对于本领域普通技术人员是不必要的，因此被略去。

如图12所示，根据本发明另一实施例的另一示例性功放包括一个相差补偿器180，其代替图1的3dB混合耦合器110。相差补偿器180被耦合到输入级10和尖峰放大器130，使得输入信号被施加给尖峰放大器130和载波放大器120，其中相差补偿器180具有90°(λ/4)的相差。

如上所述，因为被施加给尖峰放大器130的输入信号和被施加给载波放大器120的输入信号通过相差补偿器180的工作而具有90°(λ/4)的相差，所以当来自于载波放大器120和尖峰放大器130的输出功率加入到输出匹配单元140中时，将不存在相差，并因此获得最佳输出功率。

如果采用相差补偿器180代替3dB混合耦合器110，那么相差补偿器180可以用简单的传输线路来实现。替换地，相差补偿器180可以用集总元件来实现，因为简单的传输线路可能接近于电感值。以这种方式，功放可以在没有3dB混合耦合器110或放大器外部的大尺寸传输线路的情况下实现。另外，因为相差补偿器180可以被集成在单个芯片和/或单个集成电路内，所以功放100的整个尺寸可以被减小，并由此降低功放100的价格。

总之，当由移动手持机的功放100产生的低输出功率范围(模式0)足够用于移动手持机/基站对的、由基带调制解调器芯片组接收的信号功率电平所决定的正确功能时，基带调制解调器芯片组将第一状态的电压控制信号Vc发送给尖峰放大器130，使得功放100工作在多赫蒂模式(也即使得尖峰放大器130工作为B或C类放大器)。相反，如果由移动手持机的功放100产生的低输出功率范围(模式0)不足以用于移动手持机/基站对的、由基带调制解调器芯片组接收的信号功率电平所决定的正确功能，并且基站要求功放100工作在高输出功率范围(模式1)，便由基带调制解调器芯片组将第二状态的电压控制信号Vc发送给尖峰放大器130，使得被施加给尖峰放大器130的DC偏压电流上升，而且直到满足功放100的非线性规范的点R之前ACPR均会得到改善。在本发明的一个实施例中，第一状态的电压控制信号Vc是高电压状态信号，而第二状态的电压控制信号Vc是低电压状态信号。在本发明的另一实施例中，第一状态的电压控制信号Vc是低电压状态信号，而第二状态的电压控制信号Vc是高电压状态信号。

尽管为了说明性的目的已经公开了本发明的几个实施例，但本领域技术人员应当理解，在不脱离附属权利要求书所披露的本发明的范围和精神的情况下，各种修正、增加和替换都是可能的。

如上所述，已经示出了在移动手持机内的能提供改善的效率和线性的本发明的示例性功放，其方式是，根据由基带调制解调器芯片组所接收的有关信号功率电平通过从基带调制解调器芯片组接收的控制信号Vc来控制被施加给移动手持机的尖峰放大器的DC偏压电流。例如在低输出功率范围内，被施加给尖峰放大器的控制信号V_C的状态被选择使得本发明的功放工作在多赫蒂模式，而且在高输出功率范围内，被施加给尖峰放大器的控制信号V_C的状态被选择使得满足功放的非线性规定。

上述发明的各种特征和方面可以单独或结合地使用。另外，本发明可以在超越这里所讲述的环境和应用之外的许多环境和应用中使用，而不脱离本说明书的更宽精神和范畴。因此，说明书和附图应被认为是说明性的，而非限制性的。本发明的范围并不局限于上述实施例，而是只由所附权利要求书来确定。

Claims

1.用于功放的偏压控制的系统，包括：

被耦合到输入级上以用于放大输入信号的载波放大器；以及

被耦合到所述输入级上以用于放大所述输入信号的尖峰放大器，所述尖峰放大器被配置成接收一个用于偏压该尖峰放大器的电压控制信号，所述电压控制信号基于由远程基站发送的信号功率电平，

其中，所述尖峰放大器还包括：

被耦合到所述输入级上的尖峰第一级放大器；

被耦合到所述尖峰第一级放大器和尖峰放大器输出端子上的尖峰第二级放大器；和

被耦合到所述尖峰第二级放大器上的电压控制单元，所述电压控制单元被配置成通过所接收的电压控制信号偏压所述尖峰放大器，

其中，基于所接收的电压控制信号的状态，所述电压控制单元在低输出功率范围下把所述尖峰放大器偏压为B类或C类放大器，并在高输出功率范围下把所述尖峰放大器偏压为AB类放大器。

2.如权利要求1所述的系统，其中所述载波放大器还包括：

被耦合到所述输入级上的载波第一级放大器；和

被耦合到所述载波第一级放大器和载波放大器输出端子上的载波第二级放大器。

3.如权利要求1所述的系统，其中所述功放被配置用来在由所述远程基站发送的信号功率的电平指示出该功放工作在所述低输出功率范围的情况下产生第一状态的电压控制信号。

4.如权利要求1所述的系统，其中所述功放被配置用来在由所述远程基站发送的信号功率的电平指示出该功放工作在所述高输出功率范围的情况下产生第二状态的电压控制信号。

5.如权利要求1所述的系统，还包括一3dB混合耦合器，其被配置用来接收来自于输入级的输入信号，发送第一输入信号到载波放大器的输入端，以及发送第二输入信号到所述尖峰放大器的输入端，所述第二输入信号相对于所述第一输入信号被移相约90°的相位。

6.如权利要求5所述的系统，还包括一输出匹配单元，其被配置用来接收来自于所述尖峰放大器的输出信号和来自于所述载波放大器的输出信号，以便在输出级上产生一个基本最佳的功放输出功率信号。

7.如权利要求6所述的系统，其中所述输出匹配单元还包括：

被耦合到载波放大器输出端子上的第一四分之一波长变换器；以及

被耦合到尖峰放大器输出端子、所述第一四分之一波长变换器的输出端、以及输出级上的第二四分之一波长变换器。

8.用于控制移动手持机内的功放的系统，包括：

具有载波输入端子和载波输出端子的载波放大器；

具有尖峰输入端子、尖峰输出端子和用于接收电压控制信号的控制端子的尖峰放大器，所述尖峰放大器被配置成基于所述电压控制信号改变所述功放的至少一个特性；

被耦合到所述载波输入端子和所述尖峰输入端子上的移相器，用于产生一个相对于载波放大器输入信号而被相位延迟的尖峰放大器输入信号；以及

被耦合到所述载波输出端子和所述尖峰输出端子上的输出匹配单元，用于发送载波输出功率信号和尖峰输出功率信号以及用于在功率放大器输出级上形成一个功放输出功率信号，

其中，所述尖峰放大器还包括：

具有所述尖峰输入端子的尖峰第一级放大器；和

具有所述尖峰输出端子并耦合到所述尖峰第一级放大器的尖峰第二级放大器；和

被耦合到所述尖峰第二级放大器上的电压控制单元，所述电压控制单元被配置成通过接收所述电压控制信号和控制所述尖峰放大器的偏压电流，

9.如权利要求8所述的系统，还包括一基带调制解调器芯片组，用于接收由远程基站发送的信号，以及用于在所接收的信号功率电平指示出该功放工作在所述低输出功率范围的情况下产生第一电压状态的电压控制信号，和在所接收的信号功率电平指示出该功放工作在所述高输出功率范围的情况下产生第二电压状态的电压控制信号。

10.如权利要求8所述的系统，其中所述移相器是用于将确定的输入功率分配给所述载波放大器和所述尖峰放大器的混合耦合器。

11.如权利要求10所述的系统，其中所述混合耦合器是用集总元件实现的3dB混合耦合器。

12.如权利要求10所述的系统，其中所述混合耦合器用低温共烧陶瓷(LTCC)方法实现。

13.如权利要求8所述的系统，其中所述移相器是相差补偿器。

14.如权利要求13所述的系统，其中所述相差补偿器用传输线路实现。

15.如权利要求13所述的系统，其中所述相差补偿器用集总元件实现。

16.如权利要求8所述的系统，其中所述输出匹配单元用集总元件实现。

17.如权利要求8所述的系统，其中所述输出匹配单元用低温共烧陶瓷(LTCC)方法实现。

18.如权利要求8所述的系统，其中所述功放的至少一个特性是线性。

19.如权利要求8所述的系统，其中所述电压控制单元被配置使得当所述电压控制信号为所述第一电压状态时所述功放工作为多赫蒂型放大器。

20.如权利要求8所述的系统，其中所述输出匹配单元还包括：

具有被耦合到所述载波输出端子上的输入端和被耦合到所述尖峰输出端子上的输出端的第一变换器；以及

具有被耦合到所述第一变换器的输出端上的输入端和被耦合到所述功放输出级上的输出端的第二变换器。

21.用于以至少两种模式操作无线发射设备内的功放的方法，所述功放包括载波放大器和尖峰放大器，所述尖峰放大器还包括：

被耦合到输入级上的尖峰第一级放大器；和

被耦合到所述尖峰第二级放大器上的电压控制单元，

该方法包括：

在由一远程基站发送并由所述功放接收的信号功率电平指示出该功放工作在低功率范围的情况下产生第一电压状态的电压控制信号；

在由所述远程基站发送并由所述功放接收的信号功率电平指示出该功放工作在高功率范围的情况下产生第二电压状态的电压控制信号；以及

由所述电压控制单元通过所述电压控制信号偏压所述尖峰放大器，其中，所述电压控制单元基于所接收的第一电压状态的电压控制信号而把所述尖峰放大器偏压为B类或C类放大器，并基于第二电压状态的电压控制信号而把所述尖峰放大器偏压为AB类放大器。

22.如权利要求21所述的方法，其中，把所述尖峰放大器偏压为B类或C类放大器的步骤使所述功放工作为多赫蒂型放大器。

23.如权利要求21所述的方法，其中，把所述尖峰放大器偏压为AB类放大器的步骤改善该功放的非线性特性。