CN101114796B

CN101114796B - 用于最大负载效率的栅极驱动器拓扑结构

Info

Publication number: CN101114796B
Application number: CN2007101290389A
Authority: CN
Inventors: W·邱; B·道拉特; R·阿布-哈姆扎; S·劳尔
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2006-06-30
Filing date: 2007-06-29
Publication date: 2012-11-21
Anticipated expiration: 2027-06-29
Also published as: TW200824242A; US7615940B2; TWI430549B; US20100007320A1; US20080001553A1; US7847531B2; CN101114796A; USRE44587E1; TW201330477A; TWI483530B

Abstract

一种电路包括用于接收电源电压的第一输入以及用于从DC至DC转换器的输出接收感测电流信号的第二输入。该电路还包括用于向驱动电路提供可调驱动电压的输出。该电路还额外地包括用于响应于电源电压和上述感测电流信号来调整驱动电压的电路。

Description

用于最大负载效率的栅极驱动器拓扑结构

技术领域

本发明涉及栅极驱动器，尤其涉及具有可变电源电压以在开关电源的多种负载电流范围和工作频率下提供最大负载效率的栅极驱动器。

背景技术

每种电子电路都被设计成在通常假定为恒定的某一电源电压下工作。调压器提供恒定DC输出电压并且包含在不考虑负载电流或输入电压的变化的情况下将输出电压持续保持为一已调节值的电路。线性调压器通过使用一电压电流源来工作以输出固定电压。控制电路必须监视该输出电压并调整电流源以将输出电压保持在期望值上。

电路设计人员对施加在用于开关电源的晶体管开关的驱动电路上的驱动电压的选择是有限的。他们可以使用在许多应用中等于12伏特的输入电压V_in或者通常为5伏特的系统偏置电压VCC。如果使用更高的电压V_in作为栅极驱动器电压，则对于开关电源电路而言，会在负载电流的低端出现效率损耗。如果使用系统电压VCC作为驱动电压，则对于较大的负载电流高端效率会有所损耗。于是就需要一种在开关电源的多种负载电路范围下提供最大负载效率的栅极驱动器拓扑结构。

发明内容

在此公开并要求保护的本发明，在其一个方面包括一种具有第一和第二输入的电路。第一输入用于从电压源接收电源电压。第二输入从DC至DC转换器的输出接收感测的电流信号。该电路的输出向DC至DC转换器的驱动电路提供一可调驱动电压。第一电路响应于输入电源电压和感测的电流信号来调整驱动电压以便在输出处提供可调输出电压。

附图说明

为了更全面地理解本发明及其优点，现将对以下结合附图的描述做出参考，在附图中：

图1是DC至DC转换器拓扑结构的图示；

图2示出了对DC至DC转换器同时使用输入电压V_in和系统电压VCC的情况下负载效率与栅极驱动电压的关系；

图3是根据本发明公开的用于控制驱动电压的电路的框图；

图4是包括图3的电路的DC至DC转换器拓扑结构的图示；

图5是补偿型调节器的示意图；

图6是图3的电路的第一实施例的示意图；

图7示出了图3的电路的第二实施例；

图8示出了图3的电路的第三实施例；以及

图9示出了在各种频率下负载量与驱动电压的关系。

具体实施方式

现参考附图(其中贯穿各图用相同标号指示相同元素)示出并描述了本发明的实施例，并且描述了本发明的其他可能的实施例。各图无需按比例绘出，并且在某些实例中仅出于说明目的对图中几处进行了放大和/或简化。本领域普通技术人员基于以下本发明的可能实施例的示例可以认识到本发明的许多可能的应用和变化。

现参考图1，示出了DC至DC转换器拓扑结构的基本表示。偏置电压源102将芯片偏置电压提给控制器104。偏置电源电压

102的电压通常被标注为VCC并且为5伏特。控制器104负责生成对驱动器电路106的控制信号。控制器104响应于由电压感测电路116和电流传感器电路118提供的信号而工作。响应于来自控制器104的控制信号，驱动器电路106生成用于导通或截止功率级108内的晶体管的驱动信号。驱动器电路106由驱动器电源电压110驱动。驱动器电源电压通常是输入电压V_in，但也可以是系统偏置电压VCC。功率级电源输入电压V_in 112用于为功率级电路108提供输入电压。功率级电路108连接至负载DC至DC转换器的负载114。

虽然驱动器电源电压110可以是来自电源112的系统电压输入V_in或者是来自偏置电源电压102的芯片偏置电压VCC，但是对上述电源的每一种的使用都有相关联的诸多限制。现参见图2，其中用功率转换器效率与负载电流的关系示出了与系统电压和偏置电压的每一个相关联的限制。如果如曲线202所示使用功率级电源电压112V_in作为驱动器电源电压110，则功率转换器会在负载电流较低时损失效率。类似地，如果使用偏置电源电压102VCC作为驱动器电源电压110，则提供的效率如曲线204所示。从图中可以看出，在此配置中，使用VCC的转换器效率在负载电流较高时大幅降低。

一种同时在高端和低端负载电流下提供更佳效率的解决方案是例如使用如图3的框图中所示的电路，利用可变栅极驱动电压来为驱动器电路106供电。在此情况下，自适应驱动电压源电路302响应于电路302的多个输入来生成可变栅极驱动电压VCC_ADJ。该可调驱动电压是响应于所提供的输入系统电压V_in、功率级电路108的输出负载电流I_out/I₁和/或功率级电路108的开关频率F_sw而生成的。自适应驱动电压源302另外还接地。虽然图中示出的是使用输入电压V_in，但是也可以使用偏置电压VCC或其他电压源作为输入。

所提出的自适应驱动电压源302的操作根据开关转换器内的负载或电感器电流和/或开关频率来调节施加给功率级108的功率FET开关的栅源电压V_gs。为了在不牺牲器件可靠性的情况下实现MOSFET电路中的最低Rdson开启，相比于额定Vgs，尽可能高地驱动栅极电压。较低的Rdson值降低了给定Rms电流下晶体管和功率级108的功耗。或者，功率级108的功率开关内的其他损耗被耗散在该栅极驱动器内并且这些损耗与驱动电压有关，还与特定FET的栅极电荷特性以及功率级108的开关频率有关。对于任何给定的系统，上述方案将提供对给定负载114或电感器电流范围以及开关频率变化选择边界驱动电压所需的可调性。于是，使用负载信息(电感器或输出电流，和/或开关的开关频率)，栅极电压由适配器驱动电压源电路

302来调节以实现由驱动器以及来自FET开关本身的Rdson所得的最小功率损耗机制。

现参考图4，示出了在DC至DC转换器拓扑结构中实现的图3的自适应驱动电压源302。自适应驱动电源电压302位于驱动器电源电压110和驱动器电路106之间。自适应驱动电压源302对驱动器电路106的电压输出响应于由电流传感器118检测到的功率级108内的被测负载电流和/或由控制器104提供的开关频率而变化。提供给自适应驱动电压源302的电压可以是用于功率级电源电压112的输入电压V_IN、来自偏置电源电压102或其他电压源的电压。电流传感器118向自适应驱动电压源302提供负载电流的指示以提供变化的电压输出。负载电流在功率级108内基于施加的负载而变化。驱动器电路106响应于提供给驱动器电路106的可变电压来生成变化的栅极驱动电压信号，而上述可变电压则响应于自适应驱动电压源302来提供。这些变化的栅极驱动电压信号响应于施加给功率级108的具体负载114，使得功率级108中的开关晶体管内的Rdson利用最大化并且提供最大化的负载效率。

现参考图5，示出了包括补偿型调节器电路的功率级108的一个示例。第一晶体管502具有连接在V_in和节点504之间的漏/源路径。第二开关晶体管506具有连接在节点504和地之间的漏/源路径。电感器508连接在节点504和510之间。电容器512连接在节点510和地之间。在节点504处测量负载电流并将该信息连同来自控制器104的开关频率F_SW一起提供给自适应驱动电压源302。图5中示出的电路的总负载效率基于如下等式：

Eff = \frac{P_{out}}{P_{1} &PlusMinus; P_{2} &PlusMinus; P_{3}}

其中：P_out＝V_o×I_out

P₁＝VCC×ICC

P₁＝V_in×I_n

P₃＝Vdr×Idr

于是，可以更改提供给驱动器电路106的Vdr的值，由此按上式改变P₃的值。随后基于所确定的通过节点504的负载电流来设置P₃的值，由此在一定范围的负载电流下提供DC至DC转换器效率的最大值。

现参考图6至图8，示出了根据本发明公开的自适应驱动电压源302的各个实施例。虽然在图6至图8中提供的当前示例描述了响应于基于电流传感器118的测量的被测负载电流生成可变输出电压以使负载效率最大化的方式，但是本发明也构想了除负载电流之外还使用开关频率或仅使用开关频率作为建立可变输入电压的可变输入来使得开关电源电路内的负载效率最大。

在图6所示的第一实施例中使用了串联通过线性调节(pass linear regulation)配置。如上所述连接自适应驱动电压源302以从驱动器电源电压110接收输入电压V_in。自适应电压源302另外还接收来自电流传感器118的感测电流I_sen。运放602具有被连接以在节点604处接收I_sen信号的正输入。同样连接至节点604的是同样接地的电阻器606。运放602的负输入连接至由电阻器608和610组成的反馈网络。运放602的负输入连接至节点607，而电阻器608则连接在节点607和地之间。电阻器610连接在节点607和节点612之间。晶体管614具有连接在自适应驱动电压源302的V_in输入和节点612之间的漏/源路径。晶体管614的栅极连接至比较器电路602的输出。节点612提供施加给驱动器电路106的可调输出电压V_out。输出电压V_out被提供给一晶体管对中第一晶体管620的漏极，其中该晶体管对是功率级108的上栅(UGate)驱动晶体管。可调电压V_out还被提供给一对晶体管中第一晶体管622的漏极，其中该对晶体管驱动功率级108的下栅(LGate)驱动晶体管。这些晶体管620和622的栅极接收来自控制器104的控制信号。

此配置代表但不限于串行通过线性调节器实现。此实现暗示任何为改善总系统效率而根据开关电源应用中的负载电流来改变栅极驱动电压的目的实现流控电压源的结果的线性应用。上述实现提供输出电压V_out＝R₃×(1+R₁/R₂)×I_sen。效率＝V_out/V_in。于是，通过选择适当的R₁、R₂和R₃的值，能够控制可变输出驱动电压在建立的斜坡下线性变化。

现参考图7，示出了提供更高效开关调节器实现的自适应驱动电压源302的第二实施例。该配置供补偿调压器实现使用。然而，任何为根据低电流开关功率应用来改变栅极驱动电压或者为改善总系统效率而实现高效流控电压源结果的开关应用都可以使用类似的配置。如前所述，自适应驱动电压源302接收来自驱动器电源电压110的输入电压V_in以及来自电流感测电路118的电流感测信号I_sen。此外，该电路还接收输入PWM斜坡信号。将输入电流感测信号I_sen施加至输入节点702。电阻器704连接在节点702和地之间。运放706具有其连接至I_sen节点702的正输入。运放706的负输入在节点708处与反馈网络相连接。第一阻抗710连接在节点712处的比较器706的输出与节点708之间。第二阻抗714连接在节点708和716之间。运放706的输出在节点712处与第二运放718的正输入相连接。运放718的负输入被连接以接收PWM斜坡信号。运放718的输出在节点720处与晶体管722和724的栅极相连接。n型晶体管722的漏/源路径连接在用于接收可调输入电压V_in的输入节点和节点726之间。第二p型晶体管724具有连接在节点726和地之间的漏/源路径。电感器728连接在节点726和节点716之间。电容器732连接在节点716和地之间。节点716将可调输出电压V_out提供给第一晶体管620a的漏极。输出电压V_out被提供给一晶体管对中第一晶体管620的漏极，其中该晶体管对是功率级108的上栅驱动晶体管。可调电压V_out还被提供给一对晶体管中第一晶体管622的漏极，其中该对晶体管驱动功率级108的下栅驱动晶体管。这些晶体管620和622的栅极接收来自控制器104的控制信号。通过将电阻器R₁以及阻抗Z₁和Z₂设为合适的值就能够控制该设备的可变输出电压。

现参见图8，示出了用于向驱动器电路106提供多个栅极驱动电压的自适应驱动电压源302的又一个实施例。该配置包括第一自适应驱动电压源302a和第二自适应驱动电压源302b。每个自适应电压源302都由驱动电源电压110供应电压并接收来自电流感测电路118的感测电流信号I_sen。自适应驱动电压源块302可以各自包括图6和图7中所示的两个实施例中的任一个，或者甚至可以使用其他配置。每个自适应驱动电压源块302都能够被独立编程以提供两个不同的可变输出电压，从而进一步改善DC至DC转换器的效率。自适应驱动电压源块302a为下晶体管对的第一晶体管622a的漏极提供可调电压，其中该下晶体管对驱动功率级电路108的下栅极。将从自适应驱动电压源302b提供的可调电压提供给一晶体管对的上晶体管622a的漏极，其中该晶体管对驱动开关电源108的上栅晶体管。驱动器电路106中的晶体管的栅极如前一样接收来自控制器

104的开关控制信号。

除了使用用电阻器和阻抗网络来对可变输出电压编程的模拟实现之外，还可以使用任何数目的数字电路配置来生成数字控制信号以控制可变输出电压。

使用对输出负载电流I_OUT/I_L的输入电压V_IN以及开关频率F_SW就可以控制驱动电压。这一分析试图根据输出负载来导出效率最优的Vgs，以使得与Rdson有关的驱动器开关损耗与FET损耗之和最小。

使用用于Infineon BSC022N03S功率MOS的数据表，Rdson相对于Vgs的数据在5V＜Vgs＜10V的范围内呈线性，其中因数Kr定义线性的变化率。类似地，Kg被定义为给定Vgs变化下Qg的变化率。

关于驱动器和FET的功率损耗由如下等式给出：

Ptotal＝(Qg×Vgs×fsw)(Rdson×Iout²)

找出dPtotal(Vgs)/dVgs并将其设置为零就能产生最小的Ptotal(Vgs)。

使用线性化代入：

Rdson＝-Kr×ΔVgs

Qg＝Kg×ΔVgs

导出Ptotal(Vgs)和dPtotal(Vgs)/dVgs，从而产生：

2KgVgsfs-KrIout²＝0

抽出Vgs可得：

Vgs＝(Kr×Iout^2)/(2×Kg×fs)

在各种频率(20K、75K、150K、300K、500K、750K和1M)下标绘Iout真实范围内的Vgs(Iout)，并提供如图9所示的结果。直观地，对于落在3V＜Vgs＜5V的范围内的Rdson的非线性部分而言，所有的曲线都将收敛于FET阈值电压。

dVgx：＝5

dRs：＝1.1·10^-3

Kr : = \frac{dRds}{dVgs}

dQg：＝40·10^-9

Kg : = \frac{dQg}{dVgs}

fs：＝20000

fs1：＝75000

fs2：＝150000

fs3：＝300000

fs4：＝500000

fs5：＝750000

fs6：＝1000000

Vg 1 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs} {I_{o}}^{2}

Vg 2 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs 2} {I_{o}}^{2}

Vg 3 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs 3} {I_{o}}^{2}

Vg 4 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs 4} {I_{o}}^{2}

Vg 5 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs 5} {I_{o}}^{2}

Vg 6 (I_{o}) : = \frac{Kr}{2 \cdot Kg \cdot fs 6} {I_{o}}^{2}

通过将来自一矩阵的一组数据拟合到多项式函数的曲线中能够导出更精确的曲线图，由此导出从Vth到Vgs上限都保持为真的Rds(Vgs)。

此外，因为Rds随T变化，因此热补偿将确保施加的Vgs持续产生最小功率损耗。

量化这些优点需要额外的详细分析，诸如效率增益以及在不久的将来创建可变电压轨(voltage rail)的增加的复杂性。

已从本公开中获益的本领域普通技术人员应该理解本发明提供了一种提供改善的负载效率的栅极驱动器拓扑结构。应该理解此处的附图和详细描述应被认为是说明性而非限制性的，并且不意欲将本发明限于所公开的具体形式和示例。相反，本发明包括对本领域普通技术人员而言显而易见的任何其他修改、变化、重排、代替、变更、设计选择和实施例，而不背离由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围。于是，所附权利要求应被解释为包括了所有这些其他修改、变化、重排、代替、变更、设计选择和实施例。

Claims

1.一种DC至DC转换器电路，包括：

功率级，用于响应于驱动信号生成DC电压；

驱动器电路，用于响应于可调电源电压和驱动控制信号为所述功率级内的多个功率晶体管生成所述驱动信号；

控制器，用于响应于感测电流信号生成送至所述驱动器电路的所述驱动控制信号；

电流传感器，用于响应于所述功率级内的感测电流生成所述感测电流信号；

自适应驱动电压源，用于响应于电源电压和所述感测电流信号来调整所述电源电压，并且提供可调电源电压，所述自适应驱动电压源还响应于所述功率级内的功率晶体管的开关频率。

2.如权利要求1所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述电流传感器感测所述功率级的负载电流。

3.如权利要求2所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述自适应驱动电压源响应于感测的所述负载电流改变所述可调电源电压以使得所述DC至DC转换器电路的负载效率最大。

4.如权利要求1所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述自适应驱动电压源包括响应于所述电源电压和所述感测电流信号以在响应于第一感测电流信号的第一电压和响应于第二感测电流信号的第二电压之间线性地调整所述可调电源电压的线性调压器。

5.如权利要求1所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述自适应驱动电压源包括响应于所述电源电压和所述感测电流信号来调整所述可调电源电压的开关调压器。

6.如权利要求1所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述自适应驱动电压源包括多个自适应驱动电压源，所述多个自适应驱动电压源中的每一个都为所述功率级中多个功率晶体管中的一部分功率晶体管提供可调电源电压，并且由所述多个自适应驱动电压源中的每一个所提供可调电源电压都是不同的。

7.如权利要求1所述的DC至DC转换器电路，其特征在于，所述自适应驱动电压源响应于数字控制信号调整所述可调电源电压。

8.一种电路，包括：

第一输入，用于接收电源电压；

第二输入，用于从DC至DC转换器的输出接收感测电流信号；

输出，用于向所述DC至DC转换器的驱动电路提供可调电源电压；

第一电路，用于响应于所述电源电压和所述感测电流信号来调整所述电源电压并提供所述可调电源电压，所述第一电路还响应于DC至DC转换器中的功率级内的功率晶体管的开关频率来调整所述电源电压。

9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述感测电流包括所述DC至DC转换器的负载电流。

10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述第一电路响应于所述感测负载电流来改变所述可调电源电压以使得所述DC至DC转换器电路的负载效率最大。

11.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述第一电路包括响应于所述电源电压和所述感测电流信号来调整所述可调电源电压的开关调压器。

12.如权利要求8所述的电路，其特征在于，还包括用于生成送至所述第一电路的控制信号以调整所述可调电源电压的数字控制电路。

13.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述第一电路响应于所述电源电压和所述感测电流信号来控制施加给所述驱动电路的功率FET开关的栅源电压。

14.一种电路，包括：

第一输入，用于接收电源电压；

第二输入，用于从DC至DC转换器的输出接收感测电流信号；

第一电路，用于响应于所述电源电压和所述感测电流信号来调整所述电源电压并提供所述可调电源电压，其中所述第一电路包括响应于所述电源电压和所述感测电流信号以在响应于第一感测电流信号的第一电压和响应于第二感测电流信号的第二电压之间线性地调整所述可调电源电压的线性调压器，所述第一电路还响应于DC至DC转换器中的功率级内的功率晶体管的开关频率来调整所述电源电压。

15.一种电路，包括：

第一输入，用于接收电源电压；

第二输入，用于从DC至DC转换器的输出接收感测电流信号；

第一电路，用于响应于所述电源电压和所述感测电流信号来调整所述电源电压并提供所述可调电源电压，其中所述第一电路包括多个自适应电源电压源，所述多个自适应电源电压源中的每一个都为功率级的功率晶体管的一部分提供不同的可调电源电压，所述第一电路还响应于功率级内的功率晶体管的开关频率来调整所述电源电压。

16.一种用于使得开关电源的负载效率最大的方法，包括以下步骤：

接收电源电压；

从所述开关电源的输出接收感测电流信号；以及

响应于所述开关电源内的功率晶体管的开关频率、所述电源电压和所述感测电流信号向所述开关电源的驱动电路提供可调电源电压。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述感测电流包括所述开关电源的负载电流。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述提供步骤还包括响应于所述感测负载电流来改变所述可调电源电压以使得所述开关电源的负载效率最大的步骤。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述提供步骤还包括：

生成数字控制信号；以及

响应于所述数字控制信号来调整所述可调电源电压。

20.一种用于使得开关电源的负载效率最大的方法，包括以下步骤：

接收电源电压；

从所述开关电源的输出接收感测电流信号；以及

响应于所述开关电源内的功率晶体管的开关频率、所述电源电压和所述感测电流信号向所述开关电源的驱动电路提供可调电源电压，其中所述提供步骤还包括在响应于第一感测电流信号的第一电压和响应于第二感测电流信号的第二电压之间线性地调整所述可调电源电压的步骤。

21.一种用于使得开关电源的负载效率最大的方法，包括以下步骤：

接收电源电压；

从所述开关电源的输出接收感测电流信号；以及

响应于所述开关电源内的功率晶体管的开关频率、所述电源电压和所述感测电流信号向所述开关电源的驱动电路提供可调电源电压，其中所述提供步骤还包括生成多个自适应电源电压源的步骤，所述多个自适应电源电压源中的每一个都为所述开关电源的功率晶体管的一部分提供不同的可调电源电压。