CN1010637B

CN1010637B - 对pin二极管衰减器的改进

Info

Publication number: CN1010637B
Application number: CN86107728A
Authority: CN
Inventors: 弗郎科·马科尼
Original assignee: Siemens Telecomunicazioni SpA
Current assignee: Siemens Telecomunicazioni SpA
Priority date: 1985-11-20
Filing date: 1986-11-19
Publication date: 1990-11-28
Also published as: EP0223289A2; EP0223289A3; JPS62128201A; JPH0815241B2; AU594984B2; IT1186383B; CN86107728A; DE3685553D1; NO864617L; EP0223289B1; DE3685553T2; NO170181B; AU6439286A; NO864617D0; US4754240A; IT8522923A0; ZA868801B; NO170181C

Abstract

本发明描述了一种具有大于利用现有技术所能达到的去耦值特征的PIN二极管微波可变衰减器。这是由于上述衰减器由具有不同于该可变衰减器的输入和输出特性阻抗Z_o的特性组抗Z_r的传输线段(8、10、31、32、35、36、59、61、83、84、87、88)和PIN二极管(6、9、27、29、33、34、56、60、78、81、85、86)相连接来实现的。

Description

本发明涉及一种包括多个传输线段和多个可变衰减装置，并在其输入端和输出端都呈现第一特性阻抗的微波可变衰减器。

人们知道，在微波电路中使用各种可变衰减器，以及利用PIN二极管来实现可变衰减。

人们也知道，PIN二极管呈现某一射频电阻，该电阻值是流经PIN二极管的直流偏置电流的函数。

人们还知道，在PIN二极管内存在着包括结电容、管壳电容和芯片到管壳的引线电感在内的不希望有的分布参数，这些分布参数限制了PIN二极管的特性。具体地说，当它们串联时，这些不希望的分布参数限制了能达到的最大去耦值;当其并联时，造成了插入损耗。

人们又知道，去耦值越大、插入损耗越小，衰减器就越好。为了达到较大的去耦值，可在相距λ/4处加入两个或多个PIN二极管。然而，若要求达到大幅度衰减，用这种确决办法所能得到的去耦值是不够的，此外，这种解决办法还导致使用很多PIN二极管，这就意味着增加成本和加大电路尺寸。

因此，本发明的目的是消除上述缺点，并提出这样一种PIN二极管衰减器，它能达到很大的去耦值，或者说，在同一去耦值的情况下，能用数量少的PIN二极管，这就能够节约成本、减小电路尺寸。还可以这样说，减小了直流偏置电流的变化范围，这就降低了所使用的PIN二极管的耗损和负荷。由于减小直流偏置电流的变化范围而产生的另外一个优点就是能使上述电流用的线性网络简化。

为了实现上述目的，本发明的对象是一种这样的微波可变衰减器，该衰减器包含有多个传输线段和多个可变衰减装置，并在其输入端和输出端呈现第一特性阻抗，其特征在于上述可变衰减装置被连接在呈现第二特性阻抗而不是第一特性阻抗的传输线段。

本发明的其它目的和优点将从以下详细说明和附图会看得很清楚。这些附图是为了解释本发明而不是限制本发明的基础上给出的。

图1表示本发明的PIN二极管衰减器的第一实施例电路图;

图2表示本发明的PIN二极管衰减器的第二实施例电路图;

图3表示与图1和图2电路去耦有关的曲线图;

图4表示本发明的PIN二极管衰减器的第三实施例电路图;

图5表示本发明的PIN二极管衰减器的第四实施例电路图;

图6表示与图4和图5电路去耦有关的曲线图;

图1表示采用相互并联的PIN二极管的可变衰减器，图1中有隔离器1，在其输入端IN输入射频输入信号，在其中心端连接匹配负载2的一端，其输出端连接直流隔离器3。匹配负载2的另一端连接到该电路的地4。隔离器3的另一端连接传输线段5的一端，该传输线段的特性阻抗Z₀为50欧姆。传输线段5的第二端连接到PIN二极管5的阴极。PIN二极管6和其余的PIN二极管（这些将在本说明书的其它部分提到）都是HPND4011型，是由惠普（Hewlett Packard）公司制造的。它们的工作特性包括在Hewlett Packard公司出版的文献“Application of Pindiods，diode and transistor designer′s catalog1984-85”中。PIN二极管6的阳极接到传输线段7，该传输线段的长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＜Z₀。它形成短路线，因此是对射频而言的虚地。PIN二极管6由直流偏置电流I_dc供电，对于这个直流电流而言，传输线段7呈现开路。PIN二极管6的阴极还连接到传输线段8的一端，该传输线段的长度为λ/4，特性阻抗为Z_T。传输线段8的另一端连接到PIN二极管9的阳极和传输线段10的一端，该传输线段10的长度为λ/4，特性阻抗为Z_T。PIN二极管9的阴极连接到本电路的地4。而传输线段10的第二端连接到传输线段11的一端，该传输线段的特性阻抗为Z₀。传输线段11的第二端连接到直流隔离器12的一端，后者的另一端OUT可以得到射频输出信号。

图2表示采用对称结构的并联PIN二极管的可变衰减器。射频输入信号输入到功率分配器21 （90°和3分贝）的输入端IN，功率分配器21其余的三端分别连接到匹配负载22的一端（它的另一端连接到电路地28）和两个直流隔离器23和24的输入端。直流隔离器23和24的输出端分别连接到传输线段25的一端和传输线段26的一端，这两传输线段的特性阻抗均为Z₀，且Z₀＝50欧姆。传输线段25的第二端接到PIN二极管27的阳极，该PIN管的阴极连接到电路的地28。而传输线段26的第二端连接到PIN二极管29的阴极，该PIN管29的阳极连接到传输线段30，该传输线段的长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＜Z₀，并且接收直流偏置电路I_dc。PIN二极管27的阳极和PIN二极管29的阴极分别连接到传输线段31的一端和传输线段32的一端，这两个传输线段的长度均为λ/4，特性阻抗也均为Z_T。传输线段31的第二端连接到PIN二极管33的阴极。传输线段32的第二端连接到PIN二极管34的阳极。PIN二极管33的阳极和PIN二极管34的阴极连在一起并连接到传输线段43，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＜Z₀。PIN二极管33的阴极和PIN二极管34的阳极分别连接到传输线段35的一端和传输线段36的一端，这两个传输线段的长度均为λ/4，特性阻抗也均为Z_T。传输线段35和36的第二端分别连接到传输线段37的一端和传输线段38的一端，这两个传输线段的特性阻抗均为Z₀。传输线段37和38的第二端分别连接到两个直流隔离器39和40的输入端，它们的输出端连接到功率分配器41（90°和3分贝）的两端，功率分配器41的第三端连接到匹配负载42的一端，其第二端接到电路的地28。在功率分配器41的第四端OUT可以得到射频输出信号。

图3表示并联结构形式的本发明可变衰减器的去耦曲线图，它是图1和图2中传输线段8、10、31、32、35、36的特性阻抗和PIN二极管6、9、27、29、33、34的电阻R的函数。

图1和图2所示的电路采用并联的PIN二极管，它们的工作基本上是相同的。它们彼此不同之外是图1所示的电路尽量少用元件，并通过隔离器1，在匹配负载2上消耗反射功率;而图2所示的用较多元件的电路，是对称结构，这种结构能更好地控制信号，并通过功率分配器41或21在匹配电阻22或42上消耗反射功率。功率分配器41或21的价格远低于隔离器，并且在组装工作时不需要校准，因为功率分配器可用一些传输线段来实现。

在上述两个电路工作时，图1中的PIN二极管6、9和图2中的PIN二极管27、29、33和34都流过同样的直流偏置电流I_dcI_dc的电流强度决定了PIN二极管的射频阻抗值，因而也就决定了该可变衰减器的去耦值。本发明的优点是揭示出这样一种概念，即可变衰减器可以实现的最大去耦值不仅取决于所用的PIN二极管的数量和连接它们所用的传输线段的长度，而且取决于连接PIN二极管所用的传输线段的特性阻抗值。事实上，它可以用简单的公知的数学计算予以证明（这些数字计算未附在这里），该衰减量取决于阻抗Z_T与Z₀之差值并随该差值的增加而增加。实际上通过观察图3中的曲线，可以注意到，按照现有技术所实现的，特性阻抗Z₀为50欧姆的电路中，对应于10～3欧姆范围的PIN二极管电阻，衰减器去耦值变化范围从25～43分贝。而按照本发明思想实现的电路中，去耦值要比按照现有技术能得到的去耦值高10分贝以上，这取决于所选取的特性阻抗Z_T的数值。

图4表示包含相互串联的PIN二极管的可变衰减器，其中包括隔离器51，其输入端IN输入射频信号，其中心端连接到匹配负载52的一端，其输出端连接到直流隔离器53的一端。匹配负载52的另一端连接到电路的地54。隔离器53的第二端连接到传输线段55的一端，该传输线段的特性阻抗Z₀为50欧姆。传输线段55的第二端连接到PIN二极管56的阳极和传输线段57的一端，该传输线段长度为λ/4，其特性阻抗为Z₂，且Z₂大于电路特性阻抗Z₀。传输线段57的第二端连接到传输线段58的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＜Z₀，并由直流偏置电流I_dc供电。PIN二极管56的阴极连接到传输线段59的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z_T。传输线段59的第二端连接到PIN二极管60的阳极。PIN二极管60的阴极连接到传输线段61的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z传输线段61的第二端连接到传输线段62的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₂，且 Z₂＞Z₀。传输线段61还连接到传输线段63的一端，该传输线段的特性阻抗为Z₀。传输线段62的第二端连接到电路的地54。传输线段63的第二端连接到直流隔离器64的一端，在直流隔离器64的第二端OUT可以得到射频输出信号。图5表示采用对称结构的、串联PIN二极管的可变衰减器，射频输入信号输入到功率分配器71（90°、3分贝）的输入端IN。以下部件分别连接到功效分配器71的其余三端，即匹配负载72的一端（它的第二端连接到电路的地73），两个直流隔离器74和75的输入端。隔离器74和75的输出端分别连接到传输线段76的一端和传输线段77的一端，上述两个传输线段的特性阻抗均为Z₀，Z₀＝50欧姆。传输线段76的第二端连接到PIN二极管78的阳极和传输线段79的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₂、且Z₂＞Z₀。传输线段79的第二端连接到传输线段80的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＞Z₀，并由直流偏置电流I_dc供电。传输线段77的第二端连接到PIN二极管81的阴极和传输线段82的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₂，且Z₂＞Z₀。传输线段82的第二端连接到电路的地73。PIN二极管78的阴极和PIN二极管81的阳极分别连接到传输线段83的一端和传输线段84的一端，上述两段传输线段长度均为λ/4，特性阻抗也均为Z_T。传输线段83的第二端连接到PIN二极管85的阳极，传输线段84的第二端连接到PIN二极管86的阴极。PIN二极管85的阴极和PIN二极管86的阳极分别连接到传输线段87的一端和传输线段88的一端，上述两段传输线段长度均为λ/4，特性阻抗也均为Z_T。这两传输段线段87、88的第二端分别连接到传输线段89的一端和传输线段90的一端，上述两个传输线段长度均为λ/4，特性阻抗也均为Z₂，且Z₂＞Z₀。这两段传输线段89，90的第二端连接在一起，并接到传输线段91的一端，该传输线段长度为λ/4，特性阻抗为Z₁，且Z₁＜Z₀。传输线段87和88的第二端还分别连接到传输线段92的一端和传输线段93的一端，上述两段传线线段的特性阻抗均为Z₀，它们的第二端分别连接到两个直流隔离器94和95的输入端。这两隔离器94和95的输出端分别连接到功率分配器96（90°、3分贝）的两个端口。功率分配器96的第三端连接到匹配负载97的一端。该匹配负载的第二端接电路的地73。在功率分配器96的第四端OUT上可以得到射频输出信号。

图6的曲线说明本发明按照串联结构形式的可变衰减器的去耦与图4和图5中的传输线段59、81、83、84、87、88的特性阻抗Z_T和PIN二极管56、60、78、81、85、86的电阻R的函数关系。

图4中的传输线段57、58、62和图5中的传输线段79、80、82和99、90、91用来使直流电流必须流过PIN二极管，对PIN二极管提供偏置。上述传输线段的长度为λ/4，其特性阻抗分别为低于电路特性阻抗Z₀的Z₁和高于电路特性阻抗Z₀的Z₂。按照这样的方式选取是为了使上述传输线段不影响射频信号。

在前面的这些图中，隔离器1和51可用环行器来实现，匹配负载2、22、42、52、72和97可用集中参数电阻或分布参数电阻来实现，直流隔离器3、12、23、24、39、40、53、64、74、75、94和95可用电容器或适当的互相对着的传输线段来实现。

对于图1和图2电路所作的有关对称和不对称结构及工作情况的相同考虑对于图4和图5也是有效的，因此，上述考虑在这里不再赘述。通过观查图6的曲线，可以注意到，在按照现有技术实施的特性阻抗Z₀＝50欧姆的电路中，对应于PIN二极管电阻范围为500～5000欧姆的衰减器去耦范围为35～75分贝，而在按照本发明构思实施的电路中，可以得到的去耦值取决于所选定的特性阻抗Z_T的数值，要比现有技术能得到的高10分贝以上。

根据所作的描述，本发明的PIN二极管可变衰减器的优点是显而易见的。具体地说，作为所期望的去耦值的函数，可以选择连接PIN二极管所用的传输线段的特性阻抗Z_T的最佳值。因此，这些优点包括能够得到高的去耦值;通过采用比现有技术数量少的PIN二极管的减小直流偏置电流变化范围就可以得到所需的支耦值;所用的PIN二极管的功耗和负荷可以减少;可简化偏置电流的线性化网络以及这种衰减器在适用上非常灵活。

很明显，对本技术领域中的技术人员而言，作为一个例子所描述的PIN二极管可变衰减器可以有各种各样的变型，而所有这些变型均可以认为是包括在本发明精神的最宽范围之内。其中一种可能的变化是，90°和3分贝的功率分配器21、41、71和96可用耦合射频，隔离直流的传输线段来实现。由于实现了直流的隔离，因此这种解决办法能在图2和图5所示的电路中取消直流隔离器23、24、39、40、74、75、94和95。

Claims

1、一种微波PIN二极管可变衰减器电路，它含有一个输入端用以输入被衰减信号和一个输出端，上述输入端和输出端要与呈现第一特性阻抗的外部电路连接，它包括：

多个第一线段(8、10、31、32、35、36、59、61、83、84、87、88)，连接在上述输入端和输出端之间；

PIN二极管(6、9、27、29、33、34、56、60、78、81、85、86)，连接到上述线段，并由直流偏流(I_dc)来控制；

其特征在于：

连接在上述输入端或输出端的上述多个第一线段的连接是利用定向耦合器(1、21、41、51、71、96)得到的，该定向耦合器具有：一个第一端，连接到上述输出端或输出端；一个或多个第二端，通过插接的直流隔离器(3、12、23、24、39、40、53、64、74、75、94、95)与各自的传输线(5、11、25、26、37、38、55、63、76、77、92、93)相连接，该传输线与上述第一线段中的一条串联连接；以及一个第三端，接匹配负载(2、22、42、52、72、97)，消耗掉从上述可变衰减器反射的功率；

上述传输线(5、11、25、26、37、38、55、63、76、77、92、93)与上述定向耦合器连接，呈现上述第一特性阻抗(Z_O)；

每个第一线段(8、10、31、32、35、36、59、61、83、84、87、88)呈现不同于上述第一特性阻抗(Z_O)的第二特性阻抗(Z_T)。

2、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于：

上述的PIN二极管（6、9、27、29、33、34）被连接在呈现第二特性阻抗（Z_T）的上述第一线段（8、10、31、32、35、36）与射频地之间。

上述的第二特性阻抗（Z_T）大于上述的第一特性阻抗（Z_O）。

3、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于：

上述PIN二极管（56、60、78、81、85、86）串联连接到呈现第二特性阻抗（Z_T）的上述第一线段（59、61、83、84、87、88）上;

上述第二特性阻抗（Z_T）小于上述第一特性阻抗（Z_O）。

4、根据权利要求2所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于：

上述射频地是利用λ/4第二线段（7、30、43）得到的;

上述的第二线段（7、30、43）呈现第三特性阻抗，它小于上述第一特性阻抗（Z_O）;

上述第二线段（7、30、43）不干扰待衰减的输入信号。

5、根据权利要求3所述的微波PIN二极管，可变衰减器电路，其特征在于：它还包括由连接第四线段（57、62、79、82、89、90）的第三线段（58、80、91）构成的结构物，上述结构物被连接到上述第一段段（59、61、83、84、87、88）和上述传输线（55、63、76、77、92、93）上;

上述第三线段（58、80、91）具有λ/4，并呈现出小于第一特性阻抗（Z_O）的第三特性阻抗（Z₁）;

上述第四线段（57、62、79、82、89、90）具有λ/4。呈现出大于第一特性阻抗（Z_O）的第四特性阻抗（Z₂）;上述结构物允许PIN二极管直流偏流流过而不干扰待衰减的微波信号。

6、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于上述第一线段（8、10、31、32、35、36、59、61、83、84、87、88）具有λ/4。

7、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于：上述定向耦合器（1、51）是用环行器实现的。

8、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于上述定向耦合器（21、41、71、96）是用90°3分贝功率分配器实现的。

9、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于上述直流隔离器（3、12、23、24、39、40、53、64、74、75、94、95）是电容器。

10、根据权利要求1所述的微波PIN二极管可变衰减器电路，其特征在于上述直流隔离器（3、12、23、24、39、40、53、64、74、94、95）面对着的线段。