CN101057443A - 用于确定残余频率偏移的方法、通信系统、用于发射消息的方法、发射机、用于处理消息的方法以及接收机 - Google Patents

Abstract

描述了一种确定通过通信信道的数据传输中的发射机和接收机之间的残余频率偏移的方法，其中消息从所述发射机通过所述通信信道发射到所述接收机，并且所述消息包括至少一个短前导码(201)、至少一个长前导码(202)以及用户数据(203)。所述至少一个长前导码(202)包括残余频率偏移确定信息，所述残余频率偏移基于所述残余频率偏移确定信息来确定。

Description

用于确定残余频率偏移的方法、通信系统、用于发射消息的方法、发射机、用于处理消息的方法以及接收机

技术领域

本发明涉及用于确定残余频率偏移的方法、通信系统、用于发射消息的方法、发射机、用于处理消息的方法以及接收机。

背景技术

在SISO(单输入单输出)OFDM(正交频分复用)系统、亦即使用了根据用于数据传输的OFDM而对多个副载波进行的调制的、具有一个发射天线和一个接收机天线的通信系统中，因为各种原因而在发送用户数据之前发送前导码。首先，发送短前导码，用于时序同步和频率同步，尤其是用于频率偏移估计。

频率偏移估计是必要的，因为在实际的数据通信中，无法期望接收机处的本地振荡器频率与发射机处生成的信号载波的频率相同。这原因之一是由于电路局限性，且其特别是当接收机相对于发射机运动时呈现，因为多普勒频移不可避免地被引入载波频率。

频率偏移可能导致载波间干扰(ICI)。对于多载波系统、诸如采用OFDM的多载波系统，残余频率偏移导致显著的性能劣化。

在短前导码之后，在SISO OFDM系统中发送相对少量的长前导码(在根据IEEE802.11a标准的系统的情形下为两个，见[1])，其用于信道估计。由于仅建立了单个信道，所以少量的长前导码对于信道估计就足够了。

然而，在使用多个发射天线的MIMO(多输入多输出)系统的情形下，由于多个物理信道用于传输，所以为了提取所有信道信息，较多数目的长前导码是必要的。实际上，可以证明，在MIMO系统的情形下，长前导码的数目应当不少于发射天线的数目。

与SISO系统相比的长前导码数目的这样的增加具有如下结果：与SISO系统相比，也被称作长前导码持续时间的用于长前导码传输的时间增加。在存在残余频率偏移的情形下，这引起了继长前导码之后的数据符号的相位的更加严重的旋转，所述残余频率偏移由于实际通信系统中用于频率偏移估计(FOE)的短前导码的有限数目而自然而然产生。

由于失真的严重性，首先发送的数据符号典型地不能被充分校正，并且造成错误位和错误包。

在[2]中描述了用于频率估计的估计器。

本发明的目的是提供一种用于在通信系统中进行改进的残余频率偏移估计的方法。

该目的通过具有根据独立权利要求的特征的用于确定残余频率偏移的方法、通信系统、用于由发射机发射消息的方法、发射机、用于处理消息的方法以及接收机而实现。

发明内容

提供了用于确定通过通信信道的数据传输中的发射机和接收机之间的残余频率偏移的方法，其中消息从发射机通过通信信道发射到接收机。所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，并且所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息。残余频率偏移基于残余频率偏移确定信息来确定。

此外，提供了用于由发射机发射消息的方法，其中消息被生成，其中所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，并且所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息，且所述消息通过通信信道被发射到接收机。残余频率偏移确定信息允许接收机确定通过通信信道的数据传输中的发射机和接收机之间的残余频率偏移。

此外，提供了用于由接收机处理消息的方法，其中消息从发射机通过通信信道接收，所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，其中所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息。通过通信信道的数据传输中的发射机和接收机之间的残余频率偏移基于残余频率偏移确定信息来确定。

此外，提供了根据上述用于确定残余频率偏移的方法、用于发射消息的方法以及用于处理消息的方法的通信系统、发射机和接收机。

附图说明

图1示出了根据本发明实施例的通信系统。

图2示出了根据本发明实施例的传输块。

具体实施方式

说明性地，长前导码用于残余偏移估计。这样，甚至当发射很多长前导码时(在MIMO(多输入多输出)系统的情形下情况正是如此)，由于相对多的长前导码对于信道估计是必要的，所以残余频率偏移可以没有数据丢失地被估计并补偿。

本发明例如可应用于根据WLAN 11n、亦即用于无线局域网的通信系统，但是也可能可应用于诸如移动电话通信系统的大区域通信系统。

本发明的实施例体现自从属权利要求。围绕用于确定残余频率偏移的方法而描述的实施例类似地对通信系统、用于发射消息的方法、发射机、用于处理消息的方法以及接收机适用。

在一个实施例中，至少一个短前导码包括频率偏移确定信息，并且频率偏移基于频率偏移确定信息来确定。

该数据可包括进一步的残余频率偏移确定信息，并且残余频率偏移确定可以基于所述进一步的残余频率偏移确定信息来执行。

在一个实施例中，通信信道包括至少一个数据子信道和至少一个导频(pilot)子信道。

所述至少一个长前导码可以进一步包括信道估计信息，信道估计基于所述信道估计信息来执行以确定通信信道的传输特性，并且所述频率偏移确定信息可以通过所述至少一个导频子信道来传输，并且所述信道估计信息可以通过所述至少一个数据子信道来传输。

这意味着，导频子信道在长前导码传输时段中用来传输特殊符号(亦即导频符号)，所述特殊符号允许接收机执行残余频率偏移估计。

在一个实施例中，所述消息通过多个发射天线来发射。所述消息可以通过多个接收天线来接收。

所述消息例如根据OFDM来传输。

在一个实施例中，当残余频率偏移已基于残余频率偏移确定信息而确定时，基于所确定的残余频率偏移而对在所述消息的传输中接收到的至少一个信号值执行相位补偿。

例如，在一时刻，基于迄今所发射的频率偏移确定信息，可以执行残余频率偏移确定，并且基于所确定的频率偏移来校正(亦即相位补偿)随后接收到的所有信号值。当随着时间推移相继接收到更多残余频率偏移确定信息时，残余频率偏移可以被再次确定以改进残余频率偏移的当前估计。

在下述实施例中，描述了嵌入在长前导码和数据两者中的特殊导频。描述了基于[2]中的线性预测方法的递归估计算法，并且给出了抵消对信道估计和数据两者的影响的补偿公式。

下面参考附图解释本发明的说明性实施例。

图1示出了根据本发明实施例的通信系统100。

通信系统100包括发射机101(在图1中仅部分地示出)和接收机102。

发射机101包括多个发射天线103，其中每个发射天线103都用于信号发射。将要由发射天线103以无线电信号的形式发送的数据(用户数据、前导码等)由相应的IFFT(快速逆傅立叶变换)单元104供给到发射天线103。发射机101所发射的无线电信号由接收机102通过多个接收机天线105接收。

根据OFDM(正交频分复用)而对副载波进行的调制用于从发射天线103到接收机天线105的信号值传输。

因为接收机102中的本地振荡器由于硬件电路中的缺点或相对运动而不能保证以与发射机101中的频率正好相同的频率工作，所以这种不一致引起频率偏移，频率偏移将接收到的信号旋转一个角度，该角度随时间增长。

因此，短前导码在用户数据之前发送。这在图2中示出。

图2示出了根据本发明实施例的传输块200。

传输块200从左向右发送，亦即，最靠左边的传输块200的单元被首先发送。

传输块200包括短前导码201，短前导码201被首先发送并用于频率偏移估计(FOE)，频率偏移估计在接收到短前导码之后由接收机102的FOE单元106进行。FOE单元106估计频率偏移，频率偏移在图1中用Ψ表示。频率偏移补偿单元107接收频率偏移估计Ψ作为输入，并且对所有进一步接收到的信号值补偿频率偏移。

在频率偏移补偿之后，还存在载波间干扰的形式的残余频率偏移(尽管通常是少量的)，其破坏了频率子信道之间的正交性，并且可能因此(如果不补偿)造成总系统故障。

在IEEE802.11a标准中，在具有64个频率副载波的SISO(单输入单输出)系统中，索引为[8，22，44，58](参考从1到64的惯例)的频率子信道专用于导频传输。假设通信系统100是具有N_t个发射天线103和N_r个接收天线105的MIMO(多输入多输出)系统。在这个实施例中，与IEEE802.11a标准中相同的频率子信道、亦即索引为[8，22，44，58]的频率子信道用于导频符号的递送，这将在下面描述。

传输块200包括在短前导码之后发送的多个长前导码202。

在索引为[8，22，44，58]的频率子信道中传输的长前导码202的信号值由信号值Λ_f，t，n给出，其中Λ_f，t，n表示在时间n通过发射天线t在子信道f中传输的信号值。这些信号值也被称为嵌入在长前导码中的导频。

接收机102在时间n通过发射天线r和子信道f接收(频域中的)离散信号值

$L_{f,r,n}=\left(\underset{t=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{f,r,t}{\mathrm{\Λ}}_{f,t,n}\right)e^{j64\mathrm{\ω}n}+v_{f,r,n}---\left(1\right)$

其中H_f，r，t为发射天线t和接收天线r之间建立的子信道f的信道增益，ω表示接收机102处的残余频率偏移(如上面解释的那样，在基于短前导码201执行频率偏移估计和频率偏移补偿之后)，且V_f，r，n为AWGN样本。

选择时间索引n使得n＝1对应于长前导码201中的第一个，并且n＝N_LP对应于长前导码201中的最后一个。

下面解释对应于f∈[8，22，44，58]的Λ_f，t，n的选择。根据方程(1)对应于这些Λ_f，t，n的L_f，r，n在由相应的FFT单元108处理之后，被残余频率偏移估计单元109用于估计残余频率偏移ω。

从(1)中可看出，如果Λ_f，t，n被设计为独立于t，使得Λ_f，t，n＝Λ_f，t，t＝1，2，...，N_t，那么当通过设置 $\left|{\mathrm{\Λ}}_{f,t}\right|={\mathrm{\σ}}_x^2$ (这意味着每个导频符号中有固定的幂(power))来将不同时间n的噪声样本成形为相同方差时，信号

$\frac{L_{f,r,n}}{{\mathrm{\Λ}}_{f,n}}=\left(\underset{t=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{f,r,t}\right)e^{j64\mathrm{\ωn}}+\frac{V_{f,r,n}}{{\mathrm{\Λ}}_{f,n}}---\left(2\right)$

将对每个f和r勾画关于n的复正弦曲线。

由于f∈[8，22，44，58]并且r∈[1，2，...，N_r]，所以存在不同幅值∑_t＝1 ^NtH_f，r，t但是相等频率64ω的4N_r个独立的复正弦式。

为了尽可能接近地符合IEEE802.11a中的导频值(见[1])，在这个实施例中使用赋值Λ_8，n＝-Λ_22，n＝Λ_44，n＝Λ_58，n＝1。

在这个实施例中使用无循环前缀(cyclic-prefix-free)的长前导码设计。在这种情况下，时域中的每个长前导码符号中的64个样本中的最后16个需要独立于n。这意味着对于f∈[8，22，44，58]，Λ_f，n＝Λ_f。上述准则可概括为：

C1)发射天线独立，以在接收机102处产生独立的复正弦式

C2)与IEEE802.11a标准一致的子信道导频值赋值

C3)时间独立，以满足对无循环前缀长前导码设计的要求

通过约定

可以满足这些准则。

对于N_t＝6且N_r＝3，对于子信道f∈[8，44，58]，这由表1示出，而对于子信道f＝22，则由表2示出。

                          表1

                        表2

使用(2)，相位补偿问题变成单音(single tone)参数估计问题，单音参数估计问题在信号处理领域中是经典的，在文献中有多种现成的解决方案。线性预测估计器(见[2])以可承受的计算复杂度实现合理的精度，并且与[2]中介绍的Kay的估计器相比就实施而言特别有吸引力。当对于单个子信道f和单个接收天线r应用于(2)时，估计器输出为：

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\frac{1}{64}\∠\underset{n=2}{\overset{N_{\mathrm{LP}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{L_{f,r,n}}{{\mathrm{\Λ}}_{f,n}}\right){\left(\frac{L_{f,r,n-1}}{{\mathrm{\Λ}}_{f,n-1}}\right)}^{*}=\frac{1}{64}\∠\underset{n=2}{\overset{N_{\mathrm{LP}}}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{f,r,n}{L}_{f,r,n-1}^{*}---\left(4\right)$

对于N_t＝6且N_r＝3，接收机102接收到的L_f，r，n在表3到5中示出(其中在这些表中，时间向下增长)。

接收天线1
				L8，1，1	L22，1，1	L44，1，1	L58，1，1
L8，1，2	L22，1，2	L44，1，2	L58，1，2
				L8，1，3	L22，1，3	L44，1，3	L58，1，3
L8，1，4	L22，1，4	L44，1，4	L58，1，4
				L8，1，5	L22，1，5	L44，1，5	L58，1，5
L8，1，6	L22，1，6	L44，1，6	L58，1，6

                          表3

接收天线2
				L8，2，1	L22，2，1	L44，2，1	L58，2，1
L8，2，2	L22，2，2	L44，2，2	L58，2，2
				L8，2，3	L22，2，3	L44，2，3	L58，2，3
L8，2，4	L22，2，4	L44，2，4	L58，2，4
				L8，2，5	L22，2，5	L44，2，5	L58，2，5
L8，2，6	L22，2，6	L44，2，6	L58，2，6

                          表4

接收天线3
				L8，3，1	L22，3，1	L44，3，1	L58，3，1
L8，3，2	L22，3，2	L44，3，2	L58，3，2
				L8，3，3	L22，3，3	L44，3，3	L58，3，3
L8，3，4	L22，3，4	L44，3，4	L58，3，4
				L8，3，5	L22，3，5	L44，3，5	L58，3，5
L8，3，6	L22，3，6	L44，3，6	L58，3，6

                          表5

由于通过设计使Λ_f，t，n独立于t和n(如上所述)，所以表3到5中的每列形成不同幅值但相等频率的复正弦式。使用接收到的长前导码，亦即使用L_f，r，n，残余频率偏移估计单元109根据(5)生成残余频率偏移估计

(其取决于由时间索引n给出的当前时间)：a_LP，1＝0，

$a_{LP,n}=a_{\mathrm{LP},n-1}+\underset{f\∈\left[\mathrm{8,22,44,58}\right]}{\mathrm{\Σ}}\underset{r=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{f,r,n}{L}_{f,r,n-1}^{*},n=\mathrm{2,3},\·\·\·,N_{\mathrm{LP}}$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{LP},n}=\frac{\∠a_{\mathrm{LP},n}}{64}---\left(5\right)$

(5)为(4)的扩展。时间索引n＝2对应于长前导码202中的第二个长前导码，n＝3指的是长前导码202中的第三个长前导码，等等。注意残余频率偏移估计

取决于时间(记为时间索引n)。当在接收机102中可得到更多的L_f，r，n(对应于增长的时间索引n)时，残余频率偏移估计典型地将变得更好。当所有长前导码202都已被发射时，残余FOE单元109将已生成残余频率偏移估计

最后，传输块200包括多个数据符号203，数据符号203在长前导码202之后由发射机101发射。

在索引为[8，22，44，58]的频率子信道中传输的数据符号203的信号值由信号值Г_f，t，n给出，其中Г_f，t，n表示在时间n通过发射天线t在子信道f中传输的信号值。这些符号也被称为嵌入在数据符号中的导频。

可以遵循与嵌入在长前导码中的导频的原理类似的原理来展开嵌入在数据符号中的导频。与(1)形成对照，对应于Г_f，t，n的接收信号值D_f，r，n由(6)给出：

$D_{f,r,n}=\left(\underset{t=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{f,r,t}{\mathrm{\Γ}}_{f,t,n}\right)e^{j80\mathrm{\ωn}}+{\tilde{v}}_{f,r,n}---\left(6\right)$

其中，如上所述，f为子信道，t为发射天线，r为接收天线，且n为时间索引。

为了与V_f，r，n区别，对于AWGN(加性白高斯噪声)样本采用不同的记号

与可被操纵使得不需要循环前缀的长前导码Λ_f，t，n不同，数据信号值Г_f，t，n没有采取这样的自由度。在OFDM(正交频分复用)的情形下(OFDM在此实施例中使用)，循环前缀的存在将每个OFDM符号在长度上设置为80个M元(M-ary)符号。

因此，(6)中的频率为80ω而不是(1)中的64ω，并且上面的准则C3不再适用。导频因此独立于t但取决于f和n来选择，或者定量地选择

${\mathrm{\Γ}}_{f,t,n}=\left\{\begin{array}{cc}{k}_n,& \mathrm{iff}\∈\left\{\mathrm{8,44,58}\right\}\\ -k_n,& \mathrm{iff}=22\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中k_n ∈{1，-1}是n的函数，其服从IEEE802.11a标准中规定的SISO导频的伪随机序列(见[1])。

对于N_t＝6且N_r＝3，根据(7)的定义对于子信道f∈[8，44，58]由表6示出，而对于子信道f＝22，则由表7示出。

                            表6

                            表7

嵌入在数据符号中的导频，亦即对于F∈[8，22，44，58]的D_f，t，n与嵌入在长前导码中的导频类似地由残余频率偏移估计单元109用来估计残余频率偏移。

估计4N_r个子信道中的单音频率(tone frequency)中的每一个的(4)的相对部分为

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\frac{1}{80}\∠\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{D_{f,r,n}}{{\mathrm{\Γ}}_{f,n}}\right){\left(\frac{D_{f,r,n-1}}{{\mathrm{\Γ}}_{f,n-1}}\right)}^{*}=\frac{1}{80}\∠\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{k}_n{k}_{n-1}{D}_{f,r,n}{D}_{f,r,n-1}^{*}.---\left(8\right)$

基于(7)以及通过设计使k_n∈{1，-1}的性质而得到方程(8)。通过扩展到多个子信道并以递归的形式重写，(8)变为

$a_{\mathrm{DATA},0}=a_{\mathrm{LP},N_{\mathrm{LP}}}{e}^{j\frac{5}{4}\∠a_{\mathrm{LP},N_{\mathrm{LP}}}},$

k₀＝1，

$D_{f,r,0}=L_{f,r,N_{\mathrm{LP}}},$

$a_{\mathrm{DATA},n}=a_{\mathrm{DATA},n-1}$

$+k_n{k}_{n-1}\underset{f\∈\left[\mathrm{8,22,44,58}\right]}{\mathrm{\Σ}}\underset{r=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{D}_{f,r,n}{D}_{f,r,n-1}^{*},n=\mathrm{1,2},\·\·\·,$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{DATA},n}=\frac{\∠a_{\mathrm{DATA},n}}{80},---\left(9\right)$

残余FOE单元109根据(5)基于长前导码生成的累积和a_LP，NLP用作a_DATA，n中的第一个值以便增强精确性。(9)的第一行中的指数因子被引入以说明频率差，所述频率差是由于长前导码中没有循环前缀而引起的，如(2)和(6)中指示的那样。

在一个实施例中，可能存在两个信号场符号，并且n＝1对应于第一个信号场(SF)符号，n＝2对应于第二个SF符号，n＝3对应于第一个数据符号，等等。

对于N_t＝6且N_r＝3，接收机102接收到的D_f，r，n在表8到10中示出(其中在这些表格中，时间向下增长)。

归一化接收天线1的值
				k1D8，1，1	k1D22，1，1	k1D44，1，1	k1D58，1，1
k2D8，1，2	k2D22，1，2	k2D44，1，2	k2D58，1，2
				k3D8，1，3	k3D22，1，3	k3D44，1，3	k3D58，1，3
·	·	·	·
				·	·	·	·
·	·	·	·

                                表8

归一化接收天线2的值
				k1D8，2，1	k1D22，2，1	k1D44，2，1	k1D58，2，1
k2D8，2，2	k2D22，2，2	k2D44，2，2	k2D58，2，2
				k3D8，2，3	k3D22，2，3	k3D44，2，3	k3D58，2，3
·	·	·	·
				·	·	·	·
·	·	·	·

                                表9

归一化接收天线3的值
				k1D8，3，1	k1D22，3，1	k1D44，3，1	k1D58，3，1
k2D8，3，2	k2D22，3，2	k2D44，3，2	k2D58，3，2
				k3D8，3，3	k3D22，3，3	k3D44，3，3	k3D58，3，3
·	·	·	·
				·	·	·	·
·	·	·	·

                            表10

表8到10中的每个列都可以被认为是单个复正弦式。

下面讨论时域中的残余频率偏移对频域中的符号的影响。为了易于表达，考虑无噪声情形，尽管同一讨论也适用于其它情形。假设时间序列y_n，n＝1，2，...，N与复正弦式e^j(ωn+φ)(其中ω□1)相乘。一旦对乘积进行了离散傅立叶变换，频域信号就可以以矩阵形式写为

y _f＝ FP y _t                                                (10)

其中， y _t＝[y₁ y₂…y_N]^T， P＝diag{e^j(ω+φ) e^j(ω2+φ) … e^j(ωN+φ)}，并且 F为傅立叶变换矩阵。

如果该正弦式的影响要在频域中用对角矩阵Q通过

y _f≈ Q F y _t                                                (11)来建模，那么

$\underset{\‾}{Q}{=\underset{\‾}{\mathrm{FPF}}}^H\≈\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^N{e}^{j(\mathrm{\ωk}+\mathrm{\φ})}}{N}\underset{\‾}{I}=e^{j(\mathrm{\ω}\frac{N+1}{2}+\mathrm{\φ})}\left[\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\ωN}}{2}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]\underset{\‾}{I}.---\left(12\right)$

上述近似适用于矩阵 F和像Hadamard矩阵那样在每个元素中具有固定的幂的任何正交变换，并且在对角线元素处是精确的。基于这样的近似，时域模型和频域模型如表11所述那样相关。

                        表11

虽然N_LP个长前导码共享16个样本的单个循环前缀，但是后续的数据符号每个都拥有循环前缀。如模型示出的那样，长前导码和数据符号段中的接收机天线r处的离散信号分别由

$e^{j64\mathrm{\ω}(n-\frac{31}{128})}\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]{\underset{\‾}{F}\underset{\‾}{y}}_{\mathrm{LP},n,},n=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_{\mathrm{LP}}---\left(13\right)$

和

$e^{j80\mathrm{\ω}(n+\frac{128N_{\mathrm{LP}}-31}{160})}\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]{\underset{\‾}{F}\underset{\‾}{y}}_{\mathrm{DT},n,},n=\mathrm{1,2,3},\·\·\·.---\left(14\right)$ 给出。

因为接收到的信号值在时域和频域两者中都相位旋转，所以在MIMO系统中，基于失真的长前导码而标识的信道可能由于相对长的估计间隔内的残余频率偏移ω的影响而显著偏离实际的信道。根据(13)，在子信道f和接收机天线r处收集的N_LP个长前导码通过

与信道增益H_f，r，t和传输值Λ_f，t，n相关。

以矩阵的形式，可以写出 ${\underset{\‾}{L}}_f=\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]{\underset{\‾}{\stackrel{\‾}{P}\mathrm{\Λ}}}_f{\underset{\‾}{h}}_{f,r}.$ 一旦使用了(12)中的性质并且假设对于最佳长前导码设计而言相当有根据的 Λ＝常数× F(或者不是傅立叶变换，而是像Hadamard变换那样在每个元素中具有相等幂的任何正交变换)，不考虑残余频率偏移的传统LS信道估计就由

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{f,r}={\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f^H{\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f\right)}^{-1}{\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f^H{\underset{\‾}{L}}_f$

$=\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]{\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f^H{\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f\right)}^{-1}\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_f^H{\underset{\‾}{\stackrel{\‾}{P}\mathrm{\Λ}}}_f\right){\underset{\‾}{h}}_{f,r}---\left(16\right)$

$\≈e^{j64\mathrm{\ω}(\frac{N_{\mathrm{LP}}+1}{2}-\frac{31}{128})}\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}{N}_{\mathrm{LP}}\right)}{N_{\mathrm{LP}}\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}\right]{\underset{\‾}{h}}_{f,r}$

给出。通过(14)，对于例如采用VBLAST(竖直贝尔实验室分层空间-时间)结构的MIMO-OFDM系统，在时间n、在子信道f和天线r处接收到的数据符号为

$\left[\begin{array}{c}{Y}_{f,1,n}\\ Y_{f,2,n}\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_{f,N_r,n}\end{array}\right]$

$=e^{j80\mathrm{\ω}(n+\frac{128N_{\mathrm{LP}}-31}{160})}\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{64\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}\right)}\right]$

$=\frac{e^{\mathrm{j\ω}[80(n+\frac{128N_{\mathrm{LP}}-31}{160})-64(\frac{N_{\mathrm{LP}}+1}{2}-\frac{31}{128})]}}{\left[\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}{N}_{\mathrm{LP}}\right)}{N_{\mathrm{LP}}\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}\right]}$

在利用(16)之后，意味着

(18)

$\·(\frac{\sin \left(32\mathrm{\ω}{N}_{\mathrm{LP}}\right)}{N_{\mathrm{LP}}\sin \left(32\mathrm{\ω}\right)}{e}^{-j80\mathrm{\ω}[n+\frac{2(N_{\mathrm{LP}}-1)}{5}]}\left[\begin{array}{c}{Y}_{f,1,n}\\ Y_{f,2,n}\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_{f,N_r,n}\end{array}\right])$

虽然幅值衰减

由于基于短前导码的频率偏移估计和补偿之后的小ω而是不随时间变化的和可忽略的，但是相位旋转项是时间的增函数，因而是不可缺少的。因此为了向信道估计和数据符号两者中的失真提供相位补偿量，残余频率偏移补偿单元110将接收到的信号值Y_f，r，n替换为

${\hat{Y}}_{f,r,n}=Y_{f,r,n}{e}^{-j[n+\frac{2(N_{\mathrm{LP}}-1)}{5}]\∠a_{\mathrm{DATA},n-1}},$

n＝1，2，…，

f＝1，2，3，…，64，and f≠{8，22，44，58}

                                                  (19)在这之后，以这种方式校正的信号值被供给到迫零干扰抑制(ZFIS)单元111，ZFIS单元111还充当信道均衡器(并且用于数据检测)。ZFIS单元111的输出被供应给解码器112，解码器112执行数据的解码。

尽管上面的展开是针对VBLAST构造得到的，但是容易看出，(19)中的补偿公式同样适用于GSTBC(分组空间-时间块代码)系统。还应注意的是，对于长前导码加载有循环前缀的情形，可容易地应用相同的相位补偿以得到方程：

长前导码：

a_LP，1＝0，

$a_{\mathrm{LP},n}=a_{\mathrm{LP},n-1}+\underset{f\∈\left[\mathrm{8,22,44,58}\right]}{\mathrm{\Σ}}\underset{r=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{L}_{f,r,n}{L}_{f,r,n-1}^{*},n=\mathrm{2,3},\·\·\·,N_{\mathrm{LP}}$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{LP},n}=\frac{\∠a_{\mathrm{LP},n}}{80}.---\left(20\right)$

数据符号：

$a_{\mathrm{DATA},0}=a_{\mathrm{LP},N_{\mathrm{LP}}},$

k₀＝1，

$D_{f,r,0}=L_{f,r,N_{\mathrm{LP}}},$

$a_{\mathrm{DATA},n}=a_{\mathrm{DATA},n-1}$

$+k_n{k}_{n-1}\underset{f\∈\left[\mathrm{8,22,44,58}\right]}{\mathrm{\Σ}}\underset{r=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{D}_{f,r,n}{D}_{f,r,n-1}^{*},$

n＝1，2，…，

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{DATA},n}=\frac{\∠a_{\mathrm{DATA},n}}{80}---\left(21\right)$

相位补偿：

${\hat{Y}}_{f,r,n}=Y_{f,r,n}{e}^{-j[n+\frac{(N_{\mathrm{LP}}-1)}{2}]\∠a_{\mathrm{DATA},n-1}},$

n＝1，2，…，

f＝1，2，3，…，64，and f≠{8，22，44，58}    (22)

上面的方程使用根据(3)和(7)的导频设计而得到相同的性能，因为差异仅在于通信信息中长前导码的较低效使用。

在上述实施例中，无需导频子信道的信道估计。代替之，根据(5)在接收到每个长前导码之后计算a_LP，n。

一旦每个OFDM符号到达，就如(9)中所述那样更新a_DATA，n。执行对Y_f，r，n的相位补偿以获得(19)中的

，用于诸如信道均衡等的后续处理。

仿真结果显示，该方法提供了几乎完美的补偿。实施的简单性是明显的，因为通过设计只需要少许不可避免的非线性运算。

在MIMO OFDM系统的情形下，在每个长训练前导码、信号场和OFDM符号中，在一个实施例中，副载波中的八个专用于导频信号，以使得相干检测抗频率偏移和相位噪声的能力强。这些导频信号应该被放在副载波-48、-34、-20、-6、6、20、34和48中。长训练前导码中的导频不随时间调制，但是信号场和OFDM数据符号中的那些导频则应该由伪二进制序列进行BPSK调制，以防止谱线的生成。下面描述导频副载波对每个OFDM符号的贡献。

导频副载波对第n个OFDM符号的贡献由下面给出的序列P_-58，58或P_-53，53的傅立叶变换产生。

首先，定义序列

P_-26，26＝{0，0，0，0，0，1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，-1，0，0，0，0，0}.

然后

P_-53，53＝{P_-26，26，0，P_-26，26}，

P_-58，58＝{P_-26，26，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P_-26，26}.

导频副载波的极性由序列P_n控制，序列P_n为127个元素的序列的循环扩展，并且由

P_0..126＝{1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1 ，1，1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，1 ，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1}给出。

每个序列元素用于一个OFDM符号。第一个和第二个元素P0和P1分别乘以第一个和第二个信号符号的导频副载波，而从P2开始的元素则用于数据符号。

在这个文献中，引用了以下出版物：

[1]″Part 11：wireless LAN medium access control(MAC)andphysical layer(PHY)specifications：High-speed physicallayer in the 5GHz band.”IEEE std 802.11a-1999：Supplementto IEEE 802.11-1999，Sept.1996

[2]S.Kay，″Statistically/Computationally efficientfrequency estimation”，ICASSP′98，pp.2292-2294，vo1.4，1998

Claims (14)

1.用于确定通过通信信道的数据传输中的发射机和接收机之间的残余频率偏移的方法，其中

——消息从所述发射机通过所述通信信道发射到所述接收机；

——所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据；

——所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——所述残余频率偏移基于所述残余频率偏移确定信息来确定。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述至少一个短前导码包括频率偏移确定信息，并且频率偏移基于所述频率偏移确定信息来确定。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述数据包括进一步的残余频率偏移确定信息，并且残余频率偏移确定基于所述进一步的残余频率偏移确定信息来执行。

4.根据权利要求1到3中任何一项所述的方法，其中所述通信信道包括至少一个数据子信道和至少一个导频子信道。

5.根据权利要求1到4中任何一项所述的方法，其中所述至少一个长前导码进一步包括信道估计信息，信道估计基于所述信道估计信息来执行以确定所述通信信道的传输特性，并且所述残余频率偏移确定信息通过所述至少一个导频子信道来传输，并且所述信道估计信息通过所述至少一个数据子信道来传输。

6.根据权利要求1到5中任何一项所述的方法，其中所述消息通过多个发射天线来发射。

7.根据权利要求1到6中任何一项所述的方法，其中所述消息通过多个接收天线来接收。

8.根据权利要求1到7中任何一项所述的方法，其中所述消息根据OFDM来传输。

9.根据权利要求1到8中任何一项所述的方法，其中当所述残余频率偏移已基于所述残余频率偏移确定信息而确定时，基于所述确定的残余频率偏移而对在所述消息的传输中接收到的至少一个信号值执行相位补偿。

10.包括发射机和接收机的通信系统，其中

——所述发射机适合于将消息从所述发射机通过通信信道发射到所述接收机，其中所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，并且所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——所述接收机适合于基于所述残余频率偏移确定信息来确定通过所述通信信道的数据传输中的所述发射机和所述接收机之间的残余频率偏移。

11.用于由发射机发射消息的方法，其中

——消息被生成，其中所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，并且所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——所述消息通过通信信道被发射到接收机；

其中

——所述残余频率偏移确定信息允许所述接收机确定通过所述通信信道的数据传输中的所述发射机和所述接收机之间的残余频率偏移。

12.发射机，包括：

——消息生成单元，其适合于生成消息，其中所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，并且所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——发送单元，其适合于将所述消息通过通信信道发射到接收机；

其中

——所述残余频率偏移确定信息允许所述接收机确定通过所述通信信道的数据传输中的所述发射机和所述接收机之间的残余频率偏移。

13.用于由接收机处理消息的方法，其中

——从发射机通过通信信道接收消息，所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，其中所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——基于所述残余频率偏移确定信息来确定通过所述通信信道的数据传输中的所述发射机和所述接收机之间的残余频率偏移。

14.接收机，包括：

——接收单元，其适合于从发射机通过通信信道接收消息，所述消息包括至少一个短前导码、至少一个长前导码以及用户数据，其中所述至少一个长前导码包括残余频率偏移确定信息；

——确定单元，其适合于基于所述残余频率偏移确定信息来确定数据传输中的所述发射机和所述接收机之间的残余频率偏移。

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