CN101151813B - 用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种方法和设备，用于实现使用QPSK调制的系统中的匹配滤波器。在本发明中，通过使用导频序列(或训练序列)的特性，将乘法器改变为多路复用器，以实现匹配滤波器。

Description

用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，具体涉及一种简化的方法和一种设备，用于实现无线通信系统中的匹配滤波器。

背景技术

在CDMA系统的直接序列扩频中，通常采用具有伪随机噪声特性的高速率扩频序列来对较低速率的基带信号的频率进行扩展，由此得到信道扩频增益，以便改进信号的传输质量。在接收机中，使用相同的扩频序列来对接收到的信号执行相反的处理，即解扩处理，以便恢复出原始数据信息。这里，重要的因素是发射机和接收机之间的同步。通常，在DS-CDMA(直接扩频码分多址)系统中，为了帧同步，将通常称为SC(即，同步码)的预定义序列插入每个子帧，此外，为了时隙同步，也将预定义的已知序列(训练序列)插入每个时隙，接收终端可以只通过对预定义的已知序列执行匹配滤波(相关)来实现发射机和接收机之间的同步。

通常，将CDMA接收机的传统系统设计为，通过使用包括大量电子组件的匹配滤波器来实现同步，其中该匹配滤波器占据了较大面积，并且其实现更加昂贵。特别地，CDMA接收机使用匹配滤波器来匹配码序列，以便检测相关峰值。通常，匹配滤波器包括延迟寄存器、乘法器和加法器。因为匹配滤波器需要包括大量电子组件，所以系统设计非常昂贵，并且系统占据了较大的面积。

现在参照图1，此图示出了在CDMA接收机中实现的匹配滤波器的功能。当接收机接收到输入信号时，调谐匹配滤波器，以便匹配码序列。在使用QPSK调制的系统中，诸如TD-SCDMA(时分同步码分多址)系统，将码序列插入接收机所接收到的信号(即数字采样)中。提供码序列的目的是增强通信系统的操作。具体地，在CDMA无线通信系统中，扩频技术非常适于在具有严重干扰的无线环境下提供稳定的数据传输。

另一方面，在CDMA系统中，多个用户同时共享相同频谱上的通信信道。为了将一个传输与另一个区分开，每个UE(用户设备)具有唯一的同步码序列。同步序列通常具有良好的自相关性能，因此帮助UE在没有关于定时参考的任何先验知识的情况下迅速且准确地识别同步码，此外还帮助基站区分不同UE所使用的不同码。在实现中，通常将匹配滤波器用于对DS-CDMA系统中的不同用户进行同步和区分。正如图1中所示，匹配滤波器1包括匹配滤波器单元2和检测单元3，其中，匹配滤波器单元2用于对输入数据流中的码序列执行匹配滤波，检测单元3用于检测来自匹配滤波器单元2的匹配滤波器输出，其中，匹配滤波器单元2的较高输出值指示了与期望码序列的更调谐的匹配。这个过程也称为相关过程。因此，高输出值表示与输入与所感兴趣的码序列具有良好的相关性。此外，在平坦衰落信道中，可以将子帧/时隙内的峰值输出值用做针对这个子帧/时隙的信道估计值。

参照图2，这个图示出了演示了用于实现现有技术中的匹配滤波器的有限冲激响应(FIR)滤波器的示意图。正如图2所示，为了使码序列与长度L匹配，需要L个延迟寄存器、L个乘法器和L个加法器。也就说，在现有技术中，需要更多的硬件元件来实现匹配滤波器。此外，公知的是，乘法器的硬件实现更复杂。

考虑到上述原因，需要提供匹配滤波器的新硬件实现，以便通过使用较少的电子元件和相对简单的硬件结构来实现所需要的匹配滤波器功能。

发明内容

本发明的目的是提供一种新颖的改进方法和功能处理，以便简化CDMA系统中的匹配滤波器(具体是针对使用QPSK调制的系统中的匹配滤波器)的硬件结构，使用导频序列(或训练序列)的特性来以选择器(可以通过多路复用器来实现)替代现有技术中的乘法器，以便实现匹配滤波器。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法，该方法包括以下步骤：对预处理后的接收信号进行过采样和提取，以便得到多个采样序列中的各个采样点的同相分量(I分量)和正交分量(Q分量)；以及根据预定义的选择信号，对各个采样序列的相同采样序列中的各个采样点的I分量和Q分量进行转换和组合，以便得到多个对应的匹配滤波结果。

优选地，预定义的选择信号是基于已知训练序列的选择信号，其中，每个采样序列的长度等于已知训练序列的长度。

根据本发明的第二方面，提供了用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的设备，该设备包括：过采样和提取装置，用于对预处理后的接收信号进行过采样和提取，以便得到多个采样序列中的各个采样点的I分量和Q分量；以及转换处理装置，用于根据预定义的选择信号，对各个采样序列的相同采样序列中的各个采样点的I分量和Q分量进行转换和组合，以便得到多个对应的匹配滤波结果。

优选地，匹配滤波器还包括预定义装置，用于基于已知训练序列的选择信号来设置预定义的选择信号，其中各个采样序列的长度与已知训练序列的长度相同。

与传统的方法相比，根据本发明的用于实现无线通信系统的接收机中的匹配滤波器的装置和方法可以有效地降低匹配滤波器的硬件实现复杂度，并减少电路面积。

通过对附图和所附权利要求的以下描述，本发明的其他目的和成就将变得显而易见，并得到更全面的理解。

附图说明

在下文中，参考附图，对本发明的优选实施例进行描述，在附图中：

图1是无线通信系统的接收机中的匹配滤波器的功能方框图；

图2是现有技术中的匹配滤波器的硬件实现的功能方框图；

图3是根据本发明的实施例的匹配滤波器的方框图；

图4是根据本发明的实施例的匹配滤波器中的转换处理装置的配置示意图；

图5是根据本发明的实施例的用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法的流程图；

图6是如图3和图4所示的转换处理装置的电路实现方式的示意图；

图7A和图7B是分别示出了TD-SCDMA系统中的转换处理装置的输出结果的I分量和Q分量的每个电路部分的特定电路实现方式的示意图；

图8是示出了用于WCDMA系统中的转换处理装置的输出结果的I分量和Q分量的每个电路部分的特定电路实现方式的示意图。

在所有的附图中，相同的附图标记表示相似或相同特征和功能。

具体实施方式

图3示出了根据本发明的第一实施例的匹配滤波器的方框图。在无线通信系统的接收机中，首先对接收到的输入信号进行预处理，然后将该信号传输到匹配滤波器。如图3所示，匹配滤波器1包括：过采样和提取装置20，用于对预处理后的接收信号进行过采样和提取，以便获得多个采样序列中的每个采样点的I分量和Q分量；以及转换处理装置30，用于根据预定义的选择信号，对各个采样序列的相同采样序列中的各个采样点的I分量和Q分量进行转换和组合，以便得到多个对应的匹配滤波结果，其中可以由预定义装置10基于已知训练序列的选择信号来产生预定义的选择信号。优选地，每个采样序列的长度等于已知训练序列的长度。

在实现过程中，过采样和提取装置20可以首先对接收到的信号进行过采样，以便得到多个采样序列，然后对多个采样序列中的每个采样点进行处理，以便提取每个采样点的I分量和Q分量；可选地，过采样和提取装置20可以首先提取接收信号的I分量和Q分量，然后基于同一定时参考分别对I分量和Q分量进行过采样，按照这种方式，还可以得到多个采样序列中的每个采样点的I分量和Q分量。

此外，匹配滤波器1优选地可以包括：缓冲装置40，用于缓冲多个匹配滤波结果；以及比较装置50，用于对缓冲后的多个匹配滤波结果进行比较，以便确定最佳匹配采样序列，其中最佳匹配采样序列所对应的匹配滤波结果的值是最大的。

图4示出了图3中所示的匹配滤波器中的转换处理装置的配置示意图。转换处理装置30包括取反装置301、信号组合装置302和累加装置303，其中取反装置301用于对各个采样点的I分量和Q分量执行取反操作，以便得到取反后的I分量和取反后的Q分量；而信号组合装置302用于对各个采样点的I分量、取反后的I分量，Q分量和取反后的Q分量执行预定义的组合操作，以便得到各个采样点的对应的输出结果；而累加装置用于对采样序列的相同采样序列中的各个采样点所对应的输出结果执行累加操作，以便得到与采样序列相对应的匹配滤波结果。

图5是根据本发明的实施例用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法的流程图。在无线通信系统的接收机中，首先对接收到的输入信号进行预处理，然后进行匹配滤波处理。在步骤S1中，接收到预处理后的接收信号，然后进入步骤S2。在步骤S2中，对相同采样序列的各个采样点的I分量和Q分量进行转换和组合，以便得到多个对应的匹配滤波结果，之后，进入步骤S3，对相同采样序列的各个采样点的I分量和Q分量进行转换和组合，以便得到与多个采样序列相对应的多个匹配滤波结果，其中，预定义的选择信号是基于已知训练序列的选择信号产生的。此外，各个采样序列优选地具有与已知训练序列相同的长度。

在实现过程中，在步骤S2，首先可以对接收到的信号进行过采样，以便得到多个采样序列，然后对多个采样序列的每个采样点进行处理，以便提取每个采样点的I分量和Q分量；可选地，在步骤S2，首先可以提取接收信号的I分量和Q分量，然后分别基于同一定时参考来对接收信号的I分量和Q分量进行过采样，按照这种方式，还可以得到多个采样序列中的每个采样点的I分量和Q分量。

此外，如图5所示，用于实现对无线通信系统中的接收信号的匹配滤波的方法优选地包括步骤S3之后的另一个步骤4。在步骤S4，缓冲与多个采样序列相对应的多个匹配滤波结果，并对它们进行比较，以便确定最佳匹配采样序列，其中，与最佳匹配采样序列相对应的匹配滤波结果的值是最大的。

特别地，如图5所示的匹配滤波方法的步骤S3可以包括以下子步骤：

-对各个采样点的I分量和Q分量执行取反操作，以便得到取反后的I分量和取反后的Q分量；

-对各个采样点的I分量、取反后的I分量，Q分量、取反后的Q分量执行预定义的组合操作，以便得到各个采样点的对应的输出结果；

-对采样序列的相同采样序列中的各个采样点所对应的输出结果执行累加操作，以便得到与采样序列相对应的匹配滤波结果。

第一实施例

在采用QPSK调制的移动通信系统中，在将SC序列(即，预定义的训练序列)的每个同步码(SC)映射成复数符号时，复数幅度总是为1，而复数符号的相位具有90°的相差。因此，在映射成复数符号之后，每个SC(即同步码)只能是从幅度为1的复数集合中所选择的四个值之一。当信号的相角为(0°、180°、90°、270°)时，这个值的典型集合由(1、-1、j、-j)表示，并且当信号的相角为(45°、315°、135°、225°)时，该值的另一个集合为(1+j、1-j、-1+j、-1-j)。

特别地，在TD-SCDMA系统中，SC序列的每个单元的数值是来自集合{1、-1、j、-j}之一。假设接收机中的匹配滤波器的输入为x，过采样后的输入采样是x(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)是同相分量(I分量)，而Q(n)是正交分量(Q分量)，可以通过提取处理来得到这两个分量；并且ss(i)是预定义SC序列的第i个码片。因此，可以使用以下方程来表示输入采样和预定义SC序列中的对应码片的乘积的I分量和Q分量：

$\mathrm{Re}\left[y\left(n\right)\right]=\mathrm{Re}[x\left(n\right)\·\mathrm{ss}*\left(i\right)]=\left\{\begin{array}{cc}I\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1\\ -I\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1\\ -Q\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=j\\ Q\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-j\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\mathrm{Im}\left[y\left(n\right)\right]=\mathrm{Im}[x\left(n\right)\·\mathrm{ss}*\left(i\right)]=\left\{\begin{array}{cc}Q\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1\\ -Q\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1\\ I\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=j\\ -I\left(n\right)& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-j\end{array}\right.$

其中ss^*(i)是ss(i)的共轭值。由于y(n)＝Re[y(n)]+jIm[y(n)]，可以推导出，针对多个采样序列的每个采样点所得到的匹配滤波结果是来自集合{I+jQ、-I-jQ、-Q+jI、Q-jI}之一，其中I是I分量，Q是Q分量，-I是取反后的I分量，-Q是取反后的Q分量。

然而，在WCDMA系统中，SC序列的每个单元的数值是来自{1+j、1-j、-1+j、-1-j}之一。同样地，假设接收机中的匹配滤波器的输入是x，过采样之后的输入采样是x(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)是I分量，而Q(n)是Q分量，可以通过提取处理来得到这两个分量；ss(i)是预定SC序列的第i个码片。因此，可以使用以下方程来表示输入采样和预定SC序列中的对应码片的乘积的I分量和Q分量：

$\mathrm{Selector}5=\mathrm{Re}\left[y\left(n\right)\right]=\mathrm{Re}[x\left(n\right)\·\mathrm{ss}*\left(i\right)]=\left\{\begin{array}{cc}I-Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1+j\\ I+Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1-j\\ -I-Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1+j\\ -I+Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1-j\end{array}\right.---\left(2\right)$

$\mathrm{Selector}5=\mathrm{Re}\left[y\left(n\right)\right]=\mathrm{Re}[x\left(n\right)\·\mathrm{ss}*\left(i\right)]=\left\{\begin{array}{cc}I+Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1+j\\ -I+Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=1-j\\ I-Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1+j\\ -I-Q& \mathrm{ss}*\left(i\right)=-1-j\end{array}\right.$

由于y(n)＝Re[y(n)]+jIm[y(n)]，可以推导出，针对多个采样序列的每个采样点所得到的匹配滤波结果是来自集合{(I-Q)+j(I+Q)、(I+Q)+j(-I+Q)、-(-I-Q)+j(I-Q)、(-I+Q)+j(-I-Q)}之一，其中I是I分量，Q是Q分量，-I是取反后的I分量，-Q是取反后的Q分量。

图6是图3和图4中所示的转换处理装置30的每个电路组件的特定电路实现方式的示意图。假设无线通信系统接收机中的预定义训练序列的长度是L，则转换处理装置30包括L个相同的操作单元，其中的每个都包括组合器3021(可以通过多路复用器来实现)、加法器3022和延迟装置3023，其中延迟装置3023的延迟时间是可以由多个延迟寄存器来实现的每个采样序列中的两个相邻采样点的时间间隔。基于预定义选择功能的集合，组合器3021对输入采样的I分量、Q分量、取反后的I分量和取反后的Q分量执行各种组合操作，结果是预定义结果集合中的一个。针对TD-SCDMA系统，特别地，如上述方程(1)所述，期望结果的集合是集合{I+jQ、-I-jQ、-Q+jI、Q-jI}中的一个，其中I是I分量，Q是Q分量，-I是取反后的I分量，-Q是取反后的Q分量。针对WCDMA系统，期望结果的集合是集合{(I-Q)+j(I+Q)、(I+Q)+j(-I+Q)、(-I-Q)+j(I-Q)、(-I+Q)+j(-I-Q)}，其中I是I分量，Q是Q分量，-I是取反后的I分量，-Q是取反后的Q分量。

如上述方程(1)和(2)所示，可以单独计算转换处理器30的输出结果y的I分量和Q分量。在基带的硬件实现中，可以将转换处理装置30方便地分成两个部分，即用于产生匹配滤波结果的I分量(即I分量)的一个电路部分，和用于产生匹配滤波结果的Q分量(即Q分量)的另一个电路部分，其中可以通过如图5所示的特定电路结构来实现这两个电路部分，这两个电路部分之间的唯一差别只在于如图6所示的组合器的组合功能的差别。

如上所述，对于WCDMA系统，根据上述方程(2)，针对每个采样点x(n)，I分量Re[y(n)]和Q分量Im[y(n)]是取决于SC序列(即预定义的训练序列)中的对应码ss^*(i)(即ss(i)的共轭值)的值的{(I-Q)、(I+Q)、(-I-Q)、(-I+Q)}和{(I+Q)、(-I+Q)、(I-Q)、(-I-Q)}。因此，就输出结果的I分量和Q分量的两个电路部分来说，其区别在于组合器的不同组合功能，分别如上述方程(2)的两个方程所述。对于TD-SCDMA系统，根据上述方程(1)，针对每个采样点x(n)，匹配滤波结果的同相分量Re[y(n)]和正交分量Im[y(n)]是取决于SC序列(即预定义的训练序列)中的对应码ss^*(i)(即ss(i)的共轭值)的值的{I、-I、-Q、Q}和{Q、-Q、I、-I}。因此，就输出结果的I分量和Q分量的两个电路部分来说，可以使用选择器来实现组合器3021，其区别在于选择器的不同选择功能，分别如上述方程(1)中的两个方程所示，从而大大简化了电路。

在TD-SCDMA系统中，针对子帧的同步序列是DwPTS，而针对时隙的同步序列是训练序列。DwPTS和训练序列是交替的实数和虚数。DwPTS和训练序列的奇码总是虚数，而DwPTS和训练序列的偶码总是实数。为了计算输出结果的I分量Re[y]，只将输入采样的Q分量认为是用于输出转换处理装置30中输出结果I分量的电路部分的奇操作单元的输入，而将输入采样的I分量认为是用于输出转换处理装置30中输出结果I分量的电路部分的偶操作单元的输入。为了计算输出结果的Q分量Im[y]，只将输入采样的I分量认为是用于输出转换处理装置30中输出结果Q分量的电路部分的奇操作单元的输入，而将输入采样的Q分量认为是用于输出转换处理装置30中输出结果Q分量的电路部分的偶操作单元的输入。

因此，针对TD-SCDMA无线通信系统，用于输出匹配滤波器中转换处理装置30输出结果的I分量和Q分量的两个电路部分可以分别使用如图7A-B所示的四种选择器。输出结果的I分量如图7A所示。针对用于计算转换处理装置30输出结果I分量的奇操作单元，采用第一种选择器13021’，将其定义如下：

$\mathrm{Selector}1=\left\{\begin{array}{cc}-Q& \mathrm{ss}*\left[i\right]=j\\ Q& \mathrm{ss}*\left[i\right]=-j\end{array}\right.---\left(3\right)$

针对用于计算转换处理装置30输出结果I分量的偶操作单元，使用第二种选择器(选择器2)3021”，将其定义如下：

$\mathrm{Selector}2=\left\{\begin{array}{cc}I& \mathrm{ss}*\left[i\right]=1\\ -I& \mathrm{ss}*\left[i\right]=-1\end{array}\right.---\left(4\right)$

为了简明的目的，假设L是偶数。因此，在图7A所示的电路中，L选择器是第二类型选择器3021”。

输出结果的I分量如图7B所示，针对用于计算转换处理装置30中输出结果Q分量的奇操作单元，使用选择器(选择器3)3021”’，将其定义如下：

$\mathrm{Selector}3=\left\{\begin{array}{cc}I& \mathrm{ss}*\left[i\right]=j\\ -I& \mathrm{ss}*\left[i\right]=-j\end{array}\right.---\left(5\right)$

针对用于计算转换处理装置30输出结果Q分量的偶操作单元，使用第四种选择器(选择器4)3021””，将其定义如下：

$\mathrm{Selector}4=\left\{\begin{array}{cc}Q& \mathrm{ss}*\left[i\right]=1\\ -Q& \mathrm{ss}*\left[i\right]=-1\end{array}\right.---\left(6\right)$

同样地，为了简明目的，假设L是偶数，则L选择器是图7B种的电路的第四种选择器3021””。

如图8所示，在WCDMA系统中，也可以将3021””用于实现图6所示的组合器3021，但是需要在各个选择器的输入之前添加转换电路，转换电路304用于将输入采样的I分量、Q分量、取反后的I分量、取反后的Q分量转换成四个输入信号I+Q、I—Q、—I+Q和—I—Q，以便通过逻辑运算(例如，四个加法器)对这四个输入信号进行选择，由此再一次简化了电路配置，特定电路结果如图8所示。优选地，图8中所示的两个取反器还包括在转换电路304中。针对输出结果的I分量和Q分量的选择器可以分别采用两种选择器(选择器5和选择器6)，其选择功能如上述方程所示。

虽然根据当前优选实施例对本发明进行了描述，可以理解的是，这种公开不构成限制。对于本领域的技术人员而言，在阅读了上述公开之后，各种可选项和修改毫无疑问将变得显而易见。因此，旨在将所附权利要求解释为覆盖了落入本发明的范围和真实精神的所有可选项和修改。

Claims (6)

1.一种用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的方法，所述方法包括以下步骤：

(a)从QPSK输入信号x得到信号分量I(n)，-I(n)，Q(n)以及-Q(n)，其中，I(n)为输入信号x的第n个采样x(n)的同相分量，Q(n)为采样x(n)的正交分量；

(b)确定y(n)＝x(n)·ss*(i)，其中，ss(i)为预定序列ss的第i个采样，ss*(i)表示ss(i)的复共轭；以及

(c)采用y(n)来确定输入信号x与预定序列ss之间的相关性；

其特征在于，根据信号分量I(n)，-I(n)，Q(n)以及-Q(n)来确定y(n)的实部及虚部。

2.如权利要求1所述的方法，其中，每个采样ss(i)来自集合{1，-1，j，-j}，并且包括：

按如下确定y(n)的实部：

I(n)   ifss*(i)＝1

-I(n)  ifss*(i)＝-1

-Q(n)  ifss*(i)＝j

Q(n)   ifss*(i)＝j  

以及按如下确定y(n)的虚部：

Q(n)   ifss*(i)＝1

-Q(n)  ifss*(i)＝-1

I(n)   ifss*(i)＝j

-I(n)  ifss*(i)＝-j。

3.如权利要求1所述的方法，其中，每个采样ss(i)来自集合{1+j，1-j，-1+j，-1-j}，并且包括：

按如下确定y(n)的实部：

I(n)-Q(n)       ifss*(i)＝1+j

I(n)+Q(n)       ifss*(i)＝1-j 

-I(n)-Q(n)      ifss*(i)＝-1+j

-I(n)+Q(n)      ifss*(i)＝-1-j

以及，按如下确定y(n)的虚部：

I(n)+Q(n)       ifss*(i)＝1+j

-I(n)+Q(n)      ifss*(i)＝1-j

I(n)-Q(n)       ifss*(i)＝-1+j

-I(n)-Q(n)      ifss*(i)＝-1-j。

4.一种用于实现无线通信系统中的匹配滤波器的设备(1)，包括：

-过采样和提取装置(20)，用于从QPSK输入信号x得到信号分量I(n)以及Q(n)，其中，I(n)为输入信号x的第n个采样x(n)的同相分量，Q(n)为采样x(n)的正交分量；以及

-转换处理装置(30)，用于确定y(n)＝x(n)·ss*(i)，其包括取反装置(301)，用于对信号分量I(n)以及Q(n)执行取反操作，其中，ss(i)为预定序列ss的第i个采样，ss*(i)表示ss(i)的复共轭；以及

-缓冲装置(40)及比较装置(50)，用于采用y(n)来确定输入信号x与预定序列ss之间的相关性；

其特征在于，转换处理装置(30)适于根据信号分量I(n)，-I(n)，Q(n)以及-Q(n)来确定y(n)的实部及虚部。

5.如权利要求4所述的设备(1)，其中，每个采样ss(i)来自集合{1，-1，j，-j}，并且转换处理装置(30)适于

按如下确定y(n)的实部：

I(n)      ifss*(i)＝1

-I(n)     ifss*(i)＝-1

-Q(n)     ifss*(i)＝j

Q(n)      ifss*(i)＝-j

以及，按如下确定y(n)的虚部：

Q(n)      ifss*(i)＝1

-Q(n)     ifss*(i)＝-1 

I(n)      ifss*(i)＝j

-I(n)     ifss*(i)＝-j。

6.如权利要求4所述的设备(1)，其中，每个采样ss(i)来自集合{1+j，1-j，-1+j，-1-j}，并且转换处理装置(30)适于

按如下确定y(n)的实部：

I(n)-Q(n)       ifss*(i)＝1+j

I(n)+Q(n)       ifss*(i)＝1-j

-I(n)-Q(n)      ifss*(i)＝-1+j

-I(n)+Q(n)      ifss*(i)＝-1-j

以及，按如下确定y(n)的虚部：

I(n)+Q(n)       ifss*(i)＝1+j

-I(n)+Q(n)      ifss*(i)＝1-j

I(n)-Q(n)       ifss*(i)＝-1+j

-I(n)-Q(n)      ifss*(i)＝-1-j 。

Images