CN102055710A

CN102055710A - 接收装置、接收方法及接收系统

Info

Publication number: CN102055710A
Application number: CN2010105277826A
Authority: CN
Inventors: 后藤友谦; 小林健一; 中原健太郎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-10-28
Filing date: 2010-10-21
Publication date: 2011-05-11
Anticipated expiration: 2030-10-21
Also published as: CN102055710B; EP2317716B1; EP2317716A3; RU2010143256A; US8402332B2; EP2317716A2; BRPI1004018A2; US20110099445A1; JP5446725B2; JP2011097244A; RU2499357C2; TW201136255A; TWI434558B

Abstract

这里公开了一种接收装置，包括：第一获取部件，用于接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；检测部件，用于使用所述信号检测用于校正所述信号的值；以及校正部件，用于如果基于由所述第一获取部件获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用由所述检测部件检测的值校正所述信号。

Description

接收装置、接收方法及接收系统

技术领域

本发明涉及一种接收装置、接收方法及接收系统，更具体地，涉及一种即使在要接收包括除了T2帧之外的信号的信号的情况下在开始接收时也能够实现稳定性和抗噪性能的改进的接收装置、接收方法及接收系统。

背景技术

在地面数字广播等中，采用正交频分复用(OFDM)作为数据的调制方法。

在OFDM中，在传输波段(band)中提供大量的正交子载波，并且执行其中将数据分配给子载波的幅度或相位的数字调制，诸如相移键控(PSK)或正交幅度调制(QAM)。

在OFDM中，由于执行到多个子载波的数据分配，所以可以通过执行逆傅里叶变换的IFFT(逆快速傅里叶变换)操作来执行调制。此外，可以通过执行傅里叶变换的FFT(快速傅里叶变换)操作来执行作为调制的结果而获得的OFDM信号的解调。

因此，可以使用执行IFFT操作的电路配置发送OFDM信号的发送装置，并且可以使用执行FFT操作的电路配置接收OFDM信号的接收装置。

此外，在OFDM中，以称为OFDM码元的单位来发送数据。

通常根据有效码元和保护间隔来配置OFDM码元，所述有效码元是在其中在调制时执行IFFT的信号时段，且在所述保护间隔中在有效码元的前部原样复制有效码元的后一半部分的波形。通过以此方式在OFDM码元的前部提供保护间隔，能够提高对多路径噪声的抵抗特性。

此外，在OFDM中，在时间方向或频率方向中离散地插入是已知信号的导频信号，即对接收装置侧已知的信号，并且接收侧利用导频信号来用于传输线特征的同步、估计等。

应注意，根据采用OFDM的地面数字广播标准，定义了从多个OFDM码元配置的被称为帧的单元，即OFDM发送帧，并且以帧为单位来执行数据的发送。

用于接收诸如如上所述的OFDM信号的接收装置使用OFDM信号的载波来执行OFDM信号的数字正交解调。

然而，通常，用于接收装置的数字正交解调的OFDM信号的载波与在从其发送OFDM信号但是包括一些误差的发送装置中使用的OFDM信号的载波不一致。换句话说，用于数字正交解调的OFDM信号的载波的频率从由接收装置接收的OFDM信号的IF(中间频率)信号的中心频率移位或偏移。

因而，接收装置执行检测载波位移或偏移量的载波位移量检测过程以及校正过程，所述载波位移或偏移量是用于数字正交解调的OFDM信号的载波的误差，所述校正过程即依据载波位移量校正OFDM信号以便去除载波位移量的偏移校正过程。

作为用于采用具有诸如如上所述的这样特征的OFDM的地面数字广播的一个标准，可用DVB-2标准，其是第二代欧洲数字广播标准。在2008年6月的DVB文档A 122的“Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-2)(用于第二代数字地面电视广播系统(DVB-2)的帧结构信道编码和调制)”(下文中称为非专利文档1)中公开了DVB-2标准。

在DVB-2中，以被称为T2帧的发送帧为单位来发送数据。此外，在DVB-T2中，将具有与T2帧不同的结构的被称为FEF(未来扩展帧)的信号与T2帧复用并且进行发送。

图1图示了DVB-T2的帧配置。

参考图1，在DVB-T2中，复用T2帧和FEF部分以用于传输。然而，仅在需要FEF部分的地方插入FEF部分。

根据FEF间隔和FEF长度的值来唯一地判定以何种方式插入FEF部分。它们的值被包括在下文描述的图2的T2帧的L1前置信令中。例如，在FEF间隔的值是n并且FEF长度的值是m的情况下，在n个T2帧中插入1个FEF部分，并且FEF部分的长度是m个采样。换句话说，A＝B＝C＝FEF间隔(n)。

图2图示了T2帧的格式。

参考图2，T2帧包括P1码元、P2码元以及被称为正常(Normal)的码元和被称为FC(帧结束)的码元(其二者是数据码元)，并且码元按该顺序布置。

注意，在图2中由GI表示的部分表示OFDM码元中的保护间隔，并且P1码元不具有GI。

P1码元是用于发送P1信令的码元。P1码元包括传输参数S1和S2。传输参数S1和S2表示以SISO(单输入单输出(意思是一个发送天线和一个接收天线))和MISO(多输入单输出(意思是多个发送天线但是一个接收天线))方法中的哪一种要发送P2码元、当要执行P2码元的FFT计算时的FFT大小(即FFT计算的一个周期的对象的采样或码元的数目)等。

P2码元是用于发送L1前置信令(pre-signaling)和L1后置信令(post-signaling)的码元。此外，由于P2码元包括比普通码元更大的数目的导频，所以与普通码元的准确度相比，P2码元的利用能够在利用导频的各种误差检测中增加准确度。

L1前置信令包括执行L1后置信令的解码所必需的信息。L1后置信令包括访问物理层的层管道所必需的信息。

这里，L1前置信令包括表示如下的导频模式(PP)，所述导频模式可表示关于在哪个码元或子载波中包括作为已知信号的导频信号的导频信号的布置、用于发送OFDM信号的传输波段的扩展存在还是不存在、在一个T2帧中包括的OFDM码元的数目(NDSYM)等。在L1前置信令中包括的信息是解调包括FC的数据的码元所必需的。

L1前置信令进一步包括更准确表示诸如图1所示的FEF长度和FEF间隔的FEF部分的信息，以及表示诸如FEF_Type的FEF的类型的相关信息。

图3图示了FEF部分的格式。参考图3，除了其最大长度是与T2帧的长度相等的250ms并且P1码元位于其前部外，未完全定义FEF部分。例如，平均信号功率也可以不同于T2帧的部分中的功率，或可以不包括信号。换句话说，由于不知道FEF部分是否具有帧配置，所以在DVB-T2中，该部分被称为FEF部分。应注意，在下面的描述中，FEF部分有时也简称为FEF。

因此，尽管当前的接收装置不需要获取除了P1码元外的在FEF中包括的信息，但是它必须检测FEF被插入并且操作以使得FEF不影响T2帧的接收。

具体地，接收装置必须执行P1检测并且基于P1中包括的信息估计其中插入FEF的部分，并且然后操作以使得该间隔中的信号可以在开始接收之后直到获取L1前置信令的时间段不影响T2帧的正常接收。

图4示出了P1码元的配置。

参考图4，在DVB-T2标准中意欲的P1码元具有下面的方面：

a.使得接收装置能够较早地判定正在接收的信号是DVB-T2标准的信号；

b.使得接收装置能够判定前导码(preamble)信号本身是DVB-T2标准的帧的前导码信号；

c.发送开始解调所必需的传输参数；以及

d.接收装置能够执行帧的位置检测和载波的误差的校正。

如从图4所看出的，P1码元具有1k(＝1024)个码元作为有效码元。P1码元被结构化为使得：在有效码元A的前部侧复制信号C，所述信号C是通过将前部侧上的有效码元A的部分频移频率f_SH而获得的；并且在有效码元A的后部侧复制信号B，所述信号B是将通过对有效码元A的剩余部分频移频率f_SH而获得的。在该标准上频移使得很少可能将干扰信号错误地检测为P1码元。

接收装置利用P1码元包括其部分数据的副本的事实来确定每个部分的相关值以检测P1码元。例如，在用于检查使用哪个信道来发送DVB-T2标准的信号的初始扫描时，执行P1码元的检测。

对于以该方式检测的P1码元，执行固定的过程，诸如频率校正、FEF计算、CDS(载波分发序列)相关性计算、加扰处理以及DBPSK解调，以解码在P1码元中包括的S1和S2。

图5A和图5B图示了在P1码元中包括的传输参数S1和S2。应注意，在图5A和图5B中，X表示0或1。如在图5A中看到的，通过3位的值表示S1，如在图5B中看到的，通过4位的值表示S2。

当S1指示000时，其表示所接收的P1码元指示SISO的T2帧。当S1指示001时，其表示所接收的P1码元指示MISO的T2帧。当S1指示010时，其表示所接收的P1码元不是T2帧的前导码。当S1指示011、100、101、110和111中的一个时，其表示被保留。简而言之，当S1指示000和001之外的任何值时，所接收的P1码元指示信号(FEF)与仅接收T2帧的当前接收装置是不兼容的。

当S2的LSB(最低有效位)是0时，其表示所接收的信号是“非混合”，但当S2的LSB是1时，其表示所接收的信号是“混合”。这里，非混合表示当前正接收的信号的P1是持续相同的，而混合表示当前正接收的信号的P1在每个不同的帧中是不同的，并且也包括T2帧的前导码。

因此，如果检查在某个时间点接收的P1码元的S1和S2，则接收信号必定对应于以下模式中的一个：

A.正在接收一个T2帧(S1：T2，S2：非混合)；

B.从T2帧和FEF的复用信号内，正在接收T2帧(S1：T2，S2：混合)；

C.正在接收除了T2帧以外的部分(S1：非T2，S2：非混合)；以及

D.从在T2帧和FEF的复用信号内，正在接收FEF(S1：非T2，S2：混合)。

简而言之，通过检查P1码元的S1和S2，可以执行T2帧和FEF之间的辨别(T2/FEF)。

接收装置的配置的示例

图6是示出已知接收装置的配置的示例的框图。

参考图6，所示的接收装置1包括重采样器11、载波频率校正部分12、P1处理部分13、GI相关性计算部分14、FFT计算部分15、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17、采样误差检测部分18、校正控制部分19、另一校正控制部分20、均衡处理部分21、误差校正部分22和P2处理部分23。

对于接收装置1的未示出的正交解调部分，将从发送装置发送的OFDM信号的IF(中间频率)信号输入其中。正交解调装置使用预定频率(即，载波频率)的载波理想地为与在发送装置中使用的载波相同的载波以及与该载波正交的信号，来数字地正交地解调输入到其的OFDM信号。正交解调装置输出作为数字正交解调的结果而获得的基带的OFDM信号作为解调结果。

因此，作为解调结果输出的信号在执行由下文描述的FFT计算部分15进行的FFT计算之前是时域信号，即，在发送侧对IQ星座上的紧挨着通过一个子载波发送的数据的码元之后的时域信号进行IFFT计算。

通过未示出的A/D转换部分将作为解调结果输出的OFDM时域信号提供并转换成数字信号，并且然后其被输出到重采样器11。OFDM时域信号是通过复数表示的复合信号，其包括：实轴分量，即I(同相)分量；以及虚轴分量，即Q(正交相位)分量。因而，通过两个箭头标记来表示在重采样器11之后复合信号被输入到的电路块。重采样器11精确地调整以数字信号形式的解调结构，以使得采样速率与发送装置的时钟同步。

载波频率校正部分12对从重采样器11输出的信号执行载波频率校正。从载波频率校正部分12输出的信号被输入到P1处理部分13、GI相关性计算部分14和FFT计算部分15。

P1处理部分13是获取从载波频率校正部分12输出的并且与P1的OFDM码元相对应的信号以及执行触发位置、精细偏移和粗略偏远等的检测的功能块。此外，P1处理部分13能够辨别当前正接收的信号是否是T2帧。表示所检测的触发信号的信号被输出到FFT计算部分15，并且精细偏移的检测值(也被称为精细检测值)和粗略偏移的检测值(也被称为粗略检测值)被输出到校正控制部分19。

这里，精细偏移是精细的OFDM子载波内的偏移，而粗略偏移是等于粗略的OFDM子载波间隔的偏移。具体地，具有精细偏移的校正比具有粗略偏移的校正更精细，并且具有粗略偏移的校正比具有精细偏移的校正更粗略。

GI相关性计算部分14从自载波频率校正部分12输出的信号中获取保护间隔，并且使用保护间隔的相关性来检测触发位置和精细偏移。表示触发位置的信号被输出到FFT计算部分15，且精细检测值被输出到校正控制部分19。

FFT计算部分15是基于从P1处理部分13和GI相关性计算部分14提供的且每一个表示触发位置的信号对OFDM码元执行FFT计算的功能块。FFT计算部分15依据触发位置从OFDM时域信号中提取与FFT大小相对应的OFDM时域信号的采样值，并且执行FFT计算。

结果，从配置在OFDM时域信号中包括的一个OFDM码元的那些码元，提取去除保护间隔的码元的的有效码元长度的码元作为FFT间隔的OFDM时域信号并且将其用于FFT计算。

通过由FFT计算部分15进行的OFDM时域信号的FFT计算，获得从子载波发送的信息，即，表示IQ星座上的码元的OFDM信号。

应注意，通过OFDM时域信号的FFT计算获得的OFDM信号是频域中的信号，在下文中也被称为OFDM频域信号。

将FFT计算部分15的计算结果输出到均衡处理部分21、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17和采样误差检测部分18。

精细误差检测部分16使用通过FFT计算获得的OFDM频域信号的OFDM导频的码元间相位差来最新检测精细偏移，并且将精细检测值输出到校正控制部分19。

粗略误差检测部分17使用通过FFT计算获得的OFDM频域信号的OFDM导频的调制模式是已知的事实来最新检测粗略偏移，并且将粗略检测值输出到校正控制部分19。

应注意，通过P1处理部分13检测的精细检测值在下文中被称为P1精细检测值，并且通过P1处理部分13检测的粗略检测值在下文中被称为P1粗略检测值。通过GI相关性计算部分14检测的精细检测值在下文中被称为GI精细检测值。此外，通过精细误差检测部分16检测的精细检测值在下文中被称为导频精细检测值，并且通过粗略误差检测部分17检测的粗略检测值在下文中被称为导频粗略检测值。

采样误差检测部分18基于通过FFT计算获得的OFDM频域信号检测采样误差，并且将误差检测值输出到校正控制部分20。

校正控制部分19基于来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值和来自精细误差检测部分16的导频精细检测值校正来自P1处理部分13的P1精细检测值的误差。此外，校正控制部分19基于来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值校正来自P1处理部分13的P1粗略校正值的误差。然后，校正控制部分19通过检测值的校正生成载波频率校正值，并且将载波频率校正值输出到载波频率校正部分12。

校正控制部分20基于来自采样误差检测部分18的误差校正值控制重采样器11的操作。

均衡处理部分21基于OFDM频域信号的OFDM码元中包括的导频码元，依据发送信道的特性执行均衡过程。例如，均衡处理部分21能够通过按估计的传输线特性对在FFT计算之后的信号执行复分来对发送到其的信号执行均衡。将通过均衡处理部分21均衡的信号输出到误差校正部分22。

误差校正部分22对于通过发送侧交织的信号执行解交织过程，并且将结果信号输出到P2处理部分23和随后级上的电路。

P2处理部分23获取与P2的OFDM码元相对应的信号，并且对L1前置信令和L1后置信令执行解码。通过解码获得的L1前置信令和L1后置信令的信息用于对数据的码元的解调等。

发明内容

在接收装置开始解调并且P1码元指示“混合”的情况下，正接收的信号包括交替地发送到其的一个FET和n个T2帧。尽管接收装置应忽略FEF间隔，但是关于这一点，每次检测P1时必须在开始解调时执行当前正接收的信号是否是FEF的判定。尽管通过读取包括在P1码元中的S1的信息来执行该判定，但是为了读取S1的信息，需要诸如上面所述的固定过程并且需要固定的时间段。

具体地，在接收装置中，能够相对早地执行指示T2帧或FEF的前部位置的P1码元的检测。然而，由于对于在检测P1码元判定P1码元之后的帧是T2帧还是FEF需要固定的时间段，所以在其中不知道之后的帧是T2帧还是FEF的状态继续。在该时间段期间，约束要由接收装置执行的各种操作。

例如，在接收装置1中，将通过GI相关性计算部分14、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17、采样误差检测部分18等检测的检测值反馈回到校正控制部分19和校正控制部分20，以执行校正。

然而，如果当输入类似FEF的不是T2帧的信号而是正常的OFDM信号时执行反馈校正，则接收后一输入信号但是不作为正常信号，并且反馈循环失败，导致稍后的解调可能变得困难的可能性。

此外，使用由GI相关性计算部分14、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17、采样误差检测部分18等获得的检测值来执行的载波频率校正和采样频率校正是以输入了T2帧(即，正常的OFDM信号)的假设为前提的。因此，如果不能辨别当前正接收的信号是T2帧还是FEF，则实际上难以执行诸如上面所述的校正。

在完成T2/FEF的判定之前所需的时间段，即，在获得S1和S2之前的时间段，依赖于安装方法和其中使用P1码元执行粗略载波频率校正的范围。例如，在安装方法使用小规模电路或其中执行粗略载波频率校正的范围被取得宽的情况下，则在完成T2/FEF的判定之前需要长的时间段。

在该实例中，即使意在使用在T2帧的前部存在的多于一个的P2码元的导频来执行校正，也存在在完成T2/FEF的判定的时间点部分P2码元已通过的可能性。这使得校正失效。换句话说，在完成T2/FEF的判定之前所需的时间长的情况下，难以使用P2执行过程，结果，难以正常地解码在T2帧中包括的数据。

因此，希望提供一种即使在要接收包括除了T2帧之外的信号的信号的情况下在开始接收时也能够实现稳定性和抗噪性能的改进的接收装置、接收方法及接收系统。

根据本发明的第一实施例，提供了一种接收装置，包括：第一获取部件，用于接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；检测部件，用于使用信号检测用于校正信号的值；以及校正部件，用于如果基于由第一获取部件获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用由检测部件检测的值校正信号。

在基于由第一获取部件获取的前导码信号判定信号不是第一信号的情况下，校正部件可以丢弃由检测装置检测的值。

在判定信号是第一信号的情况下，校正部件可以在由第一获取部件获取下一个前导码信号之前使用由检测部件检测的值校正信号，但是在判定信号不是第一信号的情况下，校正装置可以在由第一获取部件获取下一个前导码信号之前丢弃由检测部件检测的值。

接收部件可以进一步包括：第二获取部件，用于当信号是第一信号时从信号中获取在前导码信号之后的不同的前导码信号；以及处理禁止部件，用于基于在由第二获取部件获取的不同的前导码信号中包括的第二信号的信息禁止检测部件的检测过程。

第二信号的信息可以是在信号的第二信号的间隔之间的长度和距离。

检测部件可以检测基于在信号中包括的保护间隔相关性的精细载波位移量、基于在信号中包括的导频信号的精细载波位移量、或粗略载波位移量或采样误差量，作为用于校正信号的值。

根据本发明的第一实施例，还提供一种接收方法，包括步骤：接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；使用信号检测用于校正信号的值；以及如果基于所获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用所检测的值校正信号。

根据本发明的第二实施例，提供了一种接收系统，包括：获取部分，适于通过传输线获取信号；以及传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于对通过传输线获取的信号的解调过程，通过传输线获取的信号包括第一信号和第二信号中的至少一个，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构，传输线解码处理部分包括：获取部件，用于从信号中获取前导码信号；检测部件，用于使用信号检测用于校正信号的值；以及校正部件，用于如果基于由获取部件获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用由检测部件检测的值校正信号。

根据本发明的第三实施例，提供了一种接收系统，包括：传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于对通过传输线获取的信号的解调过程；以及信息源解码处理部分，适于执行信息源解码过程，至少包括将压缩信息解压缩成用于对其执行传输线解码过程的信号的原始信息的过程，通过传输线获取的信号包括第一信号和第二信号中的至少一个，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构，传输线解码处理部分包括：获取部件，用于从信号获取前导码信号；检测部件，用于使用信号检测用于校正信号的值；以及校正部件，用于如果基于由获取部件获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用由检测部件检测的值校正信号。

根据本发明的第四实施例，提供了一种接收系统，包括：传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于通过对传输线获取的信号的解调过程；以及输出部分，适于基于对其执行传输线解码过程的信号输出图像或声音，通过传输线获取的信号包括第一信号和第二信号中的至少一个，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构，传输线解码处理部分包括：获取部件，用于从信号获取前导码信号；检测部件，用于使用信号检测用于校正信号的值；以及校正部件，用于如果基于由获取部件获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用由检测部件检测的值校正信号。

根据本发明的第五实施例，提供了一种接收系统，包括：传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于对通过传输线获取的信号的解调过程；以及记录部分，适于记录对其执行传输线解码过程的信号，通过传输线获取的信号包括第一信号和第二信号中的至少一个，第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构，传输线解码处理部分包括：获取部件，用于从信号获取前导码信号；检测部件，用于使用信号检测用于校正信号的值；以及校正部件，用于如果基于由获取部件获取的前导码信号判定信号是第一信号，则使用由检测部件检测的值校正信号。

在根据第一实施例的接收装置和接收方法以及第二至第五实施例的接收系统中，接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构。然后，从所接收的信号中获取前导码信号，并且使用所述信号检测用于校正所述信号的值。然后，如果基于所获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用所检测的值校正所述信号。

利用接收装置和方法以及接收系统，而且在接收包括不同于T2帧的信号的信号的情况下，可以实现在接收的开始时的稳定性和抗噪性能的改进。

附图说明

图1是图示DVB-T2的帧配置的图解；

图2是图示T2帧的格式的图解；

图3是图示FEF的格式的图解；

图4是图示P1码元的配置的图解；

图5A和图5B是图示在P1码元中包括的S1和S2的视图；

图6是示出已知接收装置的配置的示例的框图；

图7是示出应用本发明的实施例的接收装置的配置的示例的框图；

图8是示出图7中所示的P1处理部分的配置的框图；

图9是示出图8中所示的相关性值计算部分的配置的框图；

图10和图11是图示在图9的相关性值计算部分的几个组件处获得的信号的不同示例的时序图；

图12是图示P1码元的OFDM信号的功率的图解；

图13和图14是图示在初始扫描时的过程的流程图；

图15是图示在初始扫描时T2/FEF辨别部分的过程的流程图；

图16是图示校正控制部分的校正控制过程的流程图；

图17是图示在获得T2/FEF的判定结果之前的时间段的图解；

图18是图示应用检测值的定时的图解；

图19是图示误差的检测和检测值的应用的定时的时序图；

图20、图21和图22分别是示出根据本发明的第一、第二和第三实施例的接收系统的配置的示例的框图；以及

图23是示出计算机的硬件的配置的示例的框图。

具体实施方式

接收装置的配置的示例

图7示出了应用本发明的实施例的接收装置51的配置的示例。在图7中所示的配置中，用相同的参考码元表示与在图6的接收装置1中所示的配置相对应的配置，并且将适当地省略重叠描述。

参考图7，所示的接收装置51包括重采样器11、载波频率校正部分12、GI相关性计算部分14、FFT计算部分15、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17、采样误差检测部分18、均衡处理部分21、误差校正部分22和P2处理部分23，这些部分类似于上面参考图6描述的接收装置1的那些部分。

图7的接收装置51与图6的接收装置1的不同之处在于其包括分别替代处理部分13、校正控制部分19和校正控制部分20的P1处理部分61、校正控制部分62和另一校正控制部分63，并且其额外包括标记生成部分64。

P1处理部分61使用P1码元中包括的S1和S2来判定当前正接收的信号是T2帧还是FEF(未来扩展帧)。然后，P1处理部分61将表示作为判定结果的T2/FEF判定结果的信号输出到校正控制部分62和校正控制部分63。

对于校正控制部分62，来自P1处理部分13的P1精细检测值和P1粗略检测值、来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值、来自精细误差检测部分16的导频精细检测值和来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值被输入到其中作为用于校正的值。

校正控制部分62从输入到其中的检测值当中立即应用来自P1处理部分13的P1精细检测值和P1粗略检测值。另一方面，校正控制部分62保留其它检测值一段时间(once)，并且仅在来自P1处理部分61的T2/FEF判定结果指示T2帧的情况下应用它们。然而，当T2/FEF判定结果不指示T2帧时，丢弃检测值。

具体地，校正控制部分62基于输入到其中的检测值当中的由实线指示的来自P1处理部分13的P1精细检测值和P1粗略检测值而生成要用于校正载波频率的误差的载波频率校正值。然后，校正控制部分62将所生成的载波频率校正值输出到载波频率校正部分12。

相反，即使输入了由间歇的长短虚线指示的来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值、来自精细误差检测部分16的导频精细检测值和来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值，校正控制部分62也保持它们一段时间。然后，如果从P1处理部分61输入表示T2/FEF判定结果的信号，则校正控制部分62执行T2/FEF判定。然后，当T2/FEF判定结果指示T2帧时，校正控制部分62也使用保留在其中的GI精细检测值、导频精细检测值和导频粗略检测值等来生成载波频率校正值。另一方面，如果T2/FEF判定结果不指示T2帧，则校正控制部分62不使用保留在其中的GI精细检测值、导频精细检测值和导频粗略检测值，而是例如丢弃它们。所描述的操作继续，直到检测到下一个P1码元。

对于校正控制部分63，输入来自采样误差检测部分18的误差检测值，作为要用于校正的值。

而且，校正控制部分63保持由交替的长短虚线指示的误差检测值一段时间。如果如通过粗线指示的，从P1处理部分61输入表示T2/FEF判定结果的信号，则校正控制部分63执行T2/FEF判定。仅当来自P1处理部分61的T2/FEF判定结果指示T2帧时，校正控制部分63才应用保留在其中的误差检测值来生成采样误差校正值。另一方面，如果T2/FEF判定结果不指示T2帧，则校正控制部分63不使用保留在其中的误差检测值来生成采样误差校正值，而是丢弃它们。所描述的操作继续，直到检测到下一个P1码元。

应注意，在图7中，表示对块的输入的虚线表示标记的信号，该标记表示使能或禁止控制该块操作或不操作，并且每个块从前一级与OFDM时域信号的I分量和Q分量一起接收标记信号，并且将标记信号与I和Q分量一起输出到后一级。通过从未示出的前一级输入的信号，关于应当从而处理输入的信号中的哪一个来控制接收装置51的每个组件。

标记生成部分64被插入在载波频率校正部分12和FFT计算部分15之间，并且如果其从P2处理部分23没有接收到任何输入信号，则其将来自前一级的表示使能或禁止的信号原样地与OFDM时域信号输出到后一级。如果从P2处理部分23输入了FEF间隔和FEF长度的值，则标记生成部分64判定所输入的OFDM时域信号是混合的，并且判定该信号的哪个范围是FEF。当信号在FEF的范围内时，标记生成部分64生成表示禁止的标记，并且将所生成的标记信号与OFDM时域信号一起输出到后一级上的块。

因此，在从标记生成部分64输出禁止信号到后一级上的块的情况下，不将来自标记生成部分64后一级上的块的检测值输入到校正控制部分62和63。换句话说，在该实例中，校正控制部分62和63不使用来自标记生成部分64后一级上的块的检测值执行处理。

图7中所示的P2处理部分23获取与P2的OFDM码元相对应的信号，并且执行L1前置信令和L1后置信令的解码。然后，P2处理部分23将在通过解码获得的L1前置信令内的FEF间隔和FEF长度的值输出到标记生成部分64。

P1处理部分的配置的示例

图8示出了P1处理部分的配置的示例。

P1处理部分61包括P1检测部分71、延迟部分72、频率校正部分73、FFT计算部分74、CDS(载波分布序列)相关性计算部分75、解码部分76和控制部分77。P1检测部分71包括相关性值计算部分71A，且解码部分76包括粗略校正/解扰处理部分81、DBPSK解调部分82、S1解码部分83和S2解码部分84。控制部分77包括T2/FEF辨别部分77A。

将来自载波频率校正部分12的OFDM信号作为输入信号提供给P1检测部分71和延迟部分72。输入信号是包括实轴分量(即I分量)和虚轴分量(即Q分量)的复信号。在执行FFT计算之前，输入信号是OFDM信号。

P1检测部分71的相关性值计算部分71A对于输入信号的每个间隔计算相关性值以检测P1码元。下面参考图9详细描述由相关性值计算部分71A执行的相关性值的计算的细节。

如果基于对于每个间隔的相关性值检测P1码元，则P1检测部分71通过参考P1码元的位置设置用于FFT计算的开始位置，并且将表示所设置的位置(即触发位置)的信号输出到FFT计算部分74。还将表示触发位置的信号输出到图7的FFT计算部分15。

此外，P1检测部分71检测载波间隔内的频率误差，即精细载波频率偏移，并且将作为表示频率误差的信息的P1精细检测值输出到频率校正部分73。根据DVB-T2标准的实施指南(ETSI TR 102 831：IG)，P1码元使得能够检测准确度为±0.5×子载波间隔的“精细”频率误差。P1精细检测值也被输出到校正控制部分62。

延迟部分72将作为对其的输入信号而提供的OFDM信号延迟由P1检测部分71检测P1码元所需的时间段等，并且将延迟后的OFDM信号输出到频率校正部分73。

频率校正部分73基于从P1检测部分71提供到其的P1精细检测值校正从延迟部分72提供到其的OFDM信号的频率误差，并且将校正之后的OFDM信号输出到FFT计算部分74。

利用由P1检测部分71设置的触发位置作为开始位置，FFT计算部分74对从频率校正部分73提供到其的OFDM信号(即，有效码元长度的码元)执行FFT计算。通过FFT计算，获得表示通过子载波发送的数据的OFDM信号，即，在IQ星座上的码元。将通过执行FFT计算获得的频域中的OFDM信号提供给CDS相关性计算部分75。

CDS相关性计算部分75计算在具有从CDS相关性计算部分75提供到其的OFDM信号的电功率的子载波的串和已知的串(CDS)之间的相关性值。在通过对P1码元的信号执行FFT计算而获得的频域中的OFDM信号中，具有电功率的子载波仅被分发到通过已知的串确定的频率。在下文中参考图12描述已知的串的细节。

CDS相关性计算部分75基于所计算的相关性值检测P1码元。例如，CDS相关性计算部分75将具有以下电功率的子载波的串的间隔检测为P1码元的间隔：即，在该电功率处具有已知的串的相关性值展示最大值。

在下面的描述中，将对于通过P1检测部分71的相关性值计算部分71A计算的时域中的OFDM信号的每个间隔的相关性值称为信号间隔相关性值，并且将通过CDS相关性计算部分75计算的相关性值称为CDS相关性值。此外，将信号间隔相关性值的最大值称为信号间隔相关性峰值，并且将CDS相关性值的最大值称为CDS相关性峰值。

此外，在从FFT计算部分74提供的OFDM信号是P1码元的信号的情况下，CDS相关性计算部分75检测对于每个载波的频率误差，即粗略载波频率偏移。根据DVB-T2标准的实施指南(ETSI TR 102 831：IG)，能够利用与已知的串的P1码元的相关性来以子载波间隔为单位检测“粗略”频率误差。

CDS相关性计算部分75将在FFT计算之后的OFDM信号和作为表示所检测的频率误差的信息的P1粗略校正值输出到粗略校正/解扰处理部分81。该P1粗略检测值也被输出到图7的校正控制部分62。

粗略校正/解扰处理部分81基于粗略校正值校正从CDS相关性计算部分75提供到其的OFDM信号的频率误差，并且将通过应用诸如解扰的处理而获得的OFDM信号输出到DBPSK解调部分82。

DBPSK解调部分82向从粗略校正/解扰处理部分81提供到其的OFDM信号应用DBPSK解调。DBPSK解调部分82将在来自通过DBPSK解调获得的信号点的串内的P1码元中包括的S1的部分的串输出到S1解码部分83，并且将S2的部分的串输出到S2解码部分84。应注意，可以将通过DBPSK解调的结果的硬判定获得的0和1的位串从DBPSK解调部分82输出，并且用于对S1和S2的解码。

S1解码部分83计算在从DBPSK解调部分82提供到其的信号点的串和与在DVB-T2标准中规定的3位的S1相对应的8个不同的已知序列的各个序列之间的相关性值。S1解码部分83选择与从8个不同的已知序列中确定最大相关性值的一个序列相对应的3位的值作为S1，并且输出该3位S1值。

S2解码部分84计算在从DBPSK解调部分82提供到其的信号点的串和与在DVB-T2标准中规定的4位的S2相对应的16个不同的已知序列的各个序列之间的相关性值。S2解码部分84选择与从16个不同的已知序列中确定最大相关性值的一个序列相对应的4位的值作为S2，并且输出该4位S2值。

基于从S1解码部分83输出的S1和从S2解码部分84输出的S2，由后一级处的电路执行各种处理。从S1解码部分83输出的S1和从S2解码部分84输出的S2也被输出到控制部分77的T2/FEF辨别部分77A。

控制部分77控制包括图8中所示的配置的整个接收装置1的操作。例如，通过控制部分77控制要接收的信道。控制部分77的T2/FEF辨别部分77A使用从S1解码部分83输出的S1和从S2解码部分84输出的S2来判定当前正接收的信号是T2帧还是FEF。然后，控制部分77将表示T2/TFT判定的结果的信号输出到图7的校正控制部分62和63。

相关性值计算部分的配置的示例

图9示出了P1检测部分71的相关性值计算部分71A的配置。

更具体地，图9示出了用于确定来自相关性值计算部分71A的配置内的I分量的相关性值的配置。而且，用于Q分量的相关性值的配置类似于图9中所示的配置。

相关性值计算部分71A包括频移部分91、延迟部分92、乘法部分93、移动平均计算部分94、另一延迟部分95、又一延迟部分96、另一乘法部分97、另一移动平均计算部分98以及又一乘法部分99。相关性值计算部分71A的块执行在对于输入到其的OFDM信号的每个预定间隔的处理对象的间隔上持续改变的处理。

频移部分91将输入信号乘以信号e^-j2nfSHt，以执行输入信号的频率转换，使得可以将输入信号的频率降低频率f_SH。在处理对象的间隔是P1码元的间隔的情况下，图4中的信号C和信号B的频率变得等于复制源的信号的频率。如上面参考图4所描述的，复制到配置P1码元的有效码元的前部侧的信号C具有从复制源的信号的频率升高了频率f_SH的频率。同时，复制到有效码元的后部侧的信号B具有从复制源的信号的频率升高了频率f_SH的频率。

频移部分91将频率转换之后的输入信号输出到延迟部分92和乘法部分97。

延迟部分92将从频移部分91提供到其的输入信号延迟与P1码元的信号C的时间段或长度相等的时间段T_C，并且将延迟后的信号输出到乘法部分93。

乘法部分93将输入信号s1乘以从延迟部分92提供到其的信号s2，并且将表示乘法的结果的信号输出到移动平均计算部分94。

移动平均计算部分94确定来自乘法部分93的乘法结果的移动平均值，并且将表示所确定的移动平均值的信号作为表示相关性值的信号s4输出到延迟部分95。

延迟部分95将从移动平均计算部分94提供到其的信号s4进行延迟，以使得可以将要从该延迟部分95自身输出的信号s6与从移动平均计算部分98输出的信号s5同时输入到乘法部分99。延迟部分95将延迟之后的信号s6输出到乘法部分99。

延迟部分96将到其的输入信号延迟与P1码元的信号B的时间段相等的时间段Tb，并且将延迟后的信号s3输出到乘法部分97。

乘法部分97将从频移部分91提供到其的信号和从延迟部分96提供到其的信号s3相乘，并且将表示乘法的结果的信号输出到移动平均计算部分98。

移动平均计算部分98确定乘法部分97的乘法结果的移动平均值，并且将表示所确定的移动平均值的信号作为表示相关性值的信号s5输出到乘法部分99。

乘法部分99将从延迟部分95提供到其的信号s6和从移动平均计算部分98提供到其的信号s5相乘，并且输出表示乘法的结果的信号s7。基于从乘法部分99输出的信号，P1检测部分71的未示出的剩余配置确定作为相关性值的峰值的信号间隔相关性峰值、FFT的触发位置和P1精细相关性值，并且将它们提供到相关的块。

图10图示了通过图9的块获得的信号的示例。

在图10的前部级上图示的信号是作为到图9的相关性值计算部分71A的输入信号而输入的P1码元的信号。当输入其前部位于信号C的开始位置处的信号s1时，从延迟部分92输出在第二级上图示的信号s2。此外，从延迟部分96输出在第三级上图示的信号s3。信号s2是通过将输入信号s1延迟时间段T_C获得的信号，并且信号s3是通过将输入信号s1延迟时间段Tb获得的信号。

通过乘法部分93来计算在顶级上图示的信号s1和在第二级上图示的信号s2的乘法，并且通过移动平均计算部分94来计算乘法的结果的移动平均值。因此，获得具有诸如在信号s3下面图示的波形的信号s4。

如在图10中看到的，信号s4具有下面的波形：其在从输入信号的有效码元A的开始位置(其是信号C的结束位置)的Tc间隔内展示增加，并且然后在Tr-Tc的时段内展示固定值，之后其在Tc的时段内指示降低。Tr是如在图11的右侧看到的有效码元A的长度。

此外，通过乘法部分97来计算在最高级上图示的信号s1和在第三级上图示的信号s3的乘法，并且通过移动平均计算部分98来计算乘法的结果的移动平均值。因此，获得具有诸如在信号s4下面图示的波形的信号s5。

信号s5具有下面的波形：其在从输入信号的有效码元A的结束位置(其是信号B的开始位置)的Tb间隔内展示增加，并且然后在Tr-Tb的时段内展示固定值，之后其在Tb的时段内指示降低。

图11图示了表示在输入信号和被延迟Tc的延迟后的输入信号之间的相关性值的信号，以及表示在输入信号和被延迟Tb的延迟后的输入信号之间的相关性值的另一信号。图11进一步图示了表示通过两个信号的乘法而获得的相关性值的信号，即信号间隔相关性值。

在通过延迟部分95将图10的信号s4延迟Ta的情况下，获得在图11的顶级上图示的信号s6。通过乘法部分99来执行信号s6和s5的乘法，并且因此获得在底级上图示的信号s7。应注意，在图11中，k的值是30个采样，并且由2k来表示在信号C的时间段Tc和信号B的时间段Tb之间的差。

具体地，在图8的P1检测部分71中，基于由相关性值计算部分71A确定的图11的信号s7而检测到的信号间隔相关性峰值的位置被设置为T2帧的前部。

图12图示了P1码元的OFDM信号的电功率。

参考图12，横坐标轴表示作为频率的载波索引，并且纵坐标轴表示子载波的电功率。向上指向的箭头标记指示子载波，相对长的箭头标记表示有数据分配给其的具有电功率的子载波，即活动载波，而相对短的箭头标记表示没有数据分配给其的不具有电功率的子载波，即未使用载波。

如从图12所看到的，P1码元的OFDM信号具有853个子载波作为有效子载波，并且根据DVB-T2标准，数据被施加到该853个子载波中的384个子载波。

CDS相关性计算部分75使用诸如刚刚描述的已知串来计算CDS相关性值，并且检测展示与已知串的最大相关性值并且具有电功率的子载波的间隔，作为P1码元的间隔。

DBPSK解调部分82对从粗略校正/解扰处理部分81提供到其的OFDM信号执行DBPSK解调，以获得信号点的串，并且然后将信号点的串内的、在P1码元中包括的S1部分的串输出到S1解码部分83，同时将S2部分的串输出到S2解码部分84。应注意，可以从DBPSK解调部分82输出通过DBPSK解调结果的硬判定获得的1和0的位串，并且将其用于对S1和S2的解码。

初始扫描的流程

这里，参考图13和14的流程图来描述由接收装置51执行的初始扫描时的处理。

图13和图14具体地图示了在DBB-T2标准的实施指南(ETSI TR 102831：IG)的索引图74中描述的初始扫描时的处理。执行初始扫描，以判定T2/FEF等，例如当电力提供首次可用时、当信道改变时等。

首先，在步骤S1，控制部分77控制未示出的调谐器来从诸如6MHz、7MHz、8MHz等的多个带宽中选择要接收的信道的信道宽度。

在步骤S2，控制部分77设置要接收的信道的中心频率。当选择了信道的信道宽度并设置了带宽的信道的中心频率时，OFDM信号被输入到P1检测部分71和延迟部分72。

在步骤S3，P1检测部分71通过相关性值计算部分71A对输入信号的每个间隔计算信号间隔相关性值，并且执行P1码元的检测。

在步骤S4，P1检测部分71确定是否检测到P1码元。例如，如果在预定的间隔内检测到等于或高于阈值的信号间隔相关性峰值，则P1检测部分71判定检测到P1码元。

如果在步骤S4判定检测到P1码元，则在步骤S5，P1检测部分71检测信号间隔相关性值，并且将所检测到的位置设置到T2帧的前部。P1检测部分71参考P1码元、即T2帧的前部的位置设置FFT计算的开始位置，并且将在表示FFT计算的开始位置的触发位置处的信号输出到FFT计算部分74和FFT计算部分15。此外，P1检测部分71检测载波间隔内的频率误差，并且将P1精细检测值输出到频率校正部分73和校正控制部分62。

将通过延迟部分72延迟并且其频率误差被频率校正部分73基于P1精细检测值校正的OFDM信号提供给FFT计算部分74。

在步骤S6，FFT计算部分74基于来自P1检测部分71的触发位置对从频率校正部分73提供的P1码元的OFDM信号执行FFT计算。通过FFT计算获得的频域的OFDM信号被提供给CDS相关性计算部分75。

在步骤S7，CDS相关性计算部分75基于在FFT计算之后的OFDM信号和已知串来计算CDS相关性值。

在步骤S8，CDS相关性计算部分75判定CDS相关性峰值是否等于或高于阈值以及是否检测到P1码元。

如果在步骤S8判定CDS相关性峰值低于阈值或如果在步骤S4判定没有检测到P1码元，则在步骤S9，控制部分77执行超时的判定。

如果在S9判定没有发生超时，则处理返回到步骤S3，以使得重复基于信号间隔相关性值的P1码元的检测。一个T2帧的时间段最大是250ms，并且当通过正在接收的信道发送T2信号时，每250ms检测P1码元一次。因此，如果在步骤S3开始检测P1码元之后的时间段超过等于250ms和裕量的总和的预定时间段，则判定发生超时。然而，如果时间段没有超过预定时间段，则判定没有发生超时。

如果在S9判定发生超时，则控制部分77在步骤S10判定是否剩余还没有被设置的中心频率。

如果在步骤S10判定剩余还没有被设置的中心频率，则处理返回到步骤S2，在此处控制部分77将新的频率设置为中心频率。此外，重复上面描述的过程。

另一方面，如果在步骤S10判定没有剩余还没有被设置的中心频率，则控制部分77在步骤S11判定是否剩余还没有被选择的带宽。

如果在步骤S11判定剩余还没有被选择的带宽，则处理返回到步骤S1，在此处控制部分77选择新的带宽。此后，控制部分77重复上面描述的过程。

另一方面，如果在步骤S11判定没有剩余还未被选择的带宽，则控制部分77结束初始扫描。

如果在步骤S8判定CDS相关性峰值等于或高于阈值并且检测到P1码元，则在步骤S12，CDS相关性计算部分75基于CDS相关性值检测每个载波的频率误差。此外，CDS相关性计算部分75将FFT计算之后的OFDM信号和P1粗略校正值输出到粗略校正/解扰处理部分81。该P1粗略校正值也被输出到校正控制部分62。

在步骤S13，粗略校正/解扰处理部分81基于P1粗略校正值校正OFDM信号的频率误差，并且对OFDM信号执行诸如解扰的过程。

在步骤S14，解码部分76执行对S1和S2的解码。具体地，DBPSK解调部分82对于由粗略校正/解扰处理部分81应用频率误差校正等的OFDM信号执行DBPSK解调。S1解码部分83和S2解码部分84计算从DBPSK解调部分82提供到其的信号部分的串和已知序列之间的相关性值。

在步骤S15，S1解码部分83基于所计算的相关性值选择S1，并且S2解码部分84基于所计算的相关性值选择S2。S1解码部分83选择的S1和S2解码部分84选择的S2也被提供到控制部分77的T2/FEF辨别部分77A。

在步骤S16，控制部分77的T2/FEF辨别部分77A判定由S1解码部分83选择的S1是否是“00X”(其中X是0或者1)。

如上面参考图5A描述的，DVB-T2标准中的S1的3位是“00X”表示包括S1的帧是T2帧。S1的3位是除了“00X”之外的值表示包括S1的帧不是T2帧而是FEF。

如果在步骤S16判定由S1解码部分83选择的S1不是“00X”，则控制部分77的T2/FEF辨别部分77A在步骤S17判定由S2解码部分84选择的S2是否是“XXX1”。

如上面参考图5B描述的，DVB-T2标准中的S2的4位是“XXX1”表示当前正在接收的信道包括混合状态(混合)的T2帧和FEF。具体地，其判定当前正在接收的信号是来自其中混合有T2帧和FEF的信号的FEF。

如果在步骤S16判定由S1解码部分83选择的S1是“00X”或如果在步骤S17判定由S2解码部分84选择的S2是“XXX1”，则继续处理。

例如，如果在步骤S16判定由S1解码部分83选择的S1是“00X”，则判定S2是否是“XXX1”(未示出)。如果所述判决判定S2不是“XXX1”，则其判定当前正接收的信道是仅发送T2信号的信道。另一方面，如果判定S2是“XXX1”，则其判定当前正接收的信道是其中以混合状态包括T2信号和FEF的信道。具体地，判定当前正接收的信号是其中以混合状态包括T2帧和FEF的信号内的T2帧的部分。

此后，在这两者情况下，执行用于获取L1前置信令和L1后置信令的设置过程，诸如检测SISO/MISO的信息和FFE大小的信息以及检测和获取保护间隔，并且获取P2码元。在获取P2码元之后，处理返回到图13的步骤S10，以使得重复在以步骤S10开始的步骤处的过程。

例如，如果在步骤S17判定由S2解码部分84选择的S2是“XXX1”并且然后检测到下一个P1码元，则执行在步骤S5至S15的过程，并且然后其再次判定S1是否是“00X”。如果S1是“00X”，则其判定当前正在接收的信道是否是其中以混合状态包括T2信号和FEF的信道，并且执行用于P2码元获取的上面描述的设置过程。另一方面，如果S1不是“00X”，则处理返回到图13的步骤S10，以使得重复上面描述的过程。

另一方面，如果在步骤S17判定S2不是“XXX1”，则处理返回到图13的步骤S10，并且重复在上面描述的过程。

图15图示了在上面参考图13和14描述的初始扫描时的处理中T2/FEF辨别部分77A的处理。

在步骤S51，T2/FEF辨别部分77A判定由S1解码部分83选择的S1是否是“00X”。如果在步骤S51判定由S1解码部分83选择的S1是“00X”，则T2/FEF辨别部分77A生成表示该信号是T2帧的判断结果，并且将判定结果的信号输出到校正控制部分62和63。

如果在步骤S51判定由S1解码部分选择的S1不是“00X”，则T2/FEF辨别部分77A在步骤S53判定由S2解码部分84选择的S2是否是“XXX1”。

如果在步骤S53判定由S2解码部分84选择的S2是“XXX1”，则T2/FEF辨别部分77A生成表示该信号是FEF的判定结果，并且将表示判定结果的信号输出到校正控制部分62和63。

另一方面，如果在步骤S53判定由S2解码部分84选择的S2不是“XXX1”，则T2/FEF辨别部分77A生成表示该信号既不是T2帧也不是FEF的判定结果，并且将判定结果的信号输出到校正控制部分62和63。

应注意，在图15的示例的上面描述中，在步骤S53判定S2是否是“XXX1”之后，响应于判定的结果，输出表示该信号是否是FEF或是否既不是T2帧也不是FEF的判断结果。然而，由于校正控制部分62和63仅需要辨别至少该信号是否是T2帧，所以当在步骤S51判定S1不是“00X”时，可以输出表示该信号不是T2帧的判断结果。

校正控制部分62和63接收表示判定结果的信号，并且分别以下列方式执行处理。

图16图示了校正控制部分62的校正控制过程。应注意，尽管校正的内容和输入的检测值是不同的，但是校正控制部分63执行基本类似的处理。

当判定在校正控制部分62接收来自P1处理部分61的P1精细检测值时检测到P1码元时，判定开始该过程。此外，校正控制部分62接收来自P1处理部分61的P1精细检测值和P1粗略检测值，并且同时使用它们来生成载波频率校正值。应注意，尽管图7中未示出，但是表示检测到P1码元和替代来自P1处理部分61的P1精细检测值和P1粗略检测值的某个信号也被输入到校正控制部分63。

除非通过标记生成部分64判定该信号是FEF，否则输入来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值、来自精细误差检测部分16的导频精细检测值和来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值。换句话说，如果获取P2码元、并且将FEF间隔和FEF长度的值输入到标记生成部分64并且然后基于P2码元和值判定当前正接收的信号是FEF，则由于没有输入所提及的检测值，所以不执行图16的校正控制过程。

在步骤S71，校正控制部分62保留输入到其的检测值，即来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值、来自精细误差检测部分16的导频精细检测值和来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值。然后，校正控制部分62保留除了P1精细检测值和P1粗略检测值之外的所输入的检测值，直到在步骤S72判定该信号是否是T2帧。

同时，P1处理部分61执行上面参考图13至图15描述的过程，并且从T2/FEF辨别部分77A输入T2/FEF判定结果的信号。校正控制部分62在步骤S72判定T2/FEF判定结果是否表示信号是T2帧，即，当前正接收的信号是否是T2帧。

如果在步骤S72判定当前正接收的信号是T2帧，则处理前进到步骤S73，在该步骤校正控制部分62控制载波频率校正部分12使用所保留的检测值执行校正。

具体地，校正控制部分62使用保留在其中的GI精细检测值、导频精细检测值和导频粗略检测值来生成载波频率校正值，用于通过利用P1精细检测值和P1粗略检测值的校正来进一步校正误差，并且将载波频率校正值提供到载波频率校正部分12。

此后，校正控制部分62可以将持续输入到其的检测值应用于中间校正，直到接收到下一个P1码元并且对于下一个码元开始上面描述的过程，即，图16的过程。

另一方面，如果在步骤S72判定当前正接收的信号是T2帧，则处理进行到步骤S74。在步骤S74，校正控制部分62丢弃保留在其中的GI精细检测值、导频精细检测值和导频粗略检测值，由此结束该处理。换句话说，校正控制部分62待机，直到接收到下一个P1码元并且对于下一个码元开始处理。

图17图示了在获得T2/FEF的判定结果之前的时间段，并且图18图示了用于校正的定时。应注意，在图17和18中，横坐标轴指示时间，三角形标记指示预定的定时。

三角形101指示P1检测部分71检测P1码元的定时，并且与P1检测同时地确定P1精细检测值，并且三角形101指示要开始FFT计算的定时。三角形102-1指示通过74完成FFT计算的定时，并且指示要通过CDS相关性计算部分75确定用于确定P1粗略检测值的CDS相关性计算的定时。换句话说，三角形101和三角形102-1之间的间隔表示FFT处理时间段，尽管其依赖于安装。

三角形102-2指示由CDS相关性计算部分75确定P1粗略检测值的定时。换句话说，三角形102-1和三角形102-2之间的间隔表示P1粗略检测值的检测时间段。应注意该时间段也依赖于安装资源和检测范围。

三角形103指示由T2/FEF辨别部分77A完成根据S1和S2判定T2/FEF的定时。换句话说，三角形101和三角形103之间的间隔表示处理T2/FEF判定的时间段，即，T2/FEF未决定间隔。

尽管由三角形101和三角形102-1之间的间隔表示的FFT处理时间段和由三角形102-1和三角形102-2之间的间隔表示的P1粗略检测值的检测时间段以该方式依赖于安装，但是在它们较长的情况下，由三角形103指示的T2/FEF的判定完成定时变得比P2码元的间隔晚。

因而，在由三角形101表示的确定P1精细检测值的定时处，如图18中所示，利用P1精细检测值执行校正。另一方面，在由三角形101和三角形103之间的间隔表示的其中进行T2/FEF判定的时间段中，仅执行由除了P1处理部分61之外的块进行的误差检测，即，通过GI相关性计算部分14、精细误差检测部分16、粗略误差检测部分17和采样误差检测部分18进行的误差检测。然后，在完成T2/FEF判定的三角形103的定时处，能够根据T2/FEF判定结果知道信号是T2帧。因而，在由三角形103指示的定时之后，校正控制部分62和63应用检测值，其误差是在三角形101和三角形103之间的时间段内检测的。

图19图示了误差的检测和应用检测值的定时。应注意，在图19中，通过相应的参考符号表示与图17和18中的三角形相对应的那些三角形。

在图19的示例中，三角形111至114指示GI精细检测值、导频精细检测值、导频粗略检测值和采样误差检测值的误差检测定时，并且三角形121指示应用检测值的定时。此外，三角形122指示应用P1精细检测值的定时。

具体地，在由三角形101指示的定时检测来自P1处理部分61的P1精细检测值，并且在紧挨着由三角形122指示的定时之后将P1精细检测值应用于载波频率校正。

另一方面，针对来自GI相关性计算部分14的GI精细检测值，在由三角形101和三角形103表示的、其中进行T2/FEF判定的时间段内，如由三角形111-1和111-2指示地执行检测两次。因而，两个GI精细检测值被保留在校正控制部分62中。然后，在完成T2/FEF的判定的三角形103的定时处，根据T2/FEF判定的结果判定信号是T2帧。因而，在由比三角形103的定时稍晚的由三角形121-1指示的定时处，由校正控制部分62将GI精细检测值应用于载波频率校正。应注意，在这之后，如由三角形111-3、111-4和111-5所指示的，GI相关性计算部分14还继续检测GI精细检测值，并且能够在检测到下一个P1码元立即之前应用所检测的GI精细检测值。

针对来自精细误差检测部分16的导频精细检测值，在由三角形101和三角形103表示的、其中进行T2/FEF判定的时间段内，如由三角形112-1指示地执行检测一次。因而，通过检测获得的单个导频精细检测值被保留在校正控制部分62中。然后，在完成T2/FEF的判定的三角形103的定时处，根据T2/FEF判定的结果知道信号是T2帧。因而，在比三角形103的定时稍晚的由三角形121-2指示的定时处，由校正控制部分62将导频精细检测值应用于载波频率校正。应注意，在这之后，如由三角形112-2、112-3和112-4指示的，精细误差检测部分16也继续检测导频精细检测值，并且能够在紧挨着检测到下一个P1码元之前应用所检测的检测值。

针对来自粗略误差检测部分17的导频粗略检测值，在由三角形101和三角形103表示的进行T2/FEF判定的时间段内，如由三角形113-1和113-2指示地执行检测两次。因而，通过检测获得的两个检测值被保留在校正控制部分62中。然后，在完成T2/FEF的判定的三角形103的定时处，根据从T2/FEF判定的结果知道信号是T2帧。因而，在比三角形103的定时稍晚的由三角形121-3指示的定时处，由校正控制部分62将导频粗略检测值应用于载波频率校正。应注意，在这之后，如由三角形113-3、113-4和113-5所指示的，粗略误差检测部分17还继续检测导频粗略检测值，并且能够在检测到下一个P1码元立即之前应用所检测的检测值。

针对来自采样误差检测部分18的误差精细检测值，在三角形101和三角形103之间的进行T2/FEF判定的时间段内，如由三角形114-1指示地执行检测一次。因而，单个误差检测值被保留在校正控制部分63中。然后，在完成T2/FEF的判定的三角形103的定时处，根据从T2/FEF判定的结果知道信号是T2帧。因而，在比三角形103的定时稍晚的由三角形121-4指示的定时处，由校正控制部分63将误差检测值应用于采样误差校正。应注意，在这之后，如由三角形114-2、114-3和114-4指示的，采样检测部分18还继续检测误差检测值，并且能够在紧挨着检测到下一个P1码元之前应用误差检测值。

应注意，在图19的示例中，在由三角形101和三角形103表示的、其中进行T2/FEF判定的时间段内，执行两次GI精细检测值和导频粗略检测值的检测。具体地，在对一个OFDM码元可以检测一次检测值并且在获得S1和S2的值之前提供多于两个OFDM码元的延迟的情况下，能够通过多次获取类似于图19的GI精细检测值和导频粗略检测值的检测值。

这里，利用GI精细检测值、导频精细检测值、导频粗略检测值等的载波频率校正和利用误差检测值的采样频率校正具有能够通过平均累积的检测值来降低噪声的影响的特性。

因此，通过检测值的累积执行平均过程，可以预期到在误差检测值的准确度方面有合理的提高。因此，能够避免在T2/FEF未决定间隔内丢失对误差检测的检测机会。

如上所述，在本实施例中，在T2/FEF未决定间隔内仅执行误差的检测，并且当判定信号是T2帧时，使用检测的值对误差进行校正。

以前，在接收到“混合的”信号的情况下，对于在获取包括在P1导频中的S1和S2的值之前的时间段，存在当前正接收的信号可能是FEF的可能性。因此，载波频率误差的校正和采样频率误差的校正受到约束。

具体而言，因为P2码元包括比普通码元多的导频且这样的导频被以固定间隔插入而不依赖导频模式，所以在利用导频的误差校正中更高准确度的校正最初是可以的。然而，因为其在帧的前部不能判定信号是T2还是FEF，所以这不能被用来对紧挨着开始接收的之后的抗噪性能和稳定的收益(pull in)产生影响。

因而，根据本发明，由于在T2/FEF未决定间隔内也可以类似于正接收到T2帧的情况来执行误差的检测且当判定信号是T2帧时可以应用误差检测值。因此，可以防止或缓和在接收“混合的”信号期间发生的上述这样的约束。

根据前述，也在接收包括除T2帧之外的信号的情况下，能够实现在开始接收后的稳定性和抗噪性能的改进。

应当注意，虽然在上面给出的描述中描述了其中接收包括T2帧和FEF部分中的至少一个的信号的例子，但是本发明不限于T2帧或FEF部分，并且所涉及的信号的数量不限于2个。换句话说，本发明可以被应用于接收包括多个彼此具有不同结构的信号中的至少一个的信号并提取信号的装置。

图20示出应用本发明的实施例的接收装置的接收系统的第一形成配置的示例。

参考图20，所示出的接收系统包括获取部分201、传输线解码处理部分202和信息源解码处理部分203。

获取部分201通过诸如地面数字广播、卫星数字广播、CATV网络、因特网或一些其它网络的传输线获取信号，并将所获取的信号提供给传输线解码处理部分202。

传输线解码处理部分202对由获取部分201通过传输线获取的信号执行包括误差校正的传输线解码处理，并将结果信号提供给信息源解码处理部分203。在图7中示出的接收装置51被包括在传输线解码处理部分202中。

信息源解码处理部分203对执行了传输线解码过程的信号执行解压缩，以将压缩信息解压缩为原始信息，并执行包括用于获取发送对象的数据的过程的信息源解码过程。

具体而言，由获取部分201通过传输线获取的信号有时是压缩编码状态，其中按次序压缩信息以减少图像数据、声音数据和其他数据的数据量。在这个实例中，信息源解码处理部分203对执行了传输线解码过程的信号执行诸如用于将压缩信息解压缩为原始信息的信息源解码过程。

应当注意，如果由获取部分201通过传输线获取的信号不是出于压缩编码状态，则信息源解码处理部分203不执行将压缩信息解压缩为原始信息的过程。这里，解压缩过程例如可以使MPEG解码。同时，除了解压缩过程外，信息源解码过程可以包括解扰等。

图20的接收系统例如可以被应用于用于接收数字电视广播等的电视调谐器。应当注意，获取部分201、传输线解码处理部分202和信息源解码处理部分203中的每个可以被配置为诸如IC(集成电路)的硬件元件或软件模块的单个独立装置。

此外，获取部分201、传输线解码处理部分202和信息源解码处理部分203可以被共同配置为单个独立装置。也可以将获取部分201和传输线解码处理部分202共同配置为单个独立装置，并且也可以将获取部分201和信息源解码处理部分203共同配置为单个独立装置。

图21示出应用本发明的实施例的接收装置的接收系统的第二形成配置的示例。

在图21所示的配置中，用相同的参考标记来表示与在图20中的配置对应的配置，并且将适当省略重复描述。

图21的接收系统与图20所示的接收系统的类似之处在于其包括获取部分201、传输线解码处理部分202和信息源解码处理部分203，但是不同之处在于其额外包括输出部分211。

输出部分211例如可以包括用于显示图像的显示装置和/或用于输出声音的扬声器，并且基于从信息源解码处理部分203输出的信号输出图像、声音等。换句话说，输出部分211显示图像或输出声音。

图21的接收系统例如可以被应用于用于接收作为数字广播的电视广播的电视机、用于接收无线广播的无线接收器等。

应当注意，如果由获取部分201获取的信号不是出于压缩编码状态，则从传输线解码处理部分202输出的信号被直接提供给输出部分211。

图22示出应用本发明的实施例的接收装置的接收系统的第三形成配置的示例。

在图22所示的配置中，用相同的参考标记来表示与在图20中的配置对应的配置，并且将适当省略重复描述。

参照图22，所示的接收系统与图20所示的接收系统的类似之处在于其包括获取部分201和传输线解码处理部分202，但是不同之处在于其不包括信息源解码处理部分203，而额外包括记录部分221。

例如，记录部分221将从传输线解码处理部分202输出的诸如MPEG的TS的TS分组的信号记录在诸如光盘、硬盘或磁盘或闪存的记录或存储介质上或其中。

具有上述这样的配置的图22的接收系统可以例如被应用于用于记录电视广播的记录器装置等。

应当注意，图22的接收系统可以额外包括信息源解码处理部分203，使得由信息源解码处理部分203应用信息源解码过程之后的信号，即，通过解码获得的图像或声音可被记录部分221记录。

虽然可以通过硬件来执行上述一系列过程，但是也可以通过软件来执行。在通过软件来执行所述一系列过程的情况下，从程序记录介质将构造软件的程序安装到合并于用于专用硬件的计算机中或例如通用个人计算机中。

图23示出依据程序执行上述一系列过程的计算机的配置的例子。

参照图23，中央处理单元(CPU)251、只读存储器(ROM)252和随机存取存储器(RAM)253通过总线254而彼此连接。

此外，输入/输出接口255连接到总线254。包括键盘、鼠标等的输入部分256和包括显示单元、扬声器等的输出部分257连接到输入/输出接口255。由硬盘、非易失性存储器等形成的存储部分258、由网络接口等形成的通信部分259和用于驱动可移除介质261的驱动260连接到输入/输出接口255。

在以上述这样的方式配置的计算机中，CPU 251通过输入/输出接口255和总线254例如将记录在记录部分258中的的程序加载到RAM 253，然后执行程序以执行上述一系列过程。

要由CPU 251执行的程序例如被记录在可移除介质261上并与其一起提供，或者通过诸如局域网、因特网或数字广播的有线或无线传输介质而提供，并且被安装到记录部分258中。

应当注意，要由计算机执行的程序可以是按照依据这里所描述的次序的时间序列来执行其处理的程序，或者可以是并行执行或以诸如当其被调用时的必要定时来执行其处理的程序。

虽然已经使用特定术语描述了本发明的优选实施例，但是这样的描述仅仅是示例性目的的，并且应当明白，可以做出改变和变型而不会脱离下述权利要求的精神或范围。

本申请包含与在2009年10月28日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2009-247756中公开的主题相关的主题，其全部内容通过引用而被合并于此。

Claims

1.一种接收装置，包括：

第一获取部件，用于接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；

检测部件，用于使用所述信号检测用于校正所述信号的值；以及

校正部件，用于如果基于由所述第一获取部件获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用由所述检测部件检测的值校正所述信号。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，在基于由所述第一获取部件获取的前导码信号判定所述信号不是第一信号的情况下，所述校正部件丢弃由所述检测装置检测的值。

3.根据权利要求2所述的接收装置，其中，在判定所述信号是第一信号的情况下，所述校正部件在由所述第一获取部件获取下一个前导码信号之前使用由所述检测部件检测的值校正所述信号，但是在判定所述信号不是第一信号的情况下，所述校正装置在由所述第一获取部件获取下一个前导码信号之前丢弃由所述检测部件检测的值。

4.根据权利要求3所述的接收装置，还包括：

第二获取部件，用于当所述信号是第一信号时从所述信号中获取在所述前导码信号之后的不同的前导码信号；以及

处理禁止部件，用于基于在由所述第二获取部件获取的所述不同的前导码信号中包括的所述第二信号的信息禁止所述检测部件的检测过程。

5.根据权利要求4所述的接收装置，其中，所述第二信号的信息是在所述信号的第二信号的间隔之间的长度和距离。

6.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述检测部件检测基于在所述信号中包括的保护间隔相关性的精细载波位移量、基于在所述信号中包括的导频信号的精细载波位移量、或粗略载波位移量或采样误差量，作为用于校正所述信号的值。

7.一种接收方法，包括步骤：

接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；

使用所述信号检测用于校正所述信号的值；以及

如果基于所获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用所检测的值校正所述信号。

8.一种接收系统，包括：

获取部分，适于通过传输线获取信号；以及

传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于对通过所述传输线获取的信号的解调过程；

通过传输线获取的所述信号包括第一信号和第二信号中的至少一个，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；

所述传输线解码处理部分包括：

获取部件，用于从所述信号中获取前导码信号；

检测部件，用于使用所述信号检测用于校正所述信号的值；和

校正部件，用于如果基于由所述获取部件获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用由所述检测部件检测的值校正所述信号。

9.一种接收系统，包括：

传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于通过对传输线获取的信号的解调过程；以及

信息源解码处理部分，适于执行信息源解码过程，至少包括将压缩信息解压缩成用于对其执行传输线解码过程的信号的原始信息的过程；

所述传输线解码处理部分包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；

10.一种接收系统，包括：

输出部分，适于基于对其执行传输线解码过程的信号输出图像或声音；

所述传输线解码处理部分包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；

11.一种接收系统，包括：

传输线解码处理部分，适于执行传输线解码过程，至少包括用于对通过传输线获取的信号的解调过程；以及

记录部分，适于记录对其执行传输线解码过程的信号；

所述传输线解码处理部分包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；

12.一种接收装置，包括：

获取部分，适于接收包括第一信号和第二信号中的至少一个的信号并且从所接收的信号中获取前导码信号，所述第一和第二信号除了具有前导码信号外彼此具有不同的结构；

检测部分，适于使用所述信号检测用于校正所述信号的值；以及

校正部分，适于如果基于由所述获取部分获取的前导码信号判定所述信号是第一信号，则使用由所述检测部分检测的值校正所述信号。

13.一种接收系统，包括：

获取部件，用于通过传输线获取信号；以及

传输线解码处理部件，用于执行传输线解码过程，至少包括用于通过对所述传输线获取的信号的解调过程；

所述传输线解码处理部件包括：

获取部件，用于从所述信号中获取前导码信号；

14.一种接收系统，包括：

传输线解码处理部件，用于执行传输线解码过程，至少包括用于通过对传输线获取的信号的解调过程；以及

信息源解码处理部分，用于执行信息源解码过程，至少包括将压缩信息解压缩成用于对其执行传输线解码过程的信号的原始信息的过程；

所述传输线解码处理部件包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；

15.一种接收系统，包括：

输出部件，用于基于对其执行传输线解码过程的信号输出图像或声音；

所述传输线解码处理部件包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；

16.一种接收系统，包括：

记录部件，用于记录对其执行传输线解码过程的信号；

所述传输线解码处理部件包括：

获取部件，用于从所述信号获取前导码信号；