CN101106386A - 时域自适应均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种时域自适应均衡器，包括：前馈滤波器，其接收输入信号，用于消除前向多径；判决反馈均衡滤波器，用于消除后向多径；信号叠加器，其接收来自前馈滤波器和判决反馈均衡器的输出作为输入，进行求和操作并输出一个均衡输出；电平判决器，对均衡输出进行判决并提供给判决反馈均衡滤波器；误差信号生成器，根据所述判决器的输入信号和输出信号来生成误差信号；系数更新控制器，根据所述误差信号生成抽头系数以更新前馈滤波器和判决反馈均衡滤波器的抽头系数。其中，所述电平判决器包括具有码空间旋转功能的码书修正器。

Description

时域自适应均衡器

技术领域

本发明涉及时域自适应均衡器和编译码技术领域，特别涉及和Nordstrom-Robinson(简称NR码)码相结合的时域自适应均衡器。

背景技术

在诸如声音、数据和视频通讯等许多不同的数字信息的实际应用中，均衡器是一种非常重要的元件。码间干扰(ISI)是产生误差的一个重要原因，通常出现在一个脉冲信息中。在大部分数字应用中，一般都使用均衡器来修正ISI错误和信道失真。例如，均衡器被用作全双工通信中喇叭扩音器的回声消除器(补偿器)、数字电视或数字电缆传输中的视频消重影器、无线调制解调器和无线电话的信号调节器等。

图1示出了通常包含在数字接收机中的均衡器100的框图。参照图1，均衡器100包含一个有限脉冲响应(FIR)滤波器222，一个信号叠加器230，一个延时单元232，一个电平判决器226，一个判决反馈均衡(DFE)滤波器224，一个误差信号生成器227，和一个系数更新控制器229。FIR滤波器222接收输入信号R，对输入信号R进行前向滤波，消除前向多径，前向多径即比主传输信号提前到达的多径信号。FIR滤波器222的输出S1连到信号叠加器230的一个输入端。信号叠加器230将FIR滤波器222的输出S1和DFE滤波器224的输出S2相加，提供输出S，即均衡输出O。均衡输出O又分别输入到电平判决器226和延时单元232。电平判决器226接收来自信号叠加器230的输出S，对输入信息进行判决，并且输出经判决的输出Qnr。电平判决器226的判决输出Qnr分别流入误差信号生成器227的输入端以及DFE滤波器224的输入端。误差信号生成器227还接收均衡输出O经延时单元232延时后的输出Qde，并且输出用于更新抽头系数的误差信号Err。系数更新控制器229接收误差信号Err，通过对输入的误差信号Err进行加权来更新FIR滤波器222和DFE滤波器224的抽头系数。系数更新控制器229的输出分别流入FIR滤波器222的输入端以及DFE滤波器224的输入端，更新两者的滤波系数。DFE滤波器224对电平判决器226的输出Qnr进行滤波并提供输出S2，DFE滤波器224用于消除后向多径，即晚于主传输信号到达的多径信号，并且能够消除FIR滤波器222产生的残留信号。有很多可行的方法适用于产生滤波系数，包括最小均方(LMS)和递归最小二乘方(RLS)算法等。滤波器的形式也有许多种，可以是实数滤波器，即抽头系数和寄存器的数均为实数，滤波器的乘法运算也是实数运算；也可以是复数滤波器，即抽头系数和寄存器的数均为复数，滤波器的乘法运算是复数运算；亦可以是准复数滤波器，即，抽头系数和寄存器的值虽然均为复数，但滤波器的乘法运算是实数运算。

现有技术中存在一篇美国专利，即1997年9月24日提交的第5,872,817号美国专利，专利名称为“JOINT VITERBI DECODER AND DECISION FEEDBACKEQUALIZER(和维特比译码器结合的判决反馈均衡器)”，该申请于1999年2月16日授权。该发明披露了一种采用维特比(viterbi)译码输出作为DFE滤波器的输入的时域自适应均衡器，此方法有利于提高电平判决的准确性，从而提高了误差信号的准确性，判决反馈均衡滤波器的收敛性和稳定性都得到了提高。

维特比(Viterbi)译码算法是基于码的网图的一种最大似然译码算法，是一种最佳的概率译码方法。下面将结合图2说明维特比算法在均衡器中的使用。

图2示出以维特比(Viterbi)译码器输出作为DFE滤波器的输入的时域自适应均衡器中的部分元件的简图。与图1所示的均衡器100类似，图2所示的均衡器也包含一个有限脉冲响应(FIR)滤波器222(图中未示出)，一个信号叠加器230，一个延时单元232(图中未示出)，一个基于维特比译码器的电平判决器226，一个判决反馈均衡(DFE)滤波器224，一个误差信号生成器227(图中未示出)，和一个系数更新控制器229(图中未示出)。与图1的不同之处仅在于，其中DFE滤波器224采用来自基于维特比译码器的电平判决器226的输出作为自己的输入。DFE滤波器224的输入由电平判决器226输入(即由图2中的电平判决器226中的细实线示出)。

然而，在使用译码器的输出作为判决反馈均衡滤波器的输入的情况下，会存在译码时延的问题，使得在译码时延内的多径信号无法通过均衡器消除。在处理译码器时延问题上，维特比译码器将其译码的各条幸存路径直接输入给判决反馈滤波器，判决反馈滤波器采用其输入直接作为判决信号来消除多径信函中的后向多径，由于幸存路径的信号判决正确性不足，在消除后向多径时性能不佳，当在信道恶劣的情况下，容易产生误差扩散，导致均衡器崩溃。也就是说，第5,872,817号美国专利的时域自适应均衡器的误码性能仍不是最优的，因此需要一种能更加优化误码性能的译码器输出作为判决反馈均衡滤波器的输入。而采用NR(16，8)码和BPSK映射方式和时域均衡器结合，采用NR译码器作为判决反馈滤波器的输入，均衡器也存在译码时延的问题，要缓存16个符号的数据来做一次基于译码的电平判决，在此16个符号内的多径信号无法通过均衡器消除。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的不足和缺陷，提供了一种结合有码空间旋转译码功能的时域自适应均衡器。该时域自适应均衡器采用一种基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器的输出作为判决反馈均衡滤波器的输入，而该译码器是一种经过空间旋转的译码器。本发明解决了译码时延内多径信号的均衡问题，同时实现了在有信道失真的条件下最大似然序列的译码。

本发明的一方面涉及一种用于对码书进行码空间转换的码空间转换器，包括：多个级联的延时器，所述多个延时器的每个延时器的一个输入端接收译码数据，所述多个延时器中第一个延时器的另一个输入端接收码书数据，所述多个延时器中的其余延时器的另一个输入端接收来自前一个延时器的输出；多个乘法器，所述多个乘法器的每个乘法器的一个输入端接收经相应的一个延时器延时的输出，另一个输入端接收相应的信道估计参数，并对两者相乘产生相应的多个乘法器的输出；以及一个加法器，用于把所述多个乘法器的输出相加，提供经码空间转换的码书。其中，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。

本发明的另一方面涉及一种包括上述码空间转换器的码书修正器。所述码书修正器还包括：译码数据缓存器，与所述码空间转换器中的所述多个延时器相连并且向其提供译码数据；码书寄存器，连至所述码空间转换器中的所述第一个延时器并且向其提供码书；信道估计参数缓存器，与所述码空间转换器中的所述多个乘法器相连并且向其提供相应的信道估计参数，以便对所述码书进行码空间转换；以及修正码书寄存器，用于存储和输出经所述码空间转换器转换的码书。其中，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。

本发明的又一方面涉及一种基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，包括：本发明所述的码书修正器；比特信息计算器，用于计算输入数据的比特信息；译码相关器，其一个输入为来自所述比特信息计算器的比特信息，另一个输入为来自所述码书修正器的经修正的码书，并且对两个输入相关以提供译码结果；以及电平映射器，与所述译码相关器相连并且接收来自所述译码相关器的译码结果，对其映射以产生相应的信号电平以输出到所述码书修正器。所述基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器还包括：第一缓存器，用于接收均衡输出并将经缓存的输出提供给比特信息计算器；第二缓存器，接收来自所述电平映射器的信号电平，缓存后提供所述电平判决器的输出。其中，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。所述译码相关器采用MAP相关方法。

本发明的再一方面涉及一种时域自适应均衡器，包括：前馈滤波器，其接收输入信号，用于消除前向多径；判决反馈均衡滤波器，用于消除后向多径；信号叠加器，其接收来自前馈滤波器和判决反馈均衡器的输出作为输入，进行求和操作并输出一个均衡输出；延时单元，用于对所述均衡输出进行延时以提供经延时的均衡输出；本发明所述的基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，用于接收所述均衡输出作为输入信号，并将输出分别提供给所述判决反馈均衡滤波器和误差信号生成器；误差信号生成器，根据所述经延时的均衡输出和所述电平判决器的输出来生成误差信号；以及系数更新控制器，根据所述误差信号生成抽头系数以更新所述前馈滤波器和所述判决反馈均衡滤波器的抽头系数。

附图说明

图1示出了通常包含在数字接收机中的时域自适应均衡器的框图。

图2示出以维特比(Viterbi)译码器输出作为DFE滤波器的输入的时域自适应均衡器的部分元件的简图。

图3示出了按照本发明的时域自适应均衡器的框图。

图4示出了按照本发明的基于NR译码的电平判决器的框图。

图5示出了按照本发明的基于NR译码的电平判决器中的码书修正器的工作原理示意图。

具体实施方式

图3示出了本发明的时域自适应均衡器300的框图。参照图3，均衡器300包含一个有限脉冲响应(FIR)滤波器222，一个信号叠加器230，一个延时单元232，一个基于NR译码的电平判决器326，一个判决反馈均衡(DFE)滤波器224，一个误差信号生成器227，和一个系数更新控制器229。FIR滤波器222接收输入信号R，对输入信号R进行前向滤波，消除前向多径，前向多径即比主传输信号提前到达的多径信号。FIR滤波器222的输出S1连到信号叠加器230的一个输入端。信号叠加器230将FIR滤波器222的输出S1和DFE滤波器224的输出S2相加，提供输出S，即均衡输出O。均衡输出O又分别输入到电平判决器326和延时单元232。电平判决器326接收来自信号叠加器230的输出S以及从DFE滤波器224输出的信道估计参数H，对输入信息进行判决，并且输出经判决的输出Qnr。电平判决器326的判决输出Qnr分别流入误差信号生成器227的输入端以及DFE滤波器224的输入端。误差信号生成器227还接收均衡输出O经延时单元232延时后的输出Qde，并且输出用于更新抽头系数的误差信号Err。系数更新控制器229接收误差信号Err，通过对输入的误差信号Err进行加权来更新FIR滤波器222和DFE滤波器224的抽头系数。系数更新控制器229的输出分别流入FIR滤波器222的输入端以及DFE滤波器224的输入端，更新两者的滤波系数。DFE滤波器224对电平判决器326的输出Qnr进行滤波并提供输出S2，同时输出信道估计参数H，DFE滤波器224用于消除后向多径，即晚于主传输信号到达的多径信号，并且能够消除FIR滤波器222产生的残留信号。

图4示出了按照本发明的基于NR译码的电平判决器326的框图。基于NR译码的电平判决器326包括：一个比特信息计算器404，一个译码相关器408，一个码书修正器406，一个电平映射器410以及两个缓存器402、412。缓存器402接收来自图3中的信号叠加器230的输出S，缓存器402的输出和比特信息计算器404的输入连接。比特信息计算器404根据输入计算出每比特的信息Xs，并将计算得到的比特信息Xs提供给译码相关器408。译码相关器408接收来自比特信息计算器404的比特信息Xs以及经码书修正器408修正后的码书Hb，对它们进行相关计算MAP，输出译码的结果Xh。其中码书修正器406根据来自图3中的DFE滤波器224的信道估计参数H来修正码书，并向译码相关器408提供经修正的码书Hb。译码相关器408的输出Xh流入电平映射器410。电平映射器410根据译码的结果Xh映射产生相应的电平信号。电平映射器410的输出分别输入到缓存器412以及码书修正器406的另一个输入端。电平信号经缓存器412的缓存后输出为符号信息Qnr，并分别流入图3中的误差信号生成器227和DFE滤波器224。

图5进一步示出了按照本发明的基于NR译码的电平判决器326中的码书修正器406的工作原理示意图。码书修正器406包括：译码数据缓存器504，它接收来自图4中的电平映射器410的输出，并对其进行缓存，以便提供给码空间转换器506；码书寄存器502，用于将码书提供给码空间转换器506；信道估计参数缓存器508，用于向码空间转换器提供相应的信道估计参数，以便对所述码书进行码空间转换；以及修正码书寄存器510，用于存储经所述码空间转换器转换的码书，并且提供给译码相关器408。其中，所述码空间转换器506又包括：多个级联的延时器，所述多个延时器的每个延时器的一个输入端接收译码数据缓存器504中缓存的译码数据，所述多个延时器中第一个延时器的另一个输入端接收来自码书寄存器的数据，所述多个延时器中的其余延时器的另一个输入端接收来自前一个延时器的输出；多个乘法器，所述多个乘法器的每个乘法器的一个输入端接收经相应的一个延时器延时的输出，另一个输入端接收来自信道估计参数缓存器508的相应的信道估计参数，并对两者相乘产生相应的多个乘法器的输出；以及一个加法器，用于把所述多个乘法器的输出相加，提供经码空间转换的码书，并存入修正码书寄存器510。

下面结合图3至图5，用一个具体的实施例来说明本发明的时域自适应均衡器300的优点。在该具体实施例中，NR码采用NR(16，8)码；系统的映射星座图为对角的BPSK映射，这时每8个信息比特被编码为16个比特的分组码码字，总共有256种可能的码字，形成码书；译码的方法采用相关MAP的方法，对码书中的256个码字相关，找出最大的相关值，然后将该码字作为译码的结果输出Xh；FIR滤波器222是一个长度为256级、1/2符号间隔的复数滤波器，DFE滤波器224是一个长度为64级的符号间隔的复数滤波器。

本发明的时域自适应均衡器300的工作步骤包括以下五部分：

1、接收机对接收到的射频信号进行下变频、A/D采样和同步，生成了复数字信号R进入本发明的时域自适应均衡器300(参见图3)。

2、复信号R先通过复数FIR滤波器222，FIR滤波器222对其寄存器中的数据移位，并和对应的256个复数抽头系数进行复数相乘，然后将256个复数乘积结果相加输出，形成复信号S1，复信号S1和DFE滤波器224输出的复信号S2通过信号叠加器230，即做复数相加，生成复符号信息S(参见图3)。

3、复符号信息S进入延时单元232延时16个符号，延时单元232输出16个符号前的信号Qde；同时复符号信息S进入16个符号的缓存器，即图4中的缓存器402。图4中的缓存器402、412每16个符号输出一次，该16个符号由比特信息计算器404完成比特信息计算，计算出16个比特软信息，由译码相关器408进行一次相关译码，该16个比特软信息和码书中经过修正后的256个码字相关，将相关值最大的码字输出给电平映射器410，电平映射器410根据对角BPSK映射的星座图将16个码字映射16个复信号，并存在缓存器412中，缓存后输出信号Qnr(参见图4)。

4、Qnr和Qde通过误差生成器227产生复误差信号Err，复误差信号Err通过系数更新控制器229，和16个符号节拍前的FIR滤波器222的寄存器数相关，考虑到FIR滤波器222为T/2的间隔，即为32级前的寄存器中的数据相关，更新当前FIR滤波器222的抽头系数；同时和16个符号节拍前的DFE滤波器224的寄存器数相关，即为16级前的寄存器中的数据相关，更新当前DFE滤波器224的抽头系数(参见图3)。该例中，时域自适应均衡器300中使用的自适应算法采用LMS算法。

FIR滤波器222的系数更新公式如下：

$\hat{w}(n+1)=\hat{w}\left(n\right)+\mathrm{\μu}(n-32)e^{*}(n-32)$

其中，

是抽头权重矢量的当前估计值，u(n)是FIR滤波器222的输入矢量，即为滤波器n节拍时寄存器中的数，e(n)是n节拍误差量，μ是步长因子。公式中u(n-32)和e(n-32)是考虑到译码存在16个符号时延，又因为FIR滤波器是T/2间隔的，因此采用32个节拍时延前的误差和寄存器数相关来更新当前的抽头系数。

DFE滤波器224的系数更新公式如下：

$\hat{w}(n+1)=\hat{w}\left(n\right)+\mathrm{\μ}\hat{u}(n-13)e^{*}(n-16)$

其中，

是抽头权重矢量的当前估计值，

是输入矢量，即为经过电平判决的n节拍的信号，e(n)是n节拍误差量，μ是步长因子。公式中

和e(n-16)是考虑到译码存在16个符号时延，因此采用16个节拍时延前的误差和寄存器数相关来更新当前的抽头系数。

5、Qnr同时作为DFE滤波器224的输入，进入64级的DFE滤波器224的寄存器中，考虑到译码时延的问题，DFE滤波器224中的前15级寄存器中无法得到及时准确的判决信号，本发明将DFE滤波器224的前15级寄存器中的数据均置为0，Qnr输入到DFE滤波器224的第15级，DFE滤波器224对输入数据Qnr进行从第16级到第64级寄存器之间的移位，并和相应的64个系数相乘和加和，得到64个数据相加的结果作为DFE滤波器224的输出信号S2，给信号叠加器230。由于DFE滤波器224的前15个寄存器中的数为0，对于均衡器的输出信号来说，近多径的信号没有得到消除，要通过码空间的旋转来实现近多径信号的消除，从而实现最大似然序列的译码。DFE滤波器224将滤波器前15个抽头系数等效于信道估计参数H，并输入给电平判决器326中的码书修正器406，码书修正器406利用该15个抽头系数，对码书的256个码字进行修正，输出修正后的包含256个码字的码书给译码相关器408用于相关译码，从而修正DFE滤波器224的输入Qnr和误差信号输出Err。信道估计参数H的估计长度为一个译码时延所映射的符号数，在一个实施例中，信道估计参数H的估计长度为16。译码时延与图3中延时单元232中的时延相同。

其中码书修正器406的工作步骤为：当采用NR(16，8)码、BPSK映射时，每8个信息比特被编码为16个比特的分组码码字，总共有256种可能的码字，通过映射成为16个符号组成的一个符号组，总共有256种可能的符号组，可表示为：

W_l＝(w_l，0，w_l，1，...，w_l，15)，其中l＝0，1，...，255

这些符号组作为码书被缓存在码书寄存器502中。

对于未受信道失真的信号来说，这L个向量构成了传送信号的码空间中的L个矢量，译码时通过计算接收信号的欧式距离就可以实现最大似然序列译码，而对于有信道失真的信号来说，信道失真等同于码空间发生了旋转，所以通过对信道估计和码空间的旋转可以实现在信道失真条件下的最大似然序列译码。信道估计参数H为DFE滤波器224的部分抽头系数，该例中为前15个抽头系数，其抽头值可以表示为：

D＝(d₁，d₂，...，d₁₅)

将上一次译码后的码字缓存在译码数据缓存器504中，表示为：

${\hat{M}}_{i-1}=({\hat{I}}_{(i-1),0},{\hat{I}}_{(i-1),1},...,{\hat{I}}_{(i-1),15})$

对于码书寄存器502中的第一个比特w_l，0，其中l＝0，1，...，255，它受到上一个码字的后15个符号的后向多径干扰的影响，故修正码书中的第1个比特通过码空间旋转器506进行码空间旋转后为：

${\hat{w}}_{l,0}=w_{l,0}+d_1{\hat{I}}_{(i-1),15}+...+d_{15}{\hat{I}}_{(i-1),1},$ 其中l＝0，1，...，255

而对于码书寄存器502中的第二个比特w_l，1，其中l＝0，1，...，255，它受到上一个码字的后n-2个符号和本码字的第1个符号的后向多径干扰的影响，故修正码书中的第2个比特通过码空间旋转器506进行码空间旋转后为：

${\hat{w}}_{l,1}=w_{l,1}+{d_1{w}_{l,0}+d}_2{\hat{I}}_{(i-1),(n-1)}+...+d_{15}{\hat{I}}_{(i-1),2},$ 其中l＝0，1，...，255

依此方法将码字内其他符号也通过码空间的旋转，修正码书中的第n-2个比特可以表示为：

${\hat{w}}_{l,14}=w_{l,14}+{d_1{w}_{l,13}+...+d}_{14}{w}_{l,0}+d_{15}{\hat{I}}_{(i-1),15},$ where l＝0，1，...，255

修正码书中的最后一个比特可以表示为： ${\hat{w}}_{l,15}=W_{l,15}+{d_1{w}_{l,14}+...+d}_{15}{W}_{l,0},$ 其中l＝0，1，...，255

最后，通过对码空间的旋转得到了修正的码书为：

${\hat{w}}_l=({\hat{w}}_{l,0},{\hat{w}}_{l,1},...,\widehat{w_{l,15}}),$ 其中l＝0，1，...，255

修正码书中的256个码字组成了经修正的码书Hb，用于输入到译码相关器408进行相关。对于NR译码，可采用MAP相关的方法，将接收的符号和修正的码书做相关，最大相关值所对应的原码书中的码字作译码结果输出。

本发明应用于数字电视地面广播传输系统中，能有效地对抗信号传输中的多径效应和多普勒效应，实现数字电视信号的高质量移动接收功能。

以上揭示了一种使用Nordstrom-Robinson译码输出作为判决反馈均衡器的输入的时域自适应均衡器。

本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤可以作为电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件间的互换性，各种说明性的组件、框图、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计。技术人员可以认识到在这些情况下硬件和软件的交互性，以及怎样最好地实现每个特定应用程序的所述功能。技术人员可能以对于每个特定应用不同的方式来实现所述功能，但这种实现决定不应被解释为造成背离本发明的范围。

结合这里所描述的实施例来描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者为执行这里所述功能而设计的任意组合。通用处理器可能是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可能用计算设备的组合来实现，如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP内核的一个或多个微处理器或者任意其它这种配置。

结合这里所公开实施例描述的方法或算法的步骤可能直接包含在硬件中、由处理器执行的软件模块中或在两者当中。软件模块可能驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其它形式的存储介质中。示例性存储介质与处理器耦合，使得处理器可以从存储介质读取信息，或把信息写入存储介质。或者，存储介质可以与处理器整合。处理器和存储介质可能驻留在ASIC中。ASIC可能驻留在用户终端中。或者，处理器和存储介质可能作为离散组件驻留在用户终端中。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不背离本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (10)

1.一种用于对码书进行码空间转换的码空间转换器，包括：

多个级联的延时器，所述多个延时器的每个延时器的一个输入端接收译码数据，所述多个延时器中第一个延时器的另一个输入端接收码书数据，所述多个延时器中的其余延时器的另一个输入端接收来自前一个延时器的输出；

多个乘法器，所述多个乘法器的每个乘法器的一个输入端接收经相应的一个延时器延时的输出，另一个输入端接收相应的信道估计参数，并对两者相乘产生相应的多个乘法器的输出；以及

一个加法器，用于把所述多个乘法器的输出相加，提供经码空间转换的码书。

2.如权利要求1所述的码空间转换器，其特征在于，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。

3.一种码书修正器，包括：

如权利要求1所述的码空间转换器。

4.如权利要求3所述的码书修正器，还包括：

译码数据缓存器，与所述码空间转换器中的所述多个延时器相连并且向其提供译码数据；

码书寄存器，连至所述码空间转换器中的所述第一个延时器并且向其提供码书；

信道估计参数缓存器，与所述码空间转换器中的所述多个乘法器相连并且向其提供相应的信道估计参数，以便对所述码书进行码空间转换；以及

修正码书寄存器，用于存储和输出经所述码空间转换器转换的码书。

5.如权利要求4所述的码书修正器，其特征在于，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。

6.一种基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，包括：

如权利要求3所述的码书修正器；

比特信息计算器，用于计算输入数据的比特信息；

译码相关器，其一个输入为来自所述比特信息计算器的比特信息，另一个输入为来自所述码书修正器的经修正的码书，并且对两个输入相关以提供译码结果；以及

电平映射器，与所述译码相关器相连并且接收来自所述译码相关器的译码结果，对其映射以产生相应的信号电平以输出到所述码书修正器。

7.如权利要求6所述的基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，还包括：

第一缓存器，用于接收均衡输出并将经缓存的输出提供给比特信息计算器；

第二缓存器，接收来自所述电平映射器的信号电平，缓存后提供所述电平判决器的输出。

8.如权利要求7所述的基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，其特征在于，所述信道估计参数是自适应均衡器中的判决反馈均衡滤波器的部分抽头系数，其长度为一个译码时延所映射的符号数。

9.如权利要求6所述的基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，其特征在于，所述译码相关器采用MAP相关方法。

10.一种时域自适应均衡器，包括：

前馈滤波器，其接收输入信号，用于消除前向多径；

判决反馈均衡滤波器，用于消除后向多径；

信号叠加器，其接收来自前馈滤波器和判决反馈均衡器的输出作为输入，进行求和操作并输出一个均衡输出；

延时单元，用于对所述均衡输出进行延时以提供经延时的均衡输出；

如权利要求6所述的基于Nordstrom-Robinson译码的电平判决器，用于接收所述均衡输出作为输入信号，并将输出分别提供给所述判决反馈均衡滤波器和误差信号生成器；

误差信号生成器，根据所述经延时的均衡输出和所述电平判决器的输出来生成误差信号；以及

系数更新控制器，根据所述误差信号生成抽头系数以更新所述前馈滤波器和所述判决反馈均衡滤波器的抽头系数。

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