CN101103580A - 用于减少所传送的码元的模糊电平的方法 - Google Patents

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CN101103580A CNA2005800458381A CN200580045838A CN101103580A CN 101103580 A CN101103580 A CN 101103580A CN A2005800458381 A CNA2005800458381 A CN A2005800458381A CN 200580045838 A CN200580045838 A CN 200580045838A CN 101103580 A CN101103580 A CN 101103580A
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Abstract

本发明涉及用于在数字通信系统中传送数据的传送器和方法，该方法包括通过使用调制星座映射原始比特序列的比特来产生原始码元；从原始码元或从原始比特序列产生的至少一个对应比特序列产生之所一个对应码元，其中原始码元和至少一个对应码元的组合形成准导频码元。

Description

用于减少所传送的码元的模糊电平的方法
技术领域
本发明涉及数字通信系统。可以将其特别应用到诸如移动通信系统或卫星通信之类的通过时变或频变信道传送数据的通信系统。可以将其特别应用到通过遭受噪声或干扰效应的信道传送数据的通信系统。
背景技术
对于通过长距离或无线链路的传输，将数字数据调制到一个或多个载波。在现有技术中已知各种调制方案，诸如幅移键控(ASK)、相移键控(PSK)以及像正交幅度调制、QAM之类的混合幅度和相位调制。在所描述的调制类型中，根据(例如)电压或场强，可以通过下式表示所调制的信号：
u(t)＝Re( A·ejwt)
由针对特定时间间隔(码元期间)具有复数值A的码元表示比特序列，或数据字，其中
| A ‾ | = ( Re ( A ‾ ) ) 2 + ( Im ( A ‾ ) ) 2
表示所调制的信号的瞬间幅度，并且
( A)＝arctan(Im( A)/Re( A))
表示所调制的信号的瞬间相位。比特值组合与复数值(调制状态)之间的分配称为映射。通常由b比特的比特序列组成数据字导致2b个比特序列到2b个复数值的映射。
由于实际传输信道通过相移和衰减来使所调制的信号失真，并且它们将噪声添加到信号，因此，在解调后的所接收到的数据中出现错误。错误的概率通常随数据速率的升高而升高，也就是随调制状态数量的升高和码元期间的减少而升高。为了应对这样的错误，可以将冗余添加到数据，其允许识别和校正错误码元。通过仅重复其中发生了不可校正的错误的数据的传输的方法(诸如混合自动重复请求、HARQ和增量冗余)来提供一种更经济的途径。
在现有技术中传送所重复的数据的基本方法中，针对重传重新使用在第一次传输中应用的相同映射。因此，表示所重复的数据字的复数值与原始数据字相同。将这称为“简单映射”。
EP 1293059B1显示重新安排数字调制码元以便改善所有比特的平均可靠性的方法。这通过改变比特到调制码元的映射规则来实现。该专利关注在ARQ系统中用于重传的数据字的重新布置。
WO 2004036817和WO 2004036818描述如何通过不同的分集支路传送原始和所重复的数据字(或与ARQ系统组合)为系统实现可靠性平均效果。
将上述专利出版物的方法和机制称为“星座重新布置(constellationrearrangement)”或简称为“CoRe”。
有线通信系统和无线通信系统的主要差别是通过其传送信息的物理信道的动作。依据无线或移动信道的本质，无线或移动信道是时间和/或频变的。为了在大多数现代移动通信系统中的良好性能，在接收器中的数据码元的调解需要通常由信道系数测量的信道的准确估算，其包括关于增益、相移或信道属性的知识。为此，通常将某些导频码元插入在数据码元流中，或将其插入在它们之间，这些导频码元具有可以被用于确定信道系数的、预定的明确的幅度和/或相位值。然后，将该信息用于像自适应滤波之类的校正测量。
通信信道还可能遭受噪声或干扰效应的影响。这些效应还影响这样得导频码元的传输。即使信道不改变其幅度和相位特性，由于噪声或干扰，接收器也可能做出信道的错误估算。为了简便，本文件涉及噪声和仅作为噪声的干扰效应；本领域技术人员将理解，在之后所包含的关于噪声的陈述在进行必要的修正后是可应用到干扰的替换。
“决定反馈解调”是其中第一粗信道估算(或根本没有)被用于解调数字码元的重复处理。在解调后，并最好在解码后，所获得的信息被反馈到信道估算器以从数据码元产生改进的估算。显然，该处理不仅引起延迟并在每个重复步骤中要求大量的计算，但是由于反馈环，因此很大程度上依赖于第一粗信道估算的质量。在例如Lutz H.-J.Lampe and Robert Schober，“IterativeDecision-Feedback Differential Demodulation of B it-Interleaved Coded MDPAKfor Flat Rayleigh Fading Channels”in IEEE Transactions on Communications，Volume：49，Issue：7，July 2001，Pages：1176-1184中可以了解这样的处理。
通常，由于在解调之前不知道幅度和/或相位，因此数据码元本身不能准确用于信道估算。在信道估算可行之前，接收器不得不基于所接收到的信号推断所发送的码元。由于码元的识别可能是错误的，所以在信道估算中引入模糊。可以从图1看出该行为，并且在表1中更详细地显示在不同数字调制模式中涉及的模糊数。
调制模式  每码元的比特数 幅度模糊 相位模糊
BPSK  1 无/1级 2级
QPSK  2 无/1级 4级
8-PSK  3 无/1级 8级
2-ASK/4-PSK  3  2级 4级
4-ASK/2-PSK  3  4级 2级
8-ASK  3  8级 无/1级
16-PSK  4 无/1级 16级
16-QAM  4 3级 12级
4-ASK/4-PSK  4 4级 4级
64-QAM  6 9级 52级
表1所选择的数字调制方法的属性
从表1不难看出，重复决定反馈解调方案的性能将很大程度上依赖于在调制模式中涉及的模糊数。关于所发送的码元的错误假设导致信道估算的错误结果。特别地，在带有大数量的调制状态的调制模式中，由于不可避免的噪声，因此存在错误码元的高概率。错误信道估算依次导致错误校正，因此导致所接收的码元中的更多错误。因此，在现有技术中存在改善信道估算的可靠性的需要。
上述现有技术仅通过重新布置映射或映射之前的比特操作来应对比特的平均比特可靠性进行平均的方面。虽然，如果非常准确地知道时变/频变或噪声信道，则其具有良好的效果，但是如果与数据分组相比相干(coherent)时间/频率相对小，则其在接收器上不提供改善时变/频变信道的知识的装置，并且在接收器上不提供改善噪声信道的知识的装置。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种在数字传输系统中改善信道估算的可靠性的方法。
本发明的另一目的是提供用于数字通信系统的传送器，其使能信道估算的改进的可靠性。
本发明的特定目的是在原始码元与表示相同数据的重传码元组合之后完全消除相位模糊。
通过定义将所重复的数据字映射到信号星座点的特定方式来实现该目的。当原始和所重复的数据码元组合时，选择减少模糊数的重新布置的星座图案。也就是，可以通过在表示相同数据的第一传输和重传的星座点的复数平面中添加复数值或向量获得的不同结果的数量小于原始星座点或调制状态的数量。通过仅使用根据针对原始和对应码元所采用的调制(映射)模式可行的所有调制状态的子集，相位模糊的数量被进一步减少到1(即，完全消除相位模糊)。选择该子集使得表示在子集中包含的所有调制码元的复数值(调制状态)在复平面的一个半平面内，或者在所述半平面的子平面内。为了清楚和简明，将该子集称为“相位模糊一子集”，或简称为“PAO子集”。
减少振幅模糊并消除相位模糊有助于更好的信道估算，较不依赖于或独立于所传送的实际数据码元。
为了实现数量减少的幅度模糊：
1.针对原始星座的每个星座点确定幅度和相位值。
2.针对原始星座的星座点，确定一个或多个复数对应部分，使得
a.与原始星座相比，用于所有数据字的原始复数值和对应复数值的相干组合导致幅度电平的数量的减少
b.对应星座的平均传送功率等于原始星座(可选的)的平均传送功率。
为了消除相位模糊，按如下步骤处理：
1.针对原始星座的每个星座点确定幅度和相位值。
2.针对原始星座的每个星座点，确定一个或多个复数对应部分，使得
a.与原始星座相比，用于所有数据字的每一个或至少一部分的原始复数值和对应复数值的相干组合导致相位电平的数量的减少
b.对应星座的平均传送功率等于原始星座(可选的)的平均传送功率。
3.从要用于传输的原始星座中选择调制码元(星座点)的PAO子集，使得表示包含在PAO子集中的所有码元的复数值在复平面的一半平面内，其中半平面的边界通过复数原点0+0j，并且对于PAO子集中的每个码元，根据项目2的对应部分的相应复数值合并在相同的半平面内。
若不需要减少模糊，步骤b在两种情况下是可选的。然而，其通过所传送的和重传的信号提供均匀传输功率的优点。
应该注意的是，对于原始星座和对应星座之间存在一对一对应关系。因此，在原始星座和每个对应星座中的星座点之间的关系是明确的，但是可以是任意的。此外，所有对应星座具有与原始星座相同数量的星座点(不同调制状态、不同分配的复数值)。
可以产生对应星座，并且可以通过以下方法选择PAO子集：
1.将复平面分为两个不重叠的相邻子平面，其每一个包括星座点的一半。
2.对于每个子平面，获得在那个子平面中的所有星座点的平均复数值。
3.对于每个子平面，通过大致将每个子平面的星座点镜像在平均复数值点上来获得对应星座。
4.选择两个子平面之一内的码元作为要用于传输的码元的PAO子集。
如果调制模式的所有有效调制状态至少已经在复平面的半平面内，则不需要步骤4。例如，这是像图1所示的8-ASK之类的纯幅度调制的情况。
由于每个系统将噪声和失真添加到所传送的信号上，因此最好(但不要求)所述镜像是算术精确的。大致的镜像在实际系统中是足够的。大致表示实际星座点和理想镜像的位置之间的距离小于到表示数据字的不同值的最近的星座点的距离的一半。可以在复数值的固点表示中有利地采用这样的大致镜像，其中由于固点数的减少的精度，因此不能表示算术精确的答案。
如果不需要恒定平均传送功率的条件，则可以应用下面更一般的方法：
1.将复平面分为两个不重叠的相邻子平面，其每一个保护星座点的一半。
2.对于每个子平面，关于在该子平面中的至少一些星座点获得对称轴。
3.对于每个子平面，通过将每个子平面的星座点镜像到该子平面中的对称轴上的一个预定点上。
4.选择两个子平面之一作为要用于传输的码元的PAO子集。
如果调制模式的所有有效调制状态至少已经在复平面的半平面中，则也不需要步骤4。
本领域技术人员将理解，这些步骤需要非常简单的几何或计算技能。
应该注意的是，对于关于复平面中的至少一个任意轴对称的星座，最好关于不包括任何信号点的该对称轴进行分割为两个半平面的操作。对于关于实轴或虚轴对称的星座，使用相应轴；否则对称轴是倾斜的。
很显然，如果星座关于每个子平面内的镜像点不是点对称的，则该方法可能导致对应星座与原始星座的形状不同。如果原始星座表示除QAM之外的PSK或ASK/PSK调制的任意组合，则特别存在这种情况。保持原始星座的形状可以在接收器中的解调器(LLR计算器)的实现是有利的。在这里不对其进行进一步描述。
为了保持对应星座的形状与原始星座的形状相同，应该将对应星座的步骤1到步骤4改变为如下：
1.将复平面分为不重叠的两个相邻子平面，其每一个包含星座点的一半。
2.创建对应星座，使得对应星座的数量比子平面中的星座点数量少一个。
3.对于每个对应星座的每个子平面，将数据字的映射置换到星座点，使得在原始和对应星座中，每个数据字仅被映射到每个星座点上，并且仅被映射一次。
4.选择两个子平面之一作为要用于传输的码元的PAO子集。
应该注意的是，对于原始和对应星座的相同形状，表示包含在原始星座的所述PAO子集中的码元的复数值等于表示对应星座的相同半平面内的码元的值。
对于特定的调制模式，针对解调不必须同时减少幅度和相位模糊。例如在PSK模式中，所有数据信息包含在调制码元的相位角中，幅度是很不相关的。对于PSK，可以应用以下过程来获得消除相位模糊的对应星座：
1.将复平面分为不重叠的两个相邻子平面，其每一个包含相同数量的星座点。
2.对于每个子平面，关于该子平面内的至少一部分星座点的位置确定对称轴。
3.通过在子平面的对称轴上镜像每个子平面的星座点来获得对应星座。
4.选择两个子平面之一作为要用于传输的码元的PAO子集。
使用原始星座的字的映射，即根据原始星座将数据字映射到复数值产生原始星座码元或简称原始码元。类似地，使用对应星座的数据字的映射，即根据对应星座将数据字映射到复数值导致对应星座码元或简称对应码元。
在本发明的替代实施例中，通过将多个比特(组成数据字)映射到调制码元的相等映射，并且在用于重传的多个比特的每一个上使用预定的比特操作来实现该目的。在模拟方式中，通过将映射到调制码元的字(多个比特)内的至少一个比特用固定值(如，0或1)代替来进行要用于传输的码元的PAO子集的选择。
根据本发明的一个方面，一种用于在数字通信系统中传送数据的方法包括：a)在预定的调制模式中选择要用于传输的所有可用调制状态的子集；b)第一传送步骤，其传送表示第一多个比特的第一码元，该码元具有包含在所述子集中的第一调制状态；和c)至少一个其他传输步骤(1206)，其传送表示第一多个比特的其他码元，每个其他码元具有包含在所述子集中的其他调制状态。对于多个比特内的比特值的每个组合，与所述第一和所述其他调制状态相关联的复数值的相加产生复数结果的相同相位。
根据本发明的另一方面，计算机可读存储介质具有在其上存储的程序命令，使得在数据通讯系统的传送器的处理器中执行时，使传送器执行根据第一方面的方法。
根据本发明的又一方面，用于数字通信系统的传送器被配置来执行第一方面的方法。
根据本发明的又一方面，用于移动通信系统的基站包括根据之前方面中定义的传送器。
根据本发明的又一方面，用于移动通信系统的移动台包括在以上方面中定义的传送器。
根据本发明的另一方面，在数字通信系统中接收数据的方法包括：a)第一和第二接收步骤，接收第一和第二码元，二者都表示第一多个比特；b)似然性计算步骤，针对至少第一多个比特的子集，从所接收到的第一和第二码元计算似然值；和c)将用于所述第一多个比特之外的至少一个预定比特的似然值设置到指示未知比特值的值。
根据本发明的另一方面，计算机可读存储介质具有在其上存储的程序命令，使得在数据通讯系统的接收器的处理器中执行时，使接收器执行根据之前方面的方法。
根据本发明的又一方面，用于数字通信系统的接收器配置来执行以上方面的方法。
根据本发明的又一方面，用于移动通信系统的移动台包括如上定义的接收器。
本发明的另一方面涉及用于在数字通信系统中传送数据的传送器和方法，该方法包括第一传输步骤，传输表示第一多个比特的第一码元，该码元具有第一调制状态；和至少一个其他传输步骤，传输表示第一多个比特的其他码元，每个其他码元具有其他调制状态，其中第一码元的至少一个参数与其他码元之一的至少一个参数的组合导致组合后的不同可能结果参数状态的数量比组合前的不同参数状态的数量要小。
本发明的另一方面涉及用于在数字通信系统中传送数据的传送器和方法，该方法包括通过使用调制星座映射原始比特序列的比特来产生原始码元；从原始码元或从原始比特序列产生的至少一个对应比特序列中产生至少一个对应码元，其中原始码元和至少一个对应码元的组合形成准(quasi)导频码元。
本发明的另一方面涉及用于在数字通信系统中接收数据的接收器和方法，包括接收第一和至少一个其他码元；获得第一码元的至少一个参数与至少一个其他码元的至少一个参数的至少一个组合，使用至少一个组合来获得通信信道参数的估算的至少一个组合。
附图说明
将附图合并在此，并且形成用于解释本发明的原理的说明书的一部分。不应将附图理解为仅将本发明限制到所图解和描述的如何可以制作或使用本发明的实例。如结合附图所示，其他特征和有点将在下面本发明更具体的描述中变得更加清楚，在附图中：
图1提供各种数字调制映射星座的纵览；
图2图解16QAM中的数据字no.10(第十号)的原始和所重复的数据字位置的实例；
图3图解64QAM中的数据字no.14(第十四号)和no.39(第三十久号)的原始和所重复的数据字位置的实例；
图4描述当应用到QPSK调制时所描述的方法的效果；
图5图解用于原始8-PSK调制的两个映射的替代实例；
图6显示用于原始16-PSK调制的两个映射的替代实例；
图7和8图解用于在8-PSK调制的情况下改善信道估算的可靠性的两个替代实例；
图9显示用于16-PSK调制的8个映射的实例；
图10a-c分别描述使用2、4或8个不同的映射从相同数据字值的相干组合得出的结果的实例；
图11描述用于导频和数据码元的一维帧结构的实例；
图12图解数字通信系统中用于数据传输的方法的步骤；
图13显示传送器链的实例；
图14a-c显示将原始和对应映射组合到用于原始8-PSK调制的超映射的实例；
图15a-c显示将原始和对应映射组合到用于原始16-QAM调制的超映射的实例；
图16显示16-QAM中的原始映射和度应映射产生与QPSK调制状态类似的四个不同组合结果值的实例；
图17提供16-QAM中的原始和对应4比特序列的实例；
图18图解用于改善传输信道属性的估算中的可靠性的方法的步骤。
图19显示用于确定要被固定值代替的比特和要被反转以用ASK进行重传的比特的步骤；
图20图解用于使用比特反转用8-PSK进行重传的实例；
图21显示用于确定要被固定值代替的比特和要被反转以用PSK进行重传的比特的步骤；
图22图解用于使用比特反转用8-ASK进行重传的实例；
图23显示用于确定要被固定值代替的比特和要被反转以用混合ASK/PSK进行重传的比特的步骤；
图24图解用于使用比特反转用4-ASK/4-PSK进行重传的实例；
图25描述图24的调制方案的4-ASK部分；
图26描述图24的调制方案的4-PSK部分；
图27显示用于确定要被固定值代替的比特和要被反转以用平方(square)QAM进行重传的比特的步骤；
图28图解用于使用比特反转用16-QAM进行重传的实例；
图29描述图28的调制方案的同相部分；
图30描述图28的调制方案的正交部分；
图31到34非均匀(non-uniform)平方QAM的实例；
图35显示传送器链的实例；
图36图解基站的示例性结构；
图37图解移动台的示例性结构；
图38描述对于原始4-ASK/4-PSK导致QSK等效模糊情形的亚最理想(sub-optimum)的组合和反转情况；
图39描述对于原始16-平方-QAM导致QPSK等效模糊情形的非最理想的组合和反转情况；
图40图解根据本发明的原始QPSK中的半平面和半平面比特；
图41图解根据本发明的原始8-PSK中的半平面和半平面比特；
图42显示根据本发明的原始16-QAM中的半平面和半平面比特；
图43和44显示QPSK和8-PSK中的半平面的实例；
图45显示示例性接收器结构；
图46a和46b显示原始和对应码元产生，以及作为准导频的它们的联结解释(joint interpretation)的简化结构；
图47显示包括导频码元、共享控制码元和共享数据码元的现有技术OFDM帧结构；
图48到56图解如何可以将准导频码元置于OFDM帧中的不同的非排他可能性；
图57显示具有扩展码的准导频部分的元素乘法(element-wisemuliplication)的处理；
图58显示具有扩展码的准导频码元的准导频乘法的处理；
图59图解具有扩展码的准导频部分的元素扩展的处理；
图60图解具有扩展码的准导频码的准导频扩展的处理；
图61显示准导频部分的元素恒定相移的处理；
图62是显示当功率组合和相位组合应该导致其每一个都在一个电平中时的原始和对应星座的QPSK的实例；
图63是显示当功率组合和相位组合应该导致其每一个都在一个电平中时的原始和对应星座的8-PSK的实例；
图64是显示当功率组合和相位组合应该导致其每一个都在一个电平中时的原始和对应星座的16-QAM的实例；
图65图解根据是否使用准导频码元或简单数据码元而使用不同调制方案；
图66图解针对原始码元、对应码元和简单数据码元使用相同调制方案；
图67是关于当考虑功率组合时从原始星座获得一个或多个对应星座的方法的流程图；
图68是关于当考虑幅度组合时从原始星座获得一个或多个对应星座的方法的流程图；
图69是关于当考虑相位组合时从原始星座获得一个或多个对应星座的方法的流程图；
图70是显示当幅度组合和相位组合应导致其每一个在一个电平中时的原始和对应星座的4-ASK/4-PSK的实例。
在显示映射或星座的图中，由数字标签标识点。本领域技术人员明白该标签行为在通信的上下文中表示给定数据字或比特序列；标签本身只用于表示固定但任意的数据字；因此，顺序标签不必关于其二进制、十进制、十六进制或其它数字表示的顺序来表示比特序列。
具体实施方式
图2显示使用16-QAM调制方案的传输的实例。根据表1，该数据调制码元携带四个比特。在这里描述的方法中，传送这四个比特两次：
1.针对四比特的原始数据字使用第一星座映射201
2.针对所重复的四比特数据字使用第二(不同的)星座202。
在不丧失普遍性的情况下，我们在下面假设星座的平均传送功率等于1。在图中给出的该值指的是这种情形。本领域技术人员应该明白，如果平均传送功率不等于1，则如何恰当地调节该值。如何获得数字调制码元的传送功率值使得所有数字调制码元的平均传送功率为1或任何其它任意值也是显而易见的。
为了从原始星座201获得对应星座202，沿虚轴203将复平面分为两个非重叠相邻子平面204和205。对于图2的星座，虚轴是对称轴。还可以使用对角线206，但是最好选择用于两个子平面的分隔线(parting line)，在其上没有星座点。接下来，确定用于两个子平面的对称轴。在图2的情况下，实轴207是用于两个子平面的对称轴。为了在将原始传送的数据字与其重复的版本组合后获得减少的模糊，必须关于对称轴(即，实轴207)上的点208、209从原始星座点镜像对应星座中的星座点的位置。根据子平面204和205的分割，必须关于点208镜像属于子平面204的所有星座点，而关于点209镜像属于子平面205的所有星座点。为了实现传输和重传的相等的平均传输功率，该镜像点208、209应该等于相应子平面的所有复数值的平均。
在图2中，对于字号10，加亮原始映射和对应星座的调制状态或星座点。
为了在原始和对于码元组合后完全消除相位模糊，选择子平面204和205之一作为要用于传输的PAO子集。如果选择子平面204，则只有星座点(调制状态)9-16被用于传输和重传。相反，如果选择子平面205作为PAO子集，则只有星座点1-8被用于传输和重传。
图43和44显示将复平面分割为不重叠的相邻子平面(这里的半平面)的可能分割的实例。可以将在子平面4301或4302、4303或4304、4401或4402、4403、4404、4405或4406、4407或4408之一上的调制状态选择作为要用于传输的调制状态的子集。不推荐半平面4305或4306，这是因为在分割这些子平面的线上有调制状态
由于PAO子集仅包含在原始调制方案中可用的一些星座点，因此要被传送的数据必须适于减少的信道容量。假设PAO子集包含在原始调制方案中可用的星座点的正好一半，例如，这可以通过以下方式完成：
·在较高号码的调制码元上分布数据比特(例如使用每个在4个码元上(而不是3)的4个比特传送3个字)或
·每个所传送的码元穿孔(puncturing)一个比特；
·替代地，可以使用较高阶调制方案，例如32-QAM(而不是16-QAM)。
图3显示用于64-QAM的第一301和其它映射302。这里，再次沿虚轴303将复平面分割为两个非重叠的相邻子平面。然后，对于第二映射，分别根据星座点所属的子平面，关于相同子平面中的平均复数值304、305从第一星座中的其原始位置镜像每个星座点。选择右侧或左侧半平面来用于传输，即PAO子集包括星座点1到32或星座点33到64。
在图4(如QPSK的实例)中演示组合相同任意字的原始传输和所重复的(对应)传输的结果。为了从第一或原始映射401获得第二或其它或对应映射，沿虚轴403将复平面分割为两个非重叠的相邻子平面404和405。在每个子平面中，分别关于平均值406和407镜像星座点。字号“1”在第一映射中由向量408表示，而在第二映射中由向量409表示。由于平均载波幅度被定义为1，因此每个向量具有1的长度。码元的相干组合等效于向量二者的相加，其产生的实数410。图4b-d分别显示用于字号“2”、“3”和“4”的相干组合，与BPSK调制类似，其显示出模糊的数量减少到一个幅度电平和两个相位电平410和411。这允许容易地和明确地确定传输信道的衰减，及其在-π和+π之间的相移。仅对“1”和“2”或仅对“3”和“4”的所使用的星座点的减少分别导致对点410或点411的可能组合结果的进一步减少。
结合图4(例如，用于QPSK)解释的原理可以以类似的方式应用到所有QAM星座中，由此相干组合导致一个单个值，其独立于调制状态或星座点的数量。
如果需要针对对应(或第二或其它)星座保持原始星座的形状，则总可能找到满足完全消除模糊的要求的单个的对应星座。在图5中示出该情形的实例，其中原始(第一)映射遵从8-PSK方案。为了在两个映射的相干组合后实现BPSK等效，沿虚轴503将复平面分割为非重叠的相邻子平面504和505。在每个子平面中，分别关于平均复数值506或507镜像每个星座点。例如，关于点507将用于字号“1”的星座点镜像到位置508。对应(第二)映射502导致混合的ASK/PSK星座。此外，选择子平面504(点5-8)或子平面505(点1-4)作为要用于传输和重传的PAO子集，以消除BPSK等效的剩余相位模糊。
图6显示原始(第一)映射是16-PSK方案的情况的类似情形。如果要消除模糊，则对应(“第二”)映射是非常不规则的。
如果应该针对对应星座保持原始星座的形状，则可能出现需要多个对应星座来消除相位模糊的情况。这特别对于具有多个四个信号星座点的PSK调制来说是真实的。在用于8-PSK的图7中给出该对应星座的实例以及来自其相干组合的结果，并且图9提供对应星座的实例，而用于16-PSK的图10a-c提供来自相干组合的相应结果。如图所示，用于所有重传的星座点或调制状态在用于原始传输的星座点的相同子平面内。因此，可以选择在子平面706、707、804、805的一个中的星座点作为用于传输的PAO子集。
转到图7，通过虚轴705将原始星座(第一映射)701的复平面分割为两个非重叠的相邻子平面706和707。在每个子平面内，置换到星座点上的给定数据字的映射，使得在所有映射701-704内将相同字分配(仅确切地分配一次)给每个位置(星座点)。因此，相同字的所有四个传输的相干组合导致相同的值，其独立于字的值。在图7中，在第一映射701中由向量708表示字号“1”，在第二映射702中由向量709表示字号“1”，在第三映射703中由向量710表示字号“1”，而在第四映射704中由向量711表示字号“1”。由于对于所有字值，仅仅以不同的顺序相加相同的向量，因此对于分配到右半平面的所有字值，结果712是大约2.6131的实数值。类似地，大约-2.6131的实数值是对于分配到左半平面的所有值的结果713。因此，通过使用将字映射到星座点的四个映射并仅选择调制状态1-4或调制状态5-8来用于传输，可以完全消除模糊。
如果针对PSK方案仅应该消除相位模糊，则仅使用一个对应星座足够来导致与图8或图10a或10b类似的组合结果，其仅已经显示一个相位电平(在这种情况下，如果针对8-PSK的点1-4或点5-8，则为到实轴的0度或180度(图8)，或者为PAO子集选择用于16-PSK(图9)的点1-8或点9-16)。
在图8中，沿虚轴803将复平面分为非重叠的相邻子平面804和805。关于作为两个子平面的对称轴的实轴806镜像位置，而不是关于点从第一映射801的其位置上镜像每个星座位置以获得第二映射802内的位置。字号“1”的第一(原始)传输和所重复的传输的组合是向量807和808的和，其产生在点812的大约0.7654的实数值。对于字号“ 4”也是这样。当针对字号“2”或“3”组合向量809和810时，在点811结果大约是1.8478。
即使幅度中的模糊大于1，但是由于在PSK调制方案的解调处理中可以不要求确切的幅度，因此，该情景将明显改善信道估算能力。
图9显示用于16-PSK的8个不同的映射。如果仅组合第一和第二映射，则如图10a所示(4个幅度电平)在实轴的任意半边可能有4个结果。当组合前四个映射时，针对每个可能的PAO子集产生两个结果，如图10b所示(两个幅度电平)。仅当组合所有8个映射时，当将所使用的星座点组减少到在左半平面或右半平面上的那些点时完全消除模糊。
可以将在本发明中公开的过程解释为字的原始和所重复的版本之间从字(多个比特)到星座点的映射规则的重新布置。因此，我们在下面的章节还将该方法称为“重复重新布置”，或简称为“ReRe”。
不是帧中的所有字都必须使用本发明中公开的重复重新布置方法来进行发送。如果信道仅在缓慢变化，少量的ReRe字足够来促进接收器的良好信道估算条件。因此，其它数据字可以使用现有技术中公知的其它方法，诸如不带重复的发送、简单映射重复或星座重新布置(CoRe)重复。下面是接收情形中的优选解决方案，其通常在接收器提供较小的比特差错率。在图11中描述这种重复的替代方案。数据帧1101包含根据现有技术传送的数据，在这种情况下具有星座重新布置。相反，数据帧1102仅包含根据这里提供的方法传送的数据。数据帧1103包含根据二种方法传送的数据。根据上面详细描述的第二映射将使用第一(原始)映射传送的数据字1104重复为数据字1105。相同的过程应用到数据字1106，将其作为数据字1107重传。
可以明确地在控制信道中额外信令ReRe数据码元的量和位置，或者通过从传送器到接收器的预定参数信令ReRe数据码元的量和位置，以向接收器提供数据帧的哪部分遵循那种重复策略的知识。
由于重复重新布置的益处依赖于针对原始和对应码元信道状态尽可能相等，因此对于所选择的信道，最好在时间帧的相邻位置上传送原始码元及其对应码元。替代地，可以以FDMA系统的不同频率信道或者CDMA系统的不同代码信道同时传送原始码元和对应码元。本领域技术人员应了解，可以组合这些替代方案。例如，在OFDM系统中，可以在相邻子载波上、以相邻时隙，或二者上传送原始和对应码元。当存在要与同一原始码元一起传送的数个对应码元(例如，对于8-PSK的的三个对应码元)时可以特别应用后者。然后，可以在与原始码元相同的子载波中以相邻时隙传送第一对应码元；可以在原始码元的相邻载波中以相同时隙传送第二对应码元；可以在原始码元的相邻子载波中以相邻时隙传送第三对应码元。
在图中所示的实例显示导致组合的信号点位于图的右轴上的映射星座，该轴在复信号平面中通常表示实轴。本领域技术人员应该了解，可以定义其它映射，这些映射可以达到模糊数量的减少，而不导致所组合的信号点位于实轴上。例如，很容易定义QAM映射，其导致信号点在虚轴上。同样地，可以容易地定义用于PSK的映射，其导致点在以到实轴的特定角度倾斜的直线上。选择这些映射中的哪一个是系统设计师的实现选择，并且不直接影响本发明所涉及的技术原理。
本说明书已经关注需要相干解调的调制星座。因此，所描述的算法被表示为原始和重新布置的星座点也被相干地组合。因此，以公式表示所述算法，使得也相干地组合原始和重新布置的星座点。然而，应该明白，可以容易地修改设计算法以及组合方法，以适于非相干方法。例如，对于ASK，载波幅度的简单的非相干检测是可以的，并且可以针对组合添加标量值。
在以上详细的描述中，总是使用两个非重叠的相邻子平面。作为用于将复平面分割为子平面的多种分割的替代实例，可以将其分割为4个非重叠的相邻四分之一平面，每个四分之一平面类似复平面的象限。图9的第一映射的对应星座可以是同一附图中的第三映射。在这种情况下，可以选择在四个四分之一平面之一内的调制状态作为要用于所有传输的调制状态的PAO子集(例如，号码1-4、5-8、9-12或13-16)。
在图16a-b中分别显示具有用于16QAM的四个非重叠相邻四分之一平面的原始和对应映射。这里，再次只有四个四分之一平面之一内的调制状态可被选为用于所有传输的PAO子集。根据所选择的PAO子集，原始码元和重传码元的组合将导致点1601-1604之一。
当选择对应映射时的进一步标准是在不存在相干组合应该导致复平面的原点的情况。这只是因为接收器不能从复数值0的组合信号点上提取关于信道状态的任何信息。
在另一替代中，只有所有可能的调制状态的子集或所有存在的数据字值的子集可能经历所描述的方法。甚至以这种方式，也可以在确定传输信道属性时减少模糊。
该描述假设原始和所重复的数据字每一个都由相同的b位比特序列组成。为了描述简单，将映射假设为将b比特映射到一个复数值。因此，原始星座由2b个不同复数值组成，而对应星座由2b个复数值组成。可以将原始星座和一个或多个对应星座概括为“超星座”。然后，该超星座可以表示概括原始映射和一个或多个对应映射的“超映射”。在这种情况下，表示原始或对应映射的控制信息必须包含在超映射或超星座中。
将控制字预先置入(pre-pend)每个数据字。该控制字针对每次传输假设特定值，如，“1”为数据字的第一次传输，“2”为同一数据字的第二次传输等等。超映射将所连接的控制字和数据字的不同值映射到调制状态或超星座点。因此，针对控制字的不同值获得从数据字值到调制状态的不同映射。如果以合适的方式布置超映射，则从数据字值到调制状态的不同映射可以展现上述特性。
图14a显示用于实例8-PSK的原始星座，而图14b显示相关的对应星座。例如，星座点1401表示在第一次传输中的码元“1”，而星座点1402表示在第二次传输或重传中的相同码元。
可以注意，与图5中显示的星座的差异限于星座点的不同标签。该差异只是为了方便的目的；本领域技术人员将认识到，这是将码元从1编号到8还是从0到7的习惯问题。通过包含来自星座的星座点，分别将前置“ 0”或“1”预先置入标签来表示是否使用分别原始或对应映射产生该星座点，以从图14a和1 4b的星座获得图14c的超星座。因此，图14c中的带有从“0”开始的标签的所有点等效于原始星座点和相应映射，而带有从“1”开始的标签的所有点等效于对应星座和相应映射。
图15a显示用于实例16-QAM的原始星座，而图15b显示相关对应星座。可以注意的是，与上述图14a-c的原因相同，图2中显示的星座的差异限于星座点的不同标签。通过包含星座的星座点，分别将前置“ 0”或“1”预先置入标签来表示是否分别使用原始或对应映射产生该星座点，以从图15a和15b的星座获得图15c的超星座。由于星座点的位置相等，并且原始和对应星座仅在标签中变化，因此，在图15c中每个星座点必须表示两个标签。例如，星座点1501在第一次传输中表示值“1”，而在第二次传输或重传中表示值“4”。因此，其在超星座中表示值“01”和“14”。类似地，点1502在第一次传输中表示值“ 4”，而在第二次传输或重传中表示“1”。在图15c的超星座中其表示值“04”和“11”。
从“ 0”开始的所有标签等效于原始星座点和相应映射和标签，并且从“1”开始的所有标签等效于对应星座和相应映射和标签。
可以注意的是，该超映射或超星座本质上与格编码(trellis coded)调制领域的技术人员公知的所谓“集合分区(set partitioning)”方法类似。可以在G.Ungerboeck“Trellis-coded modulation with redundant signal set Part I：introduction”和“Trellis-coded modulation with redundant signal sets Part II：State of the art”，both in IEEE Communications Magazine，Volume：25，Issue：2，Feb 1987，Page 5-11 and 12-21中找到该方法的实例说明。
图12显示在数字通信系统中可以用于减少数据码元中的模糊的方法的流程图。该方法由映射产生步骤2101、传输步骤1205和一个或多个重传步骤1206组成。
首先，在步骤1202中产生第一映射。根据特定算法产生该映射，或者通过从存储在采用该方法的传送器中的表简单地读取它来产生该映射。还可以从像基站或传输所指定的移动台这样的另一实体接收该表。
接下来，在步骤1028中，遵循上面给出的规则，选择所有调制状态的合适PAO子集来用于传输。可以在步骤1204后替代地执行该步骤。然后，另一步骤1203根据上面给出的算法之一产生第二映射。步骤1204查询是否应该产生更多的映射。在这种情况下，循环返回到步骤1203。如果不是，该方法前进到步骤1209。可以将所产生的映射存储在用于之后使用的表中。因此，对于每次传输会话或甚至对于每个所传送的数据字，不必须要求产生步骤1201。此外，还可以在制造传送器期间(例如利用固件下载)存储使用的映射，或者从另一实体接收所有映射并将其存储在存储器中的表内。
在步骤1209中，例如，通过将比特重新布置到字的较高号码或通过穿孔比特，将要传送的数据适用于减少的传输容量。在步骤1205中，根据表示数据字的第一映射传送码元。在步骤1206，根据在步骤1203中产生的第二映射将相同数据字作为重传码元传送。步骤1207根据应该传送哪个数据字来查询是否存在更多的映射。如果存在更多映射，则该方法返回到重复步骤1206和1207。如果不存在更多的映射，该方法结束该数据字的传输。虽然最好在相邻的时间中发送相同数据字的所有传输，但是可以在其间传送其它数据字。
在图13中，图解了可以根据上述方法传送数据的传送器1300。
在传送器1300中，在编码器1301中编码要被传送的信息比特流。在随机比特交织器1302中交织所编码的比特流。在S/P单元1303中，将比特组组合为数据字。要组合的比特数依赖于可用的调制状态的数量。例如，对于16-QAM id 16＝4比特被组合为一个数据字，对于64-QAM，ld＝64比特被组合为一个数据字。在重复器1304中，重复数据字以进行重传。要被重复的数据字的重复因数和比率依赖于方法的特定版本。将所产生的字发送到映射器1305。映射器1305可以根据不同的方法工作。在等效于简单映射的第一模式中，其仅使用一字对一星座点映射来将未重复的字或所重复的字映射到复数码元。在星座重新排列模式中，映射器1305通过将不同的映射应用到重复器1304产生的字来应用背景技术部分中描述的星座重新布置。在第三模式中，映射器1305将这里描述的方法应用到重复器1304产生的字。由选择要应用到字的映射模式的映射控制单元1306控制映射器1305。如果选择第三模式，则映射器1305从可以包括用于存储包含映射信息的表的存储器1307的映射控制单元1306接收映射信息。映射控制单元1306还配置来根据以上定义的规则在第三映射模式中选择从用于第一次传输的第一映射获得的、用于重传的第二和进一步映射(即，对应映射或对应星座)。可以根据以上定义的规则在运行时计算映射。替代地，可以从存储器1307的表中读取它们，该存储器可以根据通信系统设计预先存储它们。
根据网络或接收单元提供的信息，可以交替地使用上述各种映射模式。此外，还可以根据与图11所示的帧1103相似的预定图案，在单个帧中交替地使用它们。可以将关于这样的图案的信息以及关于所使用的映射的信息经由控制数据传送器1308和传输信道1312发送到接收单元。此外，重复控制单元1309根据映射控制单元1306的要求控制重复器1304的重复因数。例如，在第三映射模式中，重复控制单元1309从映射控制单元1306接收关于所选择的映射所要求的重复数的信息。
在映射后，并且在信息在调制器1311中被调制到载波上之前，添加导频数据并在导频/数据帧创建单元1310中将帧组合。将所调制的信号经由信道1312发送到接收实体。
根据特定实现，传送器1300还可以包括像IF级(stage)、混频器、功率放大器或天线之类的单元。从信号流程看来，由于它们都可能将噪声添加到信号或对信号产生相移或衰减，因此还可以将这些单元看作包含在信道1312中。
可以以专用硬件或以数字信号处理器实现单元1301到1311。在这种情况下，处理器通过执行从诸如只读存储器、电可擦除只读存储器或闪存之类的计算机可读存储介质读取的指令来执行这里描述的方法。还可以将这些指令存储在其它计算机可读介质上(如，磁盘、光盘或磁带)，以在使用之前将其下载到装置中。此外，混合的硬件和软件实施例也是可行的。
替代地，可以使用将字(多个比特)映射到调制状态的一个映射以及额外的比特操作步骤来实现本发明。
作为实例，如图17和图28所示，假设使用16-QAM调制模式的传输。根据表1，该数据码元携带四个比特，在这里描述的方法中，将这四个比特传送两次：
1.使用用于原始序列(四个比特)的16-QAM映射
2.使用用于对应序列(四个比特)的相同16-QAM映射
通常对于纯ASK之外的任意调制方案来说，所需要的比特操作步骤是根据上述方法由固定值替换至少一个比特来选择子平面。这在用于格雷映射的图17中示出，其中加亮原始比特序列1010和对应序列1100作为实例。四个比特的每个序列被映射到16-QAM的调制状态。由于所应用的映射为格雷映射，所以最近的邻居总是有一个比特的值不同。例如，将调制状态1701分配给比特序列“0000”。将四个最近的邻居1702-1705分配给比特序列“0001”、“0010”、“0100”和“1000”。
四个比特的每个序列与通过下述的比特反转获得的进一步比特序列相关联。此外，在原始和对应比特序列中，由固定值(如，0或1)代替必须被合适地选择的至少一个比特。作为将得自第一比特序列的第一码元与得自进一步比特序列的进一步码元组合的结果，根据所代替的比特的固定值，消除相位模糊，并且获得两个可能的向量和结果1706或1707之一。由于将相位模糊减少到1的效果，将携带所述固定值的这些一个或多个比特称为PAO比特。
图18的流程图图解在传输信道估算中消除相位模糊所需要的步骤。
在步骤1801中，接收第一序列或多个比特。包含在一个序列中的比特的数量依赖于在所应用的调制方案中不同调制状态的数量。例如，对于64-QAM，每个序列包含Id 64＝6比特。对于8-PSK，每个多个比特包含Id 8＝3比特。
在步骤1802中，由固定值代替在所接收到的多个比特内的一个或多个比特。这对应于上述的要被用于传输的调制状态的PAO子集的选择。
显然，如果由固定值代替这些比特之一，则其通常丧失传送信息的能力。因此，在多个比特的相同序列内的每个所使用PAO比特将可使用的不同调制状态的数量以2的因数减少。例如，如果定义64-QAM调制码元的六个比特之一被固定值代替，则根据剩余五个比特的比特值将仅产生64个调制码元的0.5*64＝32个剩余调制码元。如果比特以下如方式分离调制码元组：对于所述比特的第一固定值，可以由复平面的第一半平面表示调制码元的剩余50％，而对于所述比特的第二固定值，可以由复平面的第二半平面表示调制码元的剩余50％，并且第一和第二半平面是非重叠并相邻的，并且第一和第二半平面之间的边界包含复原点0+0j，则将该比特称为“半平面比特”。在附图40到42中分别显示用于QPSK、8-PSK和16-AM的实例。在左侧实例中，半平面比特4001、4101和4201根据其固定值选择垂直分离的半平面4002、4102、4202或4003、4103、4203。在右侧实例中，半平面比特4004、4104和4204根据其固定值选择垂直分离的半平面4005、4105、4205或4006、4106、4206。
在步骤1803中，根据预定义的比特序列到调制状态的格雷映射将第一多个比特映射到调制状态。在步骤1804中，根据在格雷映射中分配给该比特序列的调制状态通过调制载波传送第一比特序列。
对于每次重传，在步骤1805中针对反转确定包含在比特序列中的比特的子集。例如，可以通过执行确定算法，通过从同等实体接收数据或通过仅从存储器读取数据来执行确定步骤1805。在步骤1806中，通过获取来自步骤1801的第一多个比特并根据步骤1805确定的反转规则反转这些比特来获得进一步多个比特。在步骤1807，根据在步骤1803中使用的相同格雷映射将该进一步比特序列映射到调制状态。如将在下面进一步解释的那样，选择在步骤1802由固定值代替的比特，使得在步骤1807中进一步多个比特所映射到的调制状态也包含在在步骤1802中使用比特操作所选择的调制状态的PAO子集中。在步骤1808中，通过传送在步骤1806中获得的进一步序列，也就是根据在步骤1807获得的调制状态调制载波来重新传送第一序列。
步骤1809查询是否存在要完成的相同第一比特序列的进一步重传。如果存在，则方法返回到方框1805。如果不存在，则该方法终止，并且第一比特序列的传输和重传完成。
如上所述，在确定步骤1805中，选择一个反转规则来获得进一步比特序列。可以将该反转规则表示为必须被反转的比特的子集。根据所选择的映射方法，可以存在需要来将模糊减少到理想目标电平的一个或数个反转规则。确定步骤1805应该针对每次重传选择这些规则之一，使得最好针对给定第一多个比特，每个反转规则都会被确定一次。被选为用于将相位模糊减少到1(即，根据上面定义的PAO比特)半平面比特不能被选为要在对应序列中被反转的比特，反之亦然。在下面中，将参照不同的调制方案更加详细地解释在步骤1805中确定应该选择哪个反转规则的步骤，以及在步骤1802的合适PAO比特的选择。
对于使用格雷映射的PSK调制，可以应用在图19中显示的下列算法
-假设n是映射到一个PSK码元的比特数(步骤1901)。
-从n个比特中选择用于反转候选的n-1个比特(步骤1902)。
-反转规则：通过使用所选择的n-1个比特的1到所有n-1个比特获得所有可能的组合来确定要被反转的比特(步骤1903)。
-通过从以上找出的组合反转比特来从原始比特序列中获得n-1个对应比特序列。
-没有被选择用于反转的一个半平面比特是PAO比特，即，要由固定值代替的半平面比特(步骤1904)。
针对图20所示的星座解释实例
-使用8-PSK，将3个比特映射到一个码元＝＞n＝3。
-第一和第三比特被选为反转候选。
-反转规则：仅反转第一或第三比特，或第一+第三比特。
-半平面比特是第一和第二比特由于在反转规则中将第一比特用于产生对应星座，因此将第二比特选为PAO比特，因此由固定值0或1代替它。
设置到0的PAO比特 设置到1的PAO比特
在格雷编码中的原始比特序列 000，001，101，100  011，010，110，111
反转第一比特的对应序列 100，101，001，000  111，110，010，011
反转第三比特的对应序列 001，000，100，101  010，011，111，110
反转第一和第三比特的对应序列 101，100，000，001  110，111，011，010
将调制状态2001分配给比特序列“000”。通过应用反转规则，获得比特序列“100”、“001”和“101”，向其分配调制状态2002-2004。通过针对这些调制状态添加表示载波的复数值的向量2005-2008来组合码元。结果是用于值为0的固定PAO比特的点2009和用于值为1的固定PAO比特的点2010。因此，该结果可以具有一个幅度值和一个相位值。
对于至少部分设计PSK的所有方案(例如，上述n-PSK，n-ASK/m-PSK，n-QAM)，在信息码元的相位中包含信息的至少一部分，可以完全消除模糊数。
如图22所示，对于其中根据格雷编码以升序或降序排序的码元的传送功率的ASK调制，可以采用图21所示的以下算法：
-假设n为映射到一个ASK码元的比特数(步骤2101)。
-反转规则：针对具有最低传送功率的确切0.5*2n＝2n-1个码元，将携带相同比特值的一个比特反转
-通过将反转规则应用到原始比特序列获得对应序列
本领域技术人员可以注释，可以将相同反转比特替代地标识为针对具有最高传送功率的正好0.5*2n＝2n-1个码元携带相同比特值的比特。
作为实例，关注具有图22的映射的8-ASK调制。在图22中，条2201、2202和2203指示其中比特1、2和3分别具有值“1”的情况。将比特顺序假设为b1b2b3。
-使用8-ASK，将3比特映射到一个码元＝＞n＝3
-针对确切0.5*23＝4个最小传送功率码元携带相同值的比特是第二比特b2，其与那些码元之一相等.
-反转规则：反转第二比特b2。
-在格雷编码中的原始比特序列：
011，010，110，111，101，100，000，001
-反转第二比特的对应序列：
001，000，100，101，111，110，010，011
将调制状态2204分配给比特序列“011”。根据以上的反转规则，通过反转第二比特获得对应序列“001”。将调制状态2205分配给对应序列“001”。通过将表示调制状态2204和2205的复数值的向量2206和2207相加来组合码元。通过计算所有第一比特序列与它们的对应序列的组合结果，显然结果总是点2208。因此，在这种情况下，在传输信道属性的确定中不存在模糊。
对于纯ASK调制，由于所有调制状态在一个半平面内，因此不需要用固定值代替比特，并且可以只通过上述反转过程完全消除任何模糊。
对于图24所示的混合ASK/PSK调制，其中可以将比特分为携带格雷编码ASK信息的比特和携带格雷编码PSK信息的比特(“星形QAM”)，根据上述PSK或ASK规则应该独立地对待这些比特。在图23的流程图中显示结果算法。
-将ASK/PSK调制分为独立ASK和PSK部分(步骤2301)。
-根据上述算法分别针对ASK和PSK部分确定反转规则。
-从ASK部分(步骤2302)和PSK部分(步骤2303)确定哪个ASK/PSK比特对应于反转规则比特。
-选择在所述PSK部分中还未被选择来进行反转的PSK半平面比特作为由固定值代替的PAO比特(步骤2304)。
-通过组合从1到所有ASK/PSK反转规则比特来确定ASK/PSK反转规则(步骤2305)。
-根据所确定的ASK/PSK反转规则通过反转比特获得所有对应序列。
作为实例，关注图24的星形QAM。
-如图24所示，使用4-ASK/PSK，头2个比特2401、2402作为PSK被映射，而后2个比特2403、2404作为ASK-＞nASK＝2，nPSK＝2被映射。
-ASK部分(见图25)：
·针对0.5*22＝2最小传送功率码元携带相同值的比特是第一比特2403，其针对这些比特等于0
·反转规则：反转第一ASK比特2403。
·以格雷编码的原始ASK比特序列：00，01，11，10
·反转第一比特2403的对应序列：10，11，01，00PSK部分
·针对反转选择第二比特2402。
·反转规则：反转第二PSK比特2402
·以格雷编码的原始比特序列：00，01，11，10
·反转第二比特2402的对应序列：01，00，10，11确定ASK/PSK反转规则比特：
·ASK部分的第一比特2403是ASK/PSK部分的第三比特
·PSK部分的第二比特2402是ASK/PSK部分的第二比特
-在PSK部分中的半平面比特是第一和第二PSK比特
-由于已经选择第二PSK比特以进行反转，因此将PSK部分的第一比特2401选为由固定值0或1代替的PAO比特。
-确定ASK/PSK反转规则
·反转规则，仅反转第二比特2402，仅反转第三比特2403，或反转第二和第三比特2402、2403ASK/PSK比特。
设置为0的PAO比特 设置为1的PAO比特
原始ASK/PSK比特序列 0000，0001，0011，0010，0100，0101，0111，0110 1100，1101，1111，1110，1000，1001，1011，1010
反转第二比特的对应ASK/PSK序列 0100，0101，0111，0110，0000，0001，0011，0010 1000，1001，1011，1010，1100，1101，1111，1110
反转第三比特的对应ASK/PSK序列 0010，0011，0001，0000，0110，0111，0101，0100 1110，1111，1101，1100，1010，1011，1001，1000
反转第二和第三比特的对应ASK/PSK序列 0110，0111，0101，0100，0010，0011，0001，0000 1010，1011，1001，1000，1110，1111，1101，1100
将调制状态2405分配给比特序列“0010”。PSK子序列是“00”，而ASK子序列是“10”。根据以上规则，存在从PSK子序列确定的要被反转的一个比特2402，和从ASK序列确定的要被反转的一个比特2403。因此，存在三个对应比特序列。仅反转比特2402产生“0110”，向其分配调制状态2406。仅反转比特2403产生“0000”，向其分配调制状态2407。反转比特2402和2403产生“ 0100”，其对应于调制状态2408。如果通过相加表示各个复数值的向量2411-2414组合所有码元，则结果是点2409。如果对于比特序列的所有可能值组合进行该计算，则针对比特2401具有固定PAO比特值0的组合结果是点2409，而针对比特2401具有固定PAO比特值1的组合结果是点2410。因此，完全去除了模糊。
混合ASK/PSK调制的特定方式是两个正交格雷码m-ASK/2-PSK调制的组合。该混合的星座有时还称为“平方QAM”，下面简称为sq-QAM。这里参照吐27和28介绍更有效的方式，来替代独立地对待两个ASK/PSK调制。
-将sq-QAM分为两个正交m-ASK/2-PSK调制，在后面称为AP1和AP2(步骤2701)
-AP1反转规则：要被反转的比特是针对具有m-ASK部分的最小传送功率的确切m/2个码元具有相同比特值的比特(步骤2702)。这在技术上等效于具有最小传送功率的m-ASK/2-PSK的m个码元。
-AP2反转规则：要被反转的比特是携带2-PSK部分信息的比特(步骤2703)。
-确定sq-QAM的哪些比特对应于分离的AP1和AP2的反转比特
-通过针对对应的QAM比特组合AP1和AP2反转规则获得sq-QAM反转规则(步骤2704)。
-选择携带AP1的PSK信息的比特(即，半平面比特)作为PAO比特，即由固定值代替(步骤2705)。
-通过应用sq-QAM反转规则获得sq-QAM对应序列。
本领域技术人员可以注释，对于AP1，可以将相同反转比特替代地标识为针对具有m-ASK部分的最高传送功率的确切m/2个码元携带相同比特值的比特。
应该注意的是，对于如图28和31-34的实例的星座布局，可以选择同相分量作为AP1或AP2，其具有作为相应另一个的正交分量。这对模糊减少的效果不产生差别。在一种情况下，该组合结果具有实数值，在其它情况下，它们具有虚数值。还可以注意的是，在任意平方-QAM情况下，作为PAO比特从AP1选择的半平面比特也是平方QAM的半平面比特；具体地，如图42所示，根据其值，其可以是表示同相(in-phase)或共相(co-phase)半平面4202、4203、4205或4206的半平面比特4201或4204。
此外，可以分别选择相互正交但是不与实轴和虚轴的任意一个平行的两个分量作为AP1和AP2。
实例：
-如图28所示，使用16-sq-QAM，在图29中，AP1被定义为2-ASK/2-PSK，在图30中，AP2被定义为2-ASK/2-PSK。
-AP1：
·针对ASK部分(290 1或2902)的确切m/2＝1个最小传送功率码元携带相同值的比特是第二ASK/PSK比特2803，针对这些码元其等于0(见图29)
·反转规则AP1：反转第二ASK/PSK比特2803。
-AP2：
·携带PSK信息的比特是第一ASK/PSK比特2802，对于相对于实轴90度的相位其等于0，而对于相对于实轴279度的相位其等于1(见图30)。
·反转规则AP2：反转第一ASK/PSK比特2802
-AP1和AP2反转规则比特到原始QAM比特的对应关系(见图28)：
·来自AP1的第二ASK/PSK比特2803对应于第三QAM比特
·来自AP2的第一ASK/PSK比特2802对应于第二QAM比特
-获得16-sq-QAM反转规则：反转第二和第三sq-QAM比特。
-选择AP1(见图29)的相位比特2801(等于半平面比特)作为PAO比特，即由固定值0或1代替。该比特对应于第一QAM比特，定义同相半平面。
-原始sq-QAM比特序列：
分别是0000、0001、0011、0010、0100、0101、0111、0110或1100、1101、1111、1110、1000、1001、1011、1010
-转换第二和第三比特的对应sq-QAM序列：
0110、0111、0101、0100、0010、0011、0001、0000或1010、1011、1001、1000、1110、1111、1101、1100。
设置为0的PAO比特 设置为1的PAO比特
原始sq-QAM比特序列 0000，0001，0011，0010，0100，0101，0111，0110 1100，1101，1111，1110，1000，1001，1011，1010
反转第二和第三比特的对应sq-QAM序列 0110，0111，0101，0100，0010，0011，0001，0000 1010，1011，1001，1000，1110，1111，1101，1100
作为实例，将作为PAO比特的第一比特设置为固定值“1”。将调制状态2805分配给比特序列“1011”。通过将第二和第三比特反转获得对应序列“1101”，并且其与调制状态2806相关联。通过将表示调制状态的相应复数值的向量2807和2808相加完成码元的组合。该结果是点2809。通过针对比特序列的所有可能的值组合重复该计算，对于比特2801具有固定值的所有比特序列产生等于点2809的组合结果，而对于比特2801具有固定值0的所有比特序列产生等于点2810的组合结果。在两种情况下消除模糊。
应该注意的是，有时术语“平方QAM”只能严格应用到其中对于星座的所有点，最近相邻点之间的距离相等的QAM映射中。然而，本领域技术人员将理解，这里表示的算法还可以应用到其中该属性仅对于点的子集有效的QAM映射中。如图31到34所示，实例是用在DVB中的非统一16-QAM和64-QAM星座。在这些星座中，实轴和虚轴是关于表示调制状态的复数值的星座点的对称轴。因此，我们在这里以更宽的含义使用术语“平方QAM”，其包含但不限于图28和31-34所示的星座布局。
本领域技术人员将了解，通信系统或装置可以采用不同的方法来实际实现反转规则的确定。在一个实施例中，通过执行在本发明中描述的算法获得反转规则。在优选实施例中，针对通信系统或装置中使用的每个调制模式确定反转规则，并且将其存储在存储器或查找表中，以快速获得反转规则。在另一优选实施例中，将反转规则编码到硬件或软件模块中，其中步骤1805等效于控制在传输期间选择那些硬件或软件模块中的哪一个。
某些算法将产生多于一个对应序列或规则。这表示对于模糊电平的最佳减少，需要比特序列的多于一次重复，即，必须将比特序列发送多于两次。如果在系统容量方面看来这是不理想的，则必须选择对应序列/反转规则之一。可以只将幅度模糊的非最佳减少或相位模糊的消除认为是足够的。因此，小于最佳数量的对应序列的数量可能是足够的。
迄今描述的算法已经假设通过将映射到调制状态的第一和进一步多个比特的复数值组合，目标是模糊电平的最佳减少。然而，将目标定义为幅度模糊电平的亚最佳减少可以是理想或足够的。例如，将模糊减少到表示四个幅度电平和一个相位电平的4ASK-等效电平可能是理想的。虽然与单个结果复数值相比该信道估算通常较差，但是从用于以多个比特传送的数据比特的所解调的LLR值方面看来，或从减少传输容量损失的方面看来，这可能是有益的。
由于当在步骤2102考虑具有最低传输功率的确切2n-1个调制状态时(其中每个序列n个比特(比较图21和22))，我们已经给出的用于ASK的算法导致只有一个幅度电平，因此我们可以将该算法扩展到任意数量的目标幅度电平(该数量为2的幂数)。假设2k为幅度电平的目标数量。则求解反转规则的过程应该是：
·确定用于反转的比特，其针对具有最低传送功率的2n-k-1个调制状态具有相同的第一值，和针对下一较高传送功率值的下一调制状态具有与第一值相反的值。
或者，如上所述，替代地：
·确定用于反转的比特，其针对具有最高传送功率的2n-k-1个调制状态具有相同第一值，和针对下一较低传送功率值的下一调制状态具有与第一值相反的值。
对于k＝0，我们利用上述相同的策略(如图21的方框2102所示)。对于k＝n，不存在可能的幅度电平的减少。因此，k最好可以占用从0到n-1的整数值。
作为实例，将k＝1应用到图22中的星座(其中n＝3)，两个星座点“011”和“010”具有相等的比特值b1＝0和b2＝1。然而，由于b2＝1不仅用于两个最低的传送功率点，而且用于四个最低的传送功率点，其不满足具有“用于最低传送功率的2n-k-1个调制状态的相同的第一值，和用于下一较高传送功率值的下一调制状态的与第一值相反的值”的要求。因此，在反转规则中将比特b1确定为要被反转的比特。
对于PSK调制模式，获得反转规则组。通过仅选择这些反转规则的子集，可以减少相位模糊。在图20的实例中，仅反转第一比特导致在组合(将码元2001与2002组合和将码元2003与2004组合导致两个不同点，但是其都在虚轴上，共享相同相位电平)后只有两个相位电平。总体上，该反转规则本身导致两个相位电平和两个幅度电平的组合，等效于2-ASK/2-PSK。同样地，仅反转第三比特导致QPSK等效组合。码元2001与2003组合导致与码元2002和码元2004组合相同的幅度电平。总而言之，反转第三比特只导致一个幅度电平和四个相位电平的组合。
为了在这些情况下完全消除相位模糊，必须用作具有固定值的PAO比特的半平面比特的数量依赖于反转规则本身可以实现的相位电平数。如果反转规则实现的结果包括两个相位电平，则将一个半平面比特设置为PAO比特是足够的。如果反转规则实现的结果包括四个相位电平，则需要将两个半平面比特设置为PAO比特。通常，为了消除相位模糊，所需要的PAO比特的数量是从所使用的反转规则产生的相位电平数量的2的对数(基2的对数)。可以注意的是，可以独立选择第一PAO比特的固定比特值和第二PAO比特的固定比特值。当然，使用的PAO比特越多，传输容量的损失越高。
显然，以上用于针对ASK和PSK减少幅度或相位电平的策略还可以应用到混合ASK/PSK。在图38的实例中，通过反转第一ASK比特修改4-ASK部分来将幅度电平的数量从四减少到一。不修改4-PSK部分，使得仅有的反转规则是4-ASK/4-PSK比特号码三的反转，等效于4-ASK比特号码一。该组合结果导致一个幅度和四个相位电平，等效于QPSK。
作为实例，向量3801表示用于比特序列“0010”的星座点。第一ASK比特是序列中的第三比特。因此，反转规则确定反转第三比特，这产生由向量3802表示的比特序列“0000”。两次传输的组合产生值3803。其它可能的组合导致比特序列的不同值，它们是3804、3805和3806。为了完全消除模糊，必须将第一和第二比特设置为固定值。根据这些固定值的组合，获得组合结果3803、3804、3805和3806之一。
对于平方QAM或sq-QAM，如果修改AP1或AP2反转规则，则可以实现模糊电平的亚最佳减少。如上所述，对于一个幅度和两个相位电平的组合，AP1反转规则等效于针对m-ASK部分减少模糊，而AP2反转规则等效于针对2-PSK部分减少模糊。对于具有多于一个幅度电平的亚最佳组合，针对AP1的m-ASK部分的减少应该遵从上述用于将ASK的n个幅度电平减少到2k个幅度电平的扩展算法。对于具有多于两个相位电平的亚最佳组合，应该由在以上扩展算法中描述的用于将AP2的m-ASK部分减少到2k的反转规则代替用于减少2-PSK部分的AP2反转规则。应该提到的是，当然，用于AP1的k值可以与用于AP2的k值不同。对于用于完全消除相位模糊所需要的PAO比特数，见以上的解释。
在图39的实例中，示出通过如下步骤实现一个幅度电平和四个相位电平的组合。
·针对2-ASK部分应用AP1反转规则，反转两个AP1ASK/PSK调制比特的第二比特2803(比较图29)
·针对2-ASK部分应用改进的AP2反转规则，反转两个AP2ASK/PSK调制比特的第二比特2804(比较图30)
·结果反转规则：分别对应于AP1和AP2的第二比特反转第三和第四16-sq-QAM比特b3和b4。
·为了完全消除相位模糊，必须将16-QAM的半平面比特b1和b2设置为固定值。
作为实例，由向量3901表示比特序列“0010”。AP1反转规则将比特序列的第三比特b3确定为要被反转的比特(是b1和b3的第二比特)。AP2反转规则确定要被反转的第四比特b4(是b2和b4的第二比特)。用于第二次传输(或重传)的结果比特序列是“0001”，其在调制状态的复平面中由向量3902表示。通过相加向量3901和3902实现的调制状态的组合产生复数点3903。类似地，对于由向量3904表示的比特序列“0011”，用于第二次传输的比特序列是由向量3905表示的“0000”。两个值的组合产生复数值3903用于其它比特序列的其它可能的组合结果是点3906、3907和3908。为了完全消除相位模糊，必须将半平面比特(即，头两个比特)设置为固定值作为PAO比特，这将表示选择四个象限之一作为要用在传输中的调制状态的PAO子集。
原始星座可以与实例所示不同。然而，只要比特序列的映射遵守格雷编码/映射策略，就可以使用上述处理。
如上所述，不是帧中的所有比特都必须使用本发明公开的方法。还可以应用比特操作实现。
在图35中，图解传送器3500，其可以用于根据上述方法传送数据。
在传送器3500中，在编码器3501中编码要被传送的比特流。在随机比特交织器3502中交织所编码的比特流。在S/P单元3503中，将比特组组合为要由一个所传送的码元表示的比特序列(多个比特)。要组合的比特数依赖于可用的调制状态数。例如，对于16-QAM，将Id 16＝4比特组合到一个序列中，对于64-QAM，将Id 64＝6比特组合到一个码元中。在重复器3504中，重复码元以进行重传。要被重复的码元的重复因数和比率依赖于方法的特定版本。这由重复决定器3505控制。反转为确定单元(其可以包括用于存储包含比特反转信息的表的存储器3507)根据上述调制模式，确定要在选择比特反转器3508中反转的所重复的比特序列的特定比特。可以基于从同等实体接收到的信息通过执行相应算法或从存储器读取所存储的信息来确定用于反转的比特。反转比特确定单元3506还可以包括子单元(3509-3512)，如上所述，该子单元执行确定用于反转的比特的子集的方法的子步骤和确定用于作为PAO比特进行代替的比特的子集的方法的子步骤。比特反转单元3508还可以包括比特代替单元，用于由所选择的固定值代替PAO比特。传送器3500还可以包括控制数据传送器3513，用于经由相同或另一传输信道传送关于比特序列的重复和关于所反转的比特的信息。
如上所述，映射器3514至少使用在码元的传输和具有所反转的比特的部分的相同码元的重传之间不变的映射将每一个表示一个比特序列的码元映射到调制状态。
在映射后，并且在信息在调制器3516被调制到载波之前，添加导频数据并在导频/数据帧创建单元3515中组合帧。
根据特定实现，传送器3500还可以包括诸如IF级、混频器、功率放大器或天线之类的其它单元。从信号流程看来，由于它们都可能将噪声添加到信号或对信号产生相移或衰减，因此还可以将该单元看作包含在信道3517中。
可以以专用硬件或以数字信号处理器实现单元3501到3516。在这种情况下，处理器通过执行从诸如只读存储器、电可擦除只读存储器或闪存之类的计算机可读存储介质读取的指令来执行这里描述的方法。还可以将这些指令存储在其它计算机可读介质上(如，磁盘、光盘或磁带)，以在使用之前将其下载到装置中。此外，混合的硬件和软件实施例也是可行的。
显然，所描述的技术减少传输信道的数据传输能力(容量)。因此，接收器必须知道如何对待所接收到的原始和对应数据。例如，通过从传送器信令到接收器获得该知识。最好针对通信系统定义一些预定的模式，其定义部分数据和其中应用所述方法的风格的位置和方法。然后，信令指向或表示这些预定义模式之一的简单参数是足够的，接收器可以从该参数重构由传送器采用的特定方法和风格。
例如，上述方法可以表示所传送的一个或多个比特被代替或穿孔。换句话说，对于该接收器，这些比特的原始值是丢失的。由于接收器通过在前面章节描述的方法可以知道以这种方式影响了哪些比特，因此可以将其输出适用于该情形。接收器应该将被这样影响的比特的信息设置为表示“未知”的值。例如，如果接收器(解调器)使用LLR信息作为输出，表示“未知”的LLR值是0，如果其使用比特概率，则相应概率值是0.5。如果使用硬决定(harddecision)，即0或1，则由于接收器根本不具有它可以根据来做出所述代替或穿孔的比特的值的决定的任何信息，因此接收器可以随机产生比特值。最好在传送器中被代替或穿孔的比特是FEC编码，即添加冗余后的比特序列的一部分。在这种情况下，比特的代替或穿孔仅消除部分冗余，但是不自动引入比特信息的丢失或比特错误。剩余的所传送的冗余还可以补偿冗余的损失，使得在FEC解码后不产生比特或块错误。
图45显示可用于接收由传送器1300或3500传送的数据的接收器的示例性结构。将信道估算值提供到LLR计算单元4507以被LLR值的计算所考虑。在单元4509中所有LLR值经历重复组合之前，单元4508针对在传送器1300或3500中已经被穿孔或由固定值代替的比特插入合适的值(0用于LLR或0.5用于线性概率)。为了确定必须针对哪些比特插入LLR值，控制数据接收器4510可以从传送器接收相应信息。所接收到的数据可以直接指定所代替的比特，或者其可以指定存储在(例如)表4511中的预定模式，其中可以从该表中获得该信息。单元4512使用该信息来相应地控制单元4508。可选地，单元4507可以被控制来跳过无意义的LLR值的计算，以便减少其计算要求。
如图36所示，传送器1300或3500和/或接收器4500可以是基站3600的一部分。该基站还可以包括如图45所示构建的数据处理单元3601和3602、核心网络接口3603和可以对应的接收器3604。
基站3600的对应部分可以是图37所示的移动台3700。除了传送器1300或3500和接收器3710(如图45所示可选地构建)之外，移动台还可以包括天线3701、天线开关3702、数据处理单元3703和控制器3704。
移动台3700可以是移动电话或集成在便携计算机、PDA、车辆、自动贩卖机等设备上的模块。移动电话还可以包括混合信号单元3705和包括键盘3706、显示器3707、扬声器3708和麦克风3709的用户接口。
根据上述实施例的方法和传送器可以在所重传的码元的组合结果中完全消除模糊。在数字通信系统中，这可以有利地改善信道估算的可靠性。更好的信道估算具有减少的错误率的优点，并且可以在弱覆盖、快速衰落状态和其它不利环境的区域中提供与无线通信系统的连接。
通用和详细的描述已经显示如何可以将数据码元用于信道估算的目的。在图46a和46b中再次以简化方式显示该处理。假设通过固定特定比特将相位模糊减少到1；在附图中该比特被表示为“导频比特”。将导频比特与数据比特复用来产生原始序列，其最终用于产生原始码元和至少一个对应码元。在下面描述在这样的码元上实际最好传送哪种数据。该描述最适合应用到移动无线系统情形；然而，通过必要修改，可以将相同的思想应用到固线或其它类型的通信系统中。
为了简化后续描述，定义下面的术语：
原始码元：如图46所示，从原始比特序列中产生的码元。
对应码元：如图46所示，从原始码元中或从原始比特序列的至少一个对应序列中产生的至少一个码元。
准导频码元：原始码元和对应码元的组合。
导频码元：可以用作信道估算的参考码元的单个码元。
简单数据码元：将数据比特传递到一个或多个接收器的单个码元。
简单控制码元：传递成功的系统操作所需或有用的信息的单个码元。
通常，简单数据码元可以传递任何种类的数据。这可以包括控制数据或信令数据以及属于诸如语音数据、视频数据、软件数据之类的用户或服务应用程序的数据。
物理层上的简单控制码元通常用于信令目的。对于信令目的，需要在网络和终端之间传送大量信息。该信息包括在物理层上产生的信令消息以及系统操作所需要(但对于较高层功能不需要是可见的)物理层控制信道。通常将该种信息作为简单控制码元传送。
关于UMTS网络，针对信道的使用解释下列信道。其它网络可以使用不同的名称，然而无论名称如何，将存在某些数据满足上述相同或类似的功能。因此应该将描述理解为不仅限于UTMS系统或信道的给定名称。
小区搜索需要同步信道。通过该信道，获得帧或时隙同步以及关于小区所属的组的信息。
广播信道用于传送对于网络或给定小区特定的信息。在每个网络中最需要的典型数据是小区中的可用的随机访问码和访问时隙，或者用于该小区的其它信道所使用的传送分集方法的雷西。由于在没有解码广播信道的可能性的情况下，终端不能注册小区，因此在传输中该信道需要具有相对高的可靠性，以便到达所期望的覆盖区域内的所有用户。
例如，在由基站已经接收到随机访问消息之后，前向访问信道(forwardaccess channel)携带对已知位于给定小区中的终端的控制信息。其还可以用于向终端传送分组数据。
寻呼信道携带关于寻呼过程的数据，也就是当网络希望启动与终端的通信时。简单的实例是到终端的语音呼叫；网络将寻呼消息传送到属于终端被认为所在的位置区域的那些小区内的终端。
随机访问信道试图用于携带从终端到网络的控制信息。其通常用于信令目的，以在通电之后将终端注册到网络，或者在从一个位置移动到另一个之后执行位置更新。对于合适的系统操作，必须从整个期望的小区覆盖区域听到(hear)随机访问信道，其需要所传输的数据的相对高可靠性。
获取指示符信道用于从基站指示随机访问信道签名序列的接收。因此，其需要被小区中的所有终端听到，其需要所传输的数据的相对高可靠性。该信道一般对于较高层不可见。
寻呼指示符信道与寻呼信道一起操作来向终端提供有效的休眠模式操作。因此，其必须被小区中的所有终端听到，其需要所传输的数据的相对高可靠性。
共享控制信道携带必须的物理层控制信息来使能共享数据信道上的数据的接收/解调/解码，并且在重传或错误数据分组的情况下执行在共享数据信道上发送的数据的可能物理层组合。
专用物理控制信道还可以携带包含诸如ARQ确认(肯定的ACK和否定的NAK)之类的反馈信号的必要控制信息，以及链路质量信息(诸如信道质量指示符CQI)。
共享控制信道可以包括详述下面一个或多个项目的的信息：
·关于一个或多个扩展码的信息，时刻、用于数据传输的频率(子)载波
·用于数据传输的调制方案，如BPSK、QPSK、8-PSK、16-QAM、64-QAM等
·在ARQ具有多个容易版本，即所谓“增量冗余”的情况下数据块的冗余版本
·在数个ARQ处理能够并行存在的情况下的处理号码
·第一传输/重传指示符，指示接收器是否应该将实际接收到的数据与之前接收到的数据组合，或是否应该刷新缓存器并仅用新数据填充
·信道编码(FEC)类型和速率
可以在通信中有利地减少通信系统中不同信号之间的关联，以减少干扰。在关联减少到0的情况下，有时将该处理称为“正交化(orthogonalization)”。例如，通过扩展或与正交序列(如从Walsh-Hadamard矩阵产生的OVSF序列)相乘来实现正交化。减少关联的可能是扰频或与诸如伪噪声序列之类的非正交序列(如，Gol序列)相乘。
还可以将正交化或关联减少技术应用到本发明。这通过将基于码元的正交化或关联减少技术共同地应用到准导频码元，或通过将这些技术独立地应用到原始和对应准导频码元中的每一个来完成。在图57-58中显示与扩展码的相乘。
替代地，在基于比特的正交化或关联减少技术的情况下，将这些同样地应用到原始和对应序列，或独立地应用到原始和对应比特序列的每一个。
当然，可以通过带宽扩展来扩展准导频分量。再次，可以独立地基于组成分量，或共同基于准导频码元完成该扩展。图59-60显示具有扩展码的带宽扩展的实例。
此外，例如，通过与恒定相位项(phase term)相乘，在传输之前在系统中修改准导频码元是有益的。为了载波跟踪的原因，最好准导频码元的实部和虚部均不为0。然而，如果准导频的设计是准导频码元位于正交轴之一，则可以同相地移动准导频码元。显然，准导频码元的相移等效于原始和对应码元的相移。即使图61显示应用到所有准导频码元的恒定相移的原理，但是本领域技术人员将认识到在各个码元上移动可以变化。
图47显示导频码元对共享控制码元的比率是1的简单情况，即，每帧上这样的码元的数量是相同的。因此，很容易将每一个导频码元与每一个控制码元组合到一个准导频码元。然而，在系统中所述比率可能不等于1。一个解决方案是构建与导频和控制码元一样多的准导频码元。例如，如果存在n个导频码元和m个控制码元，则可以产生min(n，m)个准导频码元，而根据现有技术方案附加地将n-m个导频码元或m-n个控制码元作为简单码元传送。
如果使用准导频的传输需要每个码元至少传递2个比特的调制方案，可能出现属于相同传送信道(如，共享控制信道)的数据不能完全映射到准导频码元的情况。如图65所示，通常可以使用与准导频调制方案无关的调制方案传送过量的数据。然而，从统一设计观点看来，最好可以使用单个的调制方案传送这样的传送信道。如图66所示，在这种情况下，最好可以减少码元的数量，或可选地重复某些非准导频码元来填充可用带宽。
为了定时原因，最好可以在帧的第一时隙内传送控制或信令数据。特别地，对于共享数据信道或至少部分以时间复用方式传送用户数据的其它信道，从定时观点看来最好可以在控制数据所属的对应数据信道之前传送控制信道，以便允许接收器时间来处理控制控制数据，并且针对数据信息的恰当接收进行所需要的动作。这可以特别应用到共享控制和数据信道。在用于OFDM系统的图47中提供常规解决方案的实例。OFDM帧由数个时隙(在这种情况下7个“OFDM码元”)和数个载波频率(这里，8个子载波)组成。在第一OFDM码元中频率复用导频和共享控制码元；二者与共享数据码元时间复用。
在图48中显示根据本发明的对应解决方案。该图显示准导频码元与共享数据码元的时间复用。根据图46，准导频码元包括导频比特和共享控制比特的复用。由于在准导频码元，即原始和对应码元携带共享控制信息的情况下，一个准导频码元可用于信道估算，并且每个组成(原始和对应)码元携带共享的控制信息。由于导频和控制信息被最终复用到调制码元上，这可以解释为将导频和控制信息“调制复用”或“调制分复用(MDM)”到相同码元上。原始和对应码元的复用在频域基于图48，因此，将其称为“频率对应复用(FCM)”。概括讲，第一OFDM码元因此是FCM-MDM结构。
然而，如图49所示，还可以在时域实现原始和对应码元的复用。这里，我们有TCM-MDM结构(“时间对应复用-调制分复用”)，其中与之前一样，准导频和共享数据部分被时间复用。
图50和图51显示准导频和共享数据码元被频率复用的类似方法。
当然，在一个OFDM帧中，准导频和共享数据之间的复用以及原始/对应部分的复用都不必相同。在图52-56中显示实例，其中关于准导频/共享数据复用和原始/对应复用实现各种自由度。
本领域技术人员应该理解，在图48-56中原始和对应码元的顺序并不重要；例如，在图49中，第一OFDM码元可以总传送对应码元，而第二OFDM码元总传送原始码元。当然，混合形式也是可行的。
除了原始和对应码元的复数组合(如，复数值的相加)之外，还可以组合这些码元的其它参数或分量，以通过与组合前的参数/分量状态/电平的数量相比减少组合后的参数/分量状态/电平的数量，从而改善信道估算的可靠性。码元的这样的参数或分量是，例如实部、虚部、功率、幅度、相位或从一个或多个上述部分中获得的项目或数量。
在本发明的另一实施例中，通过根据第一和至少一个进一步映射针对每个数据字值将与所述数据字值相关联的幅度值相加，通过减少针对所有数据字值可获得的不同组合值的数量，以将可能的幅度电平的数量减少到比所述第一映射内的幅度电平的数量更少的数量，来实现信道估算能力的改善目的。
在本发明的另一实例中，通过根据第一和至少一个进一步映射针对每个数据字值将与所述数据字值相关联的功率值相加，通过减少针对所有数据字值可获得的不同组合值的数量，以将可能的功率电平的数量减少到比所述第一映射内的不同功率电平的数量更少的数量，来实现信道估算能力的改善目的。
在本发明的另一实例中，通过根据第一和至少一个进一步映射针对每个数据字值将与所述数据字值相关联的相位值相加，通过减少针对所有数据字值可获得的不同组合值的数量，以将可能的相位电平的数量减少到比所述第一映射内的相位电平的数量更少的数量，来实现信道估算能力的改善目的。
对于每个所述电平减少，或对于任意上述电平减少的组合，可以应用已经针对经必要修改的相干组合情况说明的原理容易地产生对应码元或序列。在图67-69中的流程图显示通用原理。当然，如果电平减少的组合是理想的，则可以在考虑组合要求的情况下执行确定对应星座的步骤。如果应该减少功率和相位电平，则必须将确定对应星座的步骤修改为“针对每个码元获得相应对应星座中的相应功率和相位”。显然，这些步骤的顺序可以改变。例如，如果应该分别将功率和相位电平减少到1和2，则图62-64分别显示用于QPSK、8-PSK和16-QAM的示例性解决方案。还应该注意的是，在本章节，或下面的章节中，术语“原始星座”、“对应星座”用于表示码元电平的行为，因此，不将可应用性仅限制到根据图46的准导频的产生的方法之一。
将图67和69的流程图应用到图62的原始QPSK，假设平均功率应该为1，确定下列功率和相位电平：
 比特序列  功率电平  相位电平(deg)
 00  1  45
 01  1  -45
 10  1  135
 11  1  -135
显然，在组合后获得单个功率值是不重要的。然后，定义比特序列应该在为0的组合后具有目标相位电平。针对对应星座，这在最后步骤中导致下列情况：
比特序列  功率电平 相位电平(deg)
00  1 -45
01  1 +45
10  1 -135
11  1 135
这在图62中被描述为对应星座。可以注意的是，在该实例中，通过从原始比特序列反转第二比特来获得对应序列，以实现相同结果，然后使用原始星座来从对应序列中获得对应码元。本领域的技术人员将认识到，比特操作方法通常是所修改的星座的可能替代物。
将图67和69的流程图应用到图63的原始8-PSK，假设平均功率应该为1，我们确定下列功率和相位电平：
码元  功率电平  相位电平(deg)
1  1  67.5
2  1  22.5
 3  1 -22.5
 4  1 -67.5
 5  1 -112.5
 6  1 -157.5
 7  1 157.5
 8  1 112.5
再次，组合后实现单个功率电平是不重要的。然后，定义码元应该在为0的组合后具有目标相位电平。针对对应星座，这在最后步骤中导致下列情况：
 码元  功率电平 相位电平(deg)
 1  1 -67.5
 2  1 -22.5
 3  1 22.5
 4  1 67.5
 5  1 112.5
 6  1 157.5
 7  1 -157.5
 8  1 -112.5
这在图63中被描述为对应星座。如果码元数被翻译为比特序列，本领域技术人员将很容易应用比特操作来实现相同结果。
将图67和69的流程图应用到图64的原始16-QAM，假设平均功率应该为1，我们确定下列功率和相位电平：
码元  功率电平  相位电平(deg)
1  0.2  45
2  1.0  arctan(1/3)
3  1.0  arctan(3)
4  1.8  45
5  0.2  -45
6  1.0  -arctan(1/3)
7  1.0  -arctan(3)
  8   1.8   -45
  9   0.2   135
  10   1.0   90+arctan(3)
  11   1.0   90+arctan(1/3)
  12   1.8   135
  13   0.2   -135
  14   1.0   -90-arctan(3)
  15   1.0   -90-arctan(1/3)
  16   1.8   -135
将组合后的唯一目标功率电平设置为2.0。然后，定义码元应该在为0的组合后具有目标相位电平。针对对应星座，这在最后步骤中导致下列情况：
码元  功率电平 相位电平(deg)
1  1.8 -45
2  1.0 -arctan(1/3)
3  1.0 -arctan(3)
4  0.2 -45
5  1.8 45
6  1.0 arctan(1/3)
7  1.0 arctan(3)
8  0.2 45
9  1.8 -135
10  1.0 -90-arctan(3)
11  1.0 -90-arctan(1/3)
12  0.2 -135
13  1.8 135
14  1.0 90+arctan(3)
15  1.0 90+arctan(1/3)
16  0.2 135
这在图64中被描述为对应星座。如果码元数被翻译为比特序列，本领域技术人员将很容易应用比特操作来实现相同结果。
根据图62到64的检查，因此发现，如果针对功率/幅度和相位分别进行组合，则在原始和对应部分的组合后，足够将功率或幅度和相位电平的数量减少到1。
在这种情况下，信道系数h的实际估算最好可以采用如下策略。假设将来自原始和对应星座的码元的功率电平分别表示为po和pc，同样地将幅度电平表示为ao和ae，并且将相位电平表示为o和c。假设可以将信道系数h分解为幅度增益k和相移δ，该等式如下：
h＝k·ej·δ
然后，获得用于所接收到的功率、幅度和相位电平(忽视其它信道影响)的下列特性：
p O r = p O · k 2 , p C r = p C · k 2 ,
a O r = a O · k , a C r = a C · k ,
通过将所接收到的值相加，我们可以获得：
p O r + p C r = p O · k 2 + p C · k 2 = ( p O + p C ) · k 2
a O r + a C r = a O · k + a C · k = ( a O + a C ) · k
Figure A20058004583800506
因此，可以将信道幅度增益k和相移δ估算为
k ^ = p O r + p C r p O + p C or k ^ = a O r + a C r a O + a C
Figure A20058004583800509
可以注意，针对一个原始码元和一个对应码元是足够的简单情况给出这些方程。在存在使用数个对应星座的情况下，在信道幅度增益方程中的分母必须考虑所有这些星座的和而不是单个的星座；同样地，在信道相移方程中的分母必须是对应星座的数量加1(对于原始星座)。
为了某方面比表1更详细地检查功率、幅度和相位电平，表2列出实际电平，其中假设每个星座被标准化到每码元平均功率为1。
调制方案 功率电平 幅度电平  相位电平(deg)
BPSK 1 1  0；180
QPSK 1 1  45；135；-45；-135
 2-ASK/2-PSK  0.2；1.8  sqrt(1/5)；sqrt(9/5) 0；180
 4-ASK  1/21；9/21；25/21；49/21  sqrt(1/21)；sqrt(9/21)；sqrt(25/21)；sqrt(49/21) 0
 8-ASK  1  1 22.5；67.5；112.5；157.5；-22.5；-67.5；-112.5；-157.5
 16-PSK  1  1 11.25；33.75；56.25；78.75；101.25；123.75；146.25；168.75；-11.25；-33.75；-56.25；-78.75；-101.25；-123.75；-146.25；-168.75
 4-ASK/4-PSK  1/21；9/21；25/21；49/21  sqrt(1/21)；sqrt(9/21)；sqrt(25/21)；sqrt(49/21) 45；135；-45；-135
 16-QAM  0.2；1.0；1.8  sqrt(1/5)；1.0；sqrt(9/5) arctan(1/3)；45；arctan(3)；90+arctan(1/3)；135；90+arctan(3)；-arctan(1/3)；-45；-arctan(3)；-90-arctan(1/3)；-135；-90-arctan(3)；
表2所选择的数字调制方法的功率、幅度和相位电平
将针对图64所示的16-QAM在随后进行示例。使用表2和图64，我们看见对于16个码元的任何一个，在这种情况下和总是
pO+pC＝2
O+C＝0(或等效的O+C＝2π＝360°，依赖于角度表示)。
使用用于16-QAM实例的值，我们得到
k ^ = p O r + p C r 2
Figure A20058004583800522
对于图62和63中的QPSK和8-PSK，功率电平和幅度电平的和都是
pO+pC＝aO+aC＝2
因此，可以使用幅度或功率电平组合来估算信道幅度增益k。这对于任何纯PSK方案都是可行的。从表2还可以得出对于ASK方案，幅度电平是最好的，这是因为可以容易地构建星座，使得单个的对应星座足够将组合减少到单个幅度电平。由于ASK和PSK的混合(像2-ASK/2-PSK或4-ASK/4-PSK)必须考虑每个构成方案的偏好(或限制)，而由于单个要求的对应星座，ASK偏好幅度电平组合而不是功率电平组合，因此幅度电平组合在那些情况下也是最好的。
针对图70的4-ASK/4-PSK进行进一步示例。为了概述的缘故，每个星座点被标记比特序列(数字)以及具有码元标签(字母)。将图68和69的流程图应用到原始4-ASK/4-PSK，假设平均功率应该为1，我们确定以下幅度和相位电平：
比特序列/码元  幅度电平 相位电平(deg)
0000/A  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) 45
0001/B  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) 45
0010/C  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) 45
0011/D  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) 45
0100/E  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) 135
0101/F  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) 135
0110/G  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) 135
0111/H  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) 135
1000/J  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) -45
1001/K  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) -45
1010/L  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) -45
1011/M  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) -45
1100/N  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) -135
1101/O  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) -135
1110/P  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) -135
1111/Q  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) -135
将组合后的唯一目标幅度电平设置到8/sqrt(21)。然后，我们定义组合后的目标相位电平为0。针对对应星座，这在最后的步骤中导致下列情况：
比特序列/码元  幅度电平 相位电平(deg)
0000/A  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) -45
0001/B  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) -45
0010/C  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) -45
0011/D  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) -45
0100/E  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) -135
0101/F  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) -135
0110/G  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) -135
0111/H  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) -135
1000/J  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) 45
1001/K  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) 45
1010/L  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) 45
1011/M  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) 45
1100/N  sqrt(49/21)＝7/sqrt(21) 135
1101/O  sqrt(25/21)＝5/sqrt(21) 135
1110/P  sqrt(1/21)＝1/sqrt(21) 135
1111/Q  sqrt(9/21)＝3/sqrt(21) 135
这在图70中被描述为对应星座。可以注意的是，在该实例中，通过从原始比特序列反转第一和第三比特来获得对应序列，然后使用原始星座来从多应序列获得对应码元来实现相同的效果。
可以通过修改比特序列到调制状态的映射规则，或根据也用于原始比特序列映射的映射规则通过在将所述对应序列映射到调制状态之前将原始比特序列修改为对应序列来实现达到对应星座的效果。
可以注意的是，在功率或幅度或相位组合的情况下，可以构建单个的对应星座，其足够实现功率/幅度/相位电平减少的目标，其中假设对应星座在复平面具有与原始星座相同的布局；例如，比较图6的左侧和右侧星座可以发现不同的布局。
可以注意的是，无论如何实现针对准导频减少模糊电平的方法，都可应用针对数据传输，特别是针对诸如控制数据、信令数据、广播数据之类的数据类型使用准导频的所述可能性。因此在使用如功率和相位组合方法已经产生准导频的情况下，最好使用准导频传送(例如)共享控制信道(如图48-56所示)。本领域技术人员将认识到，与使用一个或多个功率/幅度/相位组合方法相比，在使用复数组合方法产生的准导频中可以传送哪种数据是没有基本差别的。
虽然已经关于根据本发明构建的实施例描述了本发明，但是本领域技术人员应该理解，根据以上教学可以做出本发明的各种修改、变型和改进，并且在所附权利要求的范围内，而不背离本发明的宗旨和期望范围。此外，这里没有描述本领域技术人员所熟悉的那些领域，以便不会不必要地混淆这里描述的本发明。因此，应该理解，本发明不限于特定说明的实施例，而是仅又所附权利要求的范围限定。

Claims (62)

1.一种用于在数字通信系统中传送数据的方法，该方法包括：
a)在预定的调制模式中选择(1208)要用于传输的所有可用调制状态的子集；
b)第一传送步骤(1205)，其传送表示第一多个比特的第一码元，该码元具有包含在所述子集中的第一调制状态；和
c)至少一个进一步传输步骤(1206)，其传送表示该第一多个比特的进一步码元，每个进一步码元具有包含在所述子集中的进一步调制状态，其中
对于比特值的每个组合，与所述第一和所述进一步调制状态相关联的复数值的相加针对该多个比特内的比特值的所有组合产生的复数结果的相同相位。
2.如权利要求1所述的方法，其中对于比特值的每个组合，与所述第一和所述进一步调制状态相关联的复数值的相加针对该多个比特内的比特值的所有组合产生的相同结果。
3.如权利要求1或2所述的方法，其中：
根据比特值组合到调制状态的第一映射获得第一调制状态；
该至少一个进一步传输步骤确切包括一个进一步传输步骤；和
根据比特值组合到调制状态的第二映射获得一个进一步调制状态；
其中通过以下步骤从数据字值到调制状态的第一映射获得比特值组合到调制状态的第二映射：
i.将表示比特值组合到第一映射的复平面分为至少两个不重叠的相邻子平面(404，405)；
ii.关于包含在子平面的每一部分内的调制状态，针对子平面的至少一部分确定对称轴(412)；和
iii.在所述第二映射(402)中向比特值组合的至少一部分分配复数值(409)，其关于根据所述第一分配(401)的复数值(409)所在子平面(405)的对称轴上的点(407)，在复平面中具有实质上根据所述第一分配(401)从分配给所述比特值组合的复数值的位置(408)镜像的位置；和
其中要用于传输的调制状态的子集包括在至少该两个子平面之一内的所有调制状态。
4.如权利要求3所述的方法，其中在步骤iii中，在对称轴(412)上的、用作镜像中心点的点(407)是分配给第一分配(401)中的调制状态的所述至少一部分的所有复数值的平均值，并且位于所述子平面(405)中。
5.如权利要求1或2所述的方法，其中
根据比特值组合到调制状态的第一映射获得第一调制状态；
该至少一个进一步传输步骤包括m-1个传输步骤；和
根据比特值组合到调制状态的m-1个进一步映射获得该m-1个进一步调制状态；
其中通过以下步骤从比特值组合到调制状态的第一映射获得比特值组合到调制状态的m-1个进一步映射：
i.将表示比特值组合到调制状态第一映射的复平面分为至少两个不重叠的相邻子平面(706，707)，在子平面的至少一部分内的调制状态的数量是m；和
ii.在相同子平面内向数据字值的至少一部分分配不同调制状态，每个映射一个；和
其中用于传输的调制状态的子集包括在至少两个子平面的一个内的所有调制状态。
6.如权利要求1或2所述的方法，应用在采用相移键控调制的数字通信系统中，其中：
根据比特值组合到调制状态的第一映射获得第一调制状态；
该至少一个进一步传输步骤确切包括一个进一步传输步骤；和
根据比特值组合到调制状态的第二映射获得一个进一步调制状态；
其中通过以下步骤从数据字值到调制状态的第一映射获得比特值组合到调制状态的第二映射：
i.将表示比特值组合到调制状态的第一映射的复平面分为不重叠的相邻子平面(804，805)，子平面的至少一部分具有关于包含在该子平面中的所有调制状态的位置的对称轴(806)；
ii.关于包含在子平面的每个部分中的调制状态，针对子平面的至少一部分确定对称轴(806)；和
iii.在所述第二映射(802)中向数据字值的至少一部分中的每一个分配复数值，其关于根据所述第一映射(801)的调制状态(807)所在子平面的对称轴(806)，在复平面中具有大致从根据所述第一映射(801)分配给所述比特值组合的调制状态的位置(807)镜像的位置(808)；和
其中要用于传输的调制状态的子集包括在至少两个子平面之一内的所有调制状态。
7.如权利要求3-6中任意一个所述的方法，其中考虑包含在第一映射中的所有调制状态的复数值的位置，关于对称轴(203，303，403，503，803)将所述复平面分割为所述子平面。
8.如权利要求3-7中任意一个所述的方法，其中将所述复平面分割为所述子平面，使得没有调制状态的复数值位于子平面之间的边界线(203，303，403，503，803)上。
9.如权利要求3-8中任意一个所述的方法，其中所述不重叠的相邻子平面是复平面的半平面。
10.如权利要求1-9中任意一个所述的方法，其中在相同传输信道上顺序执行所述传送步骤。
11.如权利要求1-9中任意一个所述的方法，其中所述数字通信系统包括时分、频分、码分、或OFDM分量中的至少一个，并且关于至少一个所述分量在相邻实例执行所述传送步骤。
12.如权利要求1-11中任意一个所述的方法，其中将所述传输步骤应用到每个所传送的码元。
13.如权利要求1-11中任意一个所述的方法，其中将所述第二和进一步传输步骤应用到每传输帧所限定的数量的数据码元上。
14.如权利要求3-13中任意一个所述的方法，其中子平面(404，405)的数量等于2。
15.如权利要求1-14中任意一个所述的方法，其中通过将前置控制字预置入每个数据字，从共同超映射中获得所述第一映射和所述至少一个进一步映射，其中超映射将控制字和数据字的连接值映射到调制状态，并且每个传输与控制字的特定值相关联。
16.如权利要求1或2所述的方法，其中：
步骤a)包括由固定值代替第一多个比特的至少一个，以获得第二多个比特；
步骤b)包括根据比特序列到调制状态的预定映射将第二多个比特映射到具有第一调制状态的第一码元。
步骤c)包括将所述第二多个比特的至少一个子集的比特反转，并且保持所述子集中不包含的比特不变，以获得至少一个进一步多个比特，并且根据比特序列到调制状态的所述预定映射，将所述至少一个进一步多个比特映射到具有至少一个进一步调制状态的至少一个进一步码元。
17.如权利要求16所述的方法，其中在步骤a)，由固定值代替第一多个比特中的一个比特来获得第二多个比特，使得在步骤b)从所述第二多个比特产生的所有调制状态通过它们的关联复数值位于表示所述调制状态的复平面的一个半平面内。
18.如权利要求16或17所述的方法，其中每个步骤c)包括反转所述第二多个比特的子集内包含的所有比特，所述子集是除了从一到所述第二多个比特之一以外的所有组合的集的子集；和
步骤a)包括由固定值代替与来自第二多个比特的、没有包含在组合集中的比特对应的第一多个比特之一。
19.如权利要求18所述的方法，其中所述预定映射是定义相移键控调制的调制状态的格雷映射。
20.如权利要求18所述的方法，其中所述预定义的映射是定义包括幅移键控调制和相移键控调制的混合调制的调制状态的格雷映射，并且所述第一多个比特包括定义与所述格雷映射内的所述多个比特相关联的调制状态的复数值的绝对值的幅移键控组，以及定义与所述格雷映射内的所述多个比特相关联的调制状态的复数值的相位值的相移键控组；
步骤c)包括
i.在幅移键控组上执行的至少一个反转子步骤包括
反转包含在所述幅移键控组的一个子集内的所有比特，所述子集由具有针对被映射到具有所有现有调制状态的最低传输功率的调制状态所有多个比特的一半的相等值的比特(2210)组成，或
反转包含在所述幅移键控组的一个子集内的所有比特，所述子集由具有针对被映射到具有所有现有调制状态的最高传输功率的调制状态所有多个比特的一半的相等值的比特组成；或
ii.在相移键控组上执行如权利要求15限定的至少一个反转子步骤。
21.如权利要求18所述的方法，其中所述预定义映射是定义包含第一分量和第二分量的调制的格雷映射，所述第二分量实际上与所述第一分量正交，并且其中所述第一多个比特包括根据比特序列到第一组调制状态的第二格雷映射与所述第一分量相关联的第一组比特，和根据比特序列到第二组调制状态的第三格雷映射与所述第二分量相关联的第二组比特，其中步骤c)包括子步骤
i.反转(2702)包含在所述第一组比特中的比特，所述比特具有针对根据所述第二格雷映射被映射到具有所述第一组调制状态内所有现有调制状态的最低传输功率的调制状态的所有多个比特的一半的相等值的比特；或
反转(2702)包含在所述第一组比特中的比特，所述比特具有针对根据所述第二格雷映射被映射到具有所述第一组调制状态内所有现有调制状态的最高传输功率的调制状态的所有多个比特的一半的相等值的比特；和
ii.反转(1203)包含在所述第二组比特中的比特，所述比特具有针对被映射到具有与所述第三格雷映射内的所述多个比特相关联的所述第二组调制状态的所述复数值的所述第二分量的相等符号的所述第二组调制状态的所有多个比特的相等值。
22.如权利要求21所述的方法，其中所述调制是平方正交幅度调制。
23.如权利要求16到22中任意一个所述的方法，还包括步骤传送与第一多个比特的所述至少一个比特的标识相关的信息，其被固定值代替。
24.一种计算机可读存储介质，具有在其上存储的程序命令，使得在数据通讯系统的传送器的处理器中执行时，使传送器执行根据权利要求1-23之一的方法。
25.一种用于数字通信系统的传送器(1300，3500)，该传送器被配置来执行根据权利要求1-23之一的方法。
26.一种用于移动通信系统的基站(3600)，该基站包括根据权利要求25的传送器。
27.一种用于移动通信系统的移动台(3700)，该移动台包括根据权利要求25的传送器。
28.一种在数字通信系统中接收数据的方法，包括：
a)第一和第二接收步骤，接收第一和第二码元，二者都表示第一多个比特；
b)似然性计算步骤，针对至少第一多个比特的子集，从所接收到的第一和第二码元计算似然值；和
c)将用于所述第一多个比特之中的至少一个预定比特的似然值设置到指示未知比特值的值。
29.如权利要求28所述的方法，其中似然值包括概率比的对数，而指示未知比特值的所述似然值为0。
30.如权利要求28所述的方法，其中似然值包括线性概率，而指示未知比特值的所述似然值是0.5。
31.如权利要求28到30之一的方法，还包括接收与所述至少一个预定比特的标识相关的信息。
32.一种计算机可读存储介质，具有在其上存储的程序命令，使得在数据通讯系统的接收器的处理器中执行时，使接收器执行根据权利要求28到31的方法。
33.一种用于数字通信系统的接收器，被配置来执行根据权利要求28到31的方法。
34.一种用于移动通信系统的基站(3600)，该基站包括根据权利要求33的接收器。
35.一种用于移动通信系统的移动台(3700)，该移动台包括根据权利要求33的接收器。
36.一种在数字通信系统中传送数据的方法，该方法包括：
a)第一传输步骤，传送表示第一多个比特的第一码元，该码元具有第一调制状态；和
b)至少一个进一步传输步骤，传送表示第一多个比特的进一步码元，每个其他码元具有进一步调制状态，其中
第一码元的至少一个参数与至少一个进一步码元的所述至少一个参数的组合导致组合后的不同可能结果参数状态的数量比组合前的不同参数状态的数量要小。
37.如权利要求36所述的方法，其中至少一个所述参数是功率，并且通过组合第一码元和至少一个进一步码元的功率来实现组合。
38.如权利要求36到37之一所述的方法，其中至少一个所述参数是幅度，并且通过组合第一码元和至少一个进一步码元的幅度来实现组合。
39.如权利要求36到38之一所述的方法，其中至少一个所述参数是相位，并且通过组合第一码元和至少一个进一步码元的相位来实现组合。
40.如权利要求36到39之一所述的方法，其中组合是相加。
41.如权利要求36到40之一所述的方法，其中在组合后不同结果参数状态的数量是1。
42.一种用于在数字通信系统中传送数据方法，该方法包括：
a)通过使用调制星座映射原始比特序列的比特来产生原始码元；
b)从原始码元或从原始比特序列产生的至少一个对应比特序列中产生至少一个对应码元，
其中原始码元和至少一个对应码元的组合形成准导频码元。
43.如权利要求42所述的方法，其中通过将至少一个导频比特与至少一个控制数据比特复用来产生原始比特序列。
44.如权利要求42到43之一所述的方法，其中准导频码元的构成码元跨越至少两个频率载波。
45.如权利要求42到43之一所述的方法，其中准导频码元的构成码元跨越至少两个时隙。
46.如权利要求42到45之一所述的方法，其中在OFDM系统中传送准导频码元。
47.如权利要求42到46之一所述的方法，其中使用如权利要求1到23和36到41之一所述的方法步骤产生原始码元和至少一个对应码元。
48.如权利要求42到47之一所述的方法，还包括步骤：
将准导频码元和原始码元和至少一个对应码元中的至少一个与所定义的序列相乘。
49.一种用于在数字通信系统中接收数据的方法，包括：
a)接收第一和至少一个进一步码元；
b)获得第一码元的至少一个参数与至少一个进一步码元的至少一个参数的至少一个组合；和
c)使用至少一个组合来获得通信信道参数的估算。
50.如权利要求49所述的方法，其中所述至少一个组合包括所述第一和至少一个进一步码元的功率的组合。
51.如权利要求49到50之一所述的方法，其中所述至少一个组合包括所述第一和至少一个进一步码元的幅度的组合。
52.如权利要求49到51之一所述的方法，其中所述至少一个组合包括所述第一和至少一个进一步码元的相位的组合。
53.如权利要求49到52之一所述的方法，其中所述至少一个组合包括所述第一和至少一个进一步码元的复数值的组合。
54.如权利要求49到53之一所述的方法，其中所述通信信道参数包括幅度增益和相移和复数信道系数中的至少一个。
55.一种用于数字通信系统的传送器，该传送器配置来执行权利要求36到48之一的方法。
56.一种用于数字通信系统的基站，该基站包括根据权利要求55的传送器。
57.一种用于数字通信系统的移动台，该移动台包括根据权利要求55的传送器。
58.一种计算机可读记录介质，在其上具有程序指令，使得当在数字通信系统的传送器的处理器中执行时，使传送器执行根据权利要求36-48之一的方法。
59.一种计算机可读记录介质，在其上具有程序指令，使得当在数字通信系统的接收器的处理器中执行时，使接收器执行根据权利要求49-54之一的方法。
60.一种用于数字通信系统的接收器，该接收器配置来执行权利要求49到54之一的方法。
61.一种用于数字通信系统的基站，该基站包括根据权利要求60的接收器。
62.一种用于数字通信系统的移动台，该移动台包括根据权利要求60的接收器。
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