CN101044704B - 发射器、用于生成多个长前导的方法以及通信装置 - Google Patents

Abstract

描述了一种发射器，其具有确定单元，用于确定多个符号(301)，使得每个符号(301)包括尾部组成部分(302)并且所述多个是以使尾部组成部分(302)基本上相等的方式来确定的；音调产生单元，用于排列所述多个符号(301)，以形成多个长前导(300)，使得所述多个长前导(300)是音调交织的。

Description

发射器、用于生成多个长前导的方法以及通信装置

技术领域

本发明涉及发射器、用于生成多个长前导(long preamble)的方法以及通信装置。

背景技术

随着在MIMO(多输入多输出)系统的实现中引入多天线，OFDM(正交频分复用)系统的传输容量得到了很大的扩展，因为在空间中通信信道的数量得到了成倍的增加。然而，和SISO(单输入单输出)解决方案相比，这种好处是以更复杂的接收器设计为代价而得到的。造成复杂度增加的MIMO结构的直接后果是需要识别更多的空间信道。因此需要更复杂的信道估计方案和更多的导频符号。

在考虑用于信道估计的导频的设计时提出了几个有挑战性的问题。最迫切的问题与提供足够的用于标识每发射与接收天线对之间的所有信道响应的信息有关。更多的前导当然允许更精确的信道估计和更简单的设计，但是由于吞吐量的减少，其应用过于昂贵。开销的过度增加可以完全破坏提高MIMO传输中的数据吞吐量的整体思想。

图1示出了根据现有技术的长前导100。

所述长前导100用于单个天线的情形，包括FFT(快速傅立叶变换)大小N_FFT＝8的三个OFDM符号102，每个OFDM符号包括长度N_CP＝3的已调制符号的循环前缀(保护间隔)101。

在这种常规设计中，在长前导100中为每个OFDM符号102提供一个循环前缀101，以保护其免于符号间干扰(ISI)。

本发明的一个目的是提供一种用于产生长前导的方法，以使与现有技术相比，可以减少长前导传输所必要的传输开销。

所述目的是由一种发射器、用于产生多个长前导的方法和通信装置来实现的，其中，该发射器包括：确定单元，用于确定多个符号，使得每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个符号是以使所述尾部组成部分相等的方式来确定的，其中，所述多个符号是OFDM符号；音调产生单元，用于排列所述多个符号，以形成多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的，所述用于产生多个长前导的方法包括：确定多个符号，使得每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个符号是以使所述尾部组成部分相等的方式来确定的，其中，所述多个符号是OFDM符号；排列所述多个符号，以形成所述多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的，并且该通信装置包括上述发射器。

发明内容

提供了一种发射器，包括确定单元，用于确定多个符号，以使每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个是以使尾部组成部分基本上相等的方式来确定的。所述发射器还包括音调产生单元，用于排列所述多个符号，以形成多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的。

另外，提供了根据如上所述的发射器的用于生成多个长前导的方法和通信装置。

附图说明

图1示出了根据现有技术的长前导。

图2示出了根据本发明一实施例的发射器。

图3示出了根据本发明一实施例的三个长前导。

图4示出了根据本发明一实施例的在长前导传输中的频域功率。

图5示出了根据本发明一实施例的时域值。

图6示出了根据本发明一实施例的时间频率域值。

具体实施方式

示意性地，所述符号是以使其共享公共尾部的方式来确定的，以及长前导是以使其音调交织而产生的。由于公共尾部，不需要长前导中的符号的循环前缀。因此，与现有技术相比，显著地缩短了长前导。特别地，在信道估计需要相对多的长前导符号的MIMO(多输入多输出)系统的情况下，在不损害性能时可以实现传输开销的实质性减少。所述公共尾部可以看作是被吸收到每个长前导中的直观循环前缀。音调交织特性允许在接收器的简单信道估计。

在一个实施例中，为了最佳的信道估计性能，采用迭代方法来满足在频域中单位前导振幅以及空间-时间正交性的要求。在一个实施例中构造模板矢量来作为基础，以便于设计在不同的时间和空间发射的长前导，而不管相应通信系统中的发射与接收天线的数量。

针对发射器描述的实施例类似地适用于所述用于产生多个长前导的方法和所述通信装置。

所述符号在一个实施例中是调制符号。例如，所述符号是OFDM符号。

所述符号是基于将多个频率分解成通带频率和阻带频率来确定的。

在一个实施例中，所述符号是基于根据对所述频率的分解将傅立叶变换矩阵分解成至少两个矩阵来确定的。

所述符号例如是基于确定所述傅立叶变换矩阵所分解成的矩阵之一的零空间(nullspace)来确定的。

所述发射器例如是根据MIMO系统而修改的。

所述通信装置可以修改为基站。所述通信装置还可以修改为移动通信装置。

以下参照附图解释本发明说明性的实施例。

图2示出了根据本发明一实施例的发射器200。

所述发射器200具有根据MIMO(多输入多输出)系统的结构。所述发射器200包括三个发射天线201，每个用于发射多个数据流202之一，其中所述数据流202由一些数据源(未示出)提供给发射器200。可选地，单独一个数据流202可以提供给发射器200，其由发射器200映射为三个不同的数据流。

发射器200包括OFDM(正交频分复用)单元203，其根据OFDM调制来调制由发射天线201发射的子载波，以使得发射对应于数据流202的数据。

发射器200还包括前导生成器，其适合于产生长前导，所述长前导在数据块被发送之前预先挂到(prepended to)数据块。

图3示出了根据本发明一实施例的三个长前导300。

每个所述长前导300是由发射器200的一个发射天线201发送的。所述长前导300后面跟随有要发射的一些数据(对应于相应的数据流202)，也可以在发送长前导300之前发送短前导。

从图3可以看到，在包含于长前导300中的OFDM符号301之间，长前导300不包括明确的循环前缀(保护间隔)。所述OFDM符号301的值以如此方式被调整，使得对应于同一长前导300的所有OFDM符号301共享相同的尾部302。所述尾部302起到正式(official)循环前缀的作用

在图3上部示出的长前导300中，值{6，7，8}既可以看作长度8的每个OFDM 301符号的部分(尾部)，也可以看作随后的OFDM符号301的循环前缀。这种思想应用于每个发射天线201。

在下文中，描述了如何计算长前导300的值。

由矢量t _a，s表示在时域中的第a个发射天线中的第s个OFDM符号，它的频域相当者可以通过以下的离散傅立叶变换(DFT)矩阵F来获得：

f _a，s＝Ft _a，s      (1)

将f _a，s中的元素重新整理为由en，s表示的带通子频率和由O _n，s表示的带阻子频率中，以及注意到t _a，s是由其头部组成部分h _a，s和其尾部组成部分c _a以下面的形式组成：

${\underset{\‾}{t}}_{a,s}=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{h}}_{a,s}\\ {\underset{\‾}{c}}_a\end{array}\right],---\left(2\right)$

则(1)可以在打乱F的行之后重新写为：

$\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{e}}_{a,s}\\ {\underset{\‾}{0}}_{a,s}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{F}}_{a,s}^{\left[11\right]}& {\underset{\‾}{F}}_{a,s}^{\left[12\right]}\\ {\underset{\‾}{F}}_{a,s}^{\left[21\right]}& {\underset{\‾}{F}}_{a,s}^{\left[22\right]}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{h}}_{a,s}\\ {\underset{\‾}{c}}_a\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中F _a，s ^[ij]包括DFT矩阵F的相应组成部分。

由于尾部值为所有OFDM符号所共有，尾部c中的下标没有s。对于具有N_Tx个发射天线和在每个长前导中具有N_sym个OFDM符号的一般MIMO系统，(3)可以重复使用以写出

在这个实施例中，考虑了以下准则：

C1)为了最佳的信道估计性能，长前导功率应该均匀分布到通带中的每个子频率(见[2])，矢量e _n，s中的每个元素因此是复指数。

C2)长前导应该是在频域中音调交织的，使得通带中的不同发射天线上的不同子频率被加载不同的次数。对于最简单的情形，在整个长前导传输中，特定天线上的每个子频率仅仅加载一次。这意味着与矢量e _a，1，e _a，2，…，e _a，Nsym有关的所加载的子频率的所组合的集合等于每个天线a＝1，2，...，N_Tx的通带子频率的集合，以允许根据长前导信息来估计所有的子信道。

例如，在N_FFT＝16、循环前缀长度N_CP＝4且N_Tx＝N_sym＝3的系统中，其中通带覆盖子频率{1，2，3，5，6，10，11，12，13，14，15}和阻带{0，7，8，9}，可选择

|f _1，1|＝|f _2，2|＝|f _3，3|＝[0100100000100100]^T，

|f _1，2|＝|f _2，3|＝|f _3，1|＝[0010010000010010]^T，

|f _1，3|＝|f _2，1|＝|f _3，2|＝[0001001000001001]^T，

这在图4中示出。

图4示出了根据本发明一实施例的在长前导传输中的频域功率。

在图4中示出的九个示意图401至409示出了针对音调交织长前导、在不同子频率、发射天线和时间进行的频域加载。

可以看出，在三OFDM符号持续时间的整个周期中，在每个天线的每个子频率仅仅加载一次，以使得能够进行有效的信道估计。对于所有符号(时间)、在每个天线的所有加载的子频率的并集(union)因此是通带子频率{1，2，3，5，6，10，11，12，13，14，15}的集合。

C3)在同一OFDM符号间隔内，不应在两个不同的天线同时加载子频率，以避免争用和干扰而使得经由不同的天线发射的信号在接收器被累计并变得难区分。参考上面的例子，在发射长前导的第一OFDM符号时，天线1加载子频率{1，4，10，13}，天线2加载子频率{2，5，11，14}和天线3加载子频率{3，6，12，15}，因此没有违背所述条件。

以上所述可以与以下要求合并：如果通带中的每个子频率的长前导值被记录以形成N_sym x N_Tx矩阵，则这个时间-空间矩阵必须是正交的，并且需要每个元素的振幅为一或零。再次参照同一例子，子频率{1，4，10，13}的时间-空间矩阵为

子频率{2，5，11，14}为

且

子频率{3，6，12，15}为

其中*代表一些任意的实值。所有这些矩阵是正交的，并且由具有1或者0振幅的元素形成。

现在的问题是解出h _a，s、e _a，s和c _s，其中a＝1，2，...，N_Tx，s＝1，2，...，N_sym服从正交性约束。

对于天线a，方程(4)与(5)可以用以下紧凑形式表示：

e _a＝A _a x _a    (6)

0＝B _a x _a     (7)

如果在天线a中遍及所述N_sym个OFDM符号的持续时间仅仅加载一次通带中的每个子频率，则通过将天线a中的音调分配的循环移位应用于其它天线可以容易地满足正交性条件。就此而言，仅仅需要考虑一个天线a。以下给出线性方程(7)的解：

x _a＝B _a，⊥ α，    (8)

其中α是任意的，B _a，⊥是B _a的零空间(即B _a，⊥的列形成B _a的零空间的基础)。B _a，⊥可以由矩阵B _a的奇异值分解(SVD)而获得。将(8)代入到(6)中以及定义M＝A _a B _a，⊥得到

e _a＝M _a α    (9)

对于其没有封闭形式的解。实际上，由于所述方程的非线性特性，可能没有解。因此给定M _a并假设e _a中的所有项是复指数，反而更容易得到使以下成本函数最小的矢量

J₁(α)＝|e-Mα|²

＝[α-(M ^H M)^-1 M ^H e]^H(M ^H M)[α-(M ^H M)^-1 M ^H e]+e ^H e-e ^H M(M ^H M)^-1 M ^H e

(10)

为了便于标注，在上面已经省略了下标a。显然，J₁(α)的最小值可以通过设置 $\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\α}}}={\left({\underset{\‾}{M}}^H\underset{\‾}{M}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{M}}^H\underset{\‾}{e}$ 和求下式的最大值来得到：

$J_2\left(\underset{\‾}{e}\right)={\underset{\‾}{e}}^H\underset{\‾}{M}{\left({\underset{\‾}{M}}^H\underset{\‾}{M}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{M}}^H\underset{\‾}{e}---\left(11\right)$

$={\underset{\‾}{e}}^H\underset{\‾}{e}-{\underset{\‾}{e}}^H{\underset{\‾}{U}}_{\⊥}{\underset{\‾}{U}}_{\⊥}^H\underset{\‾}{e}$

其中已经执行了奇异值分解

$\underset{\‾}{M}=\left[\underset{\‾}{U}{\underset{\‾}{U}}_{\⊥}\right]\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{S}\\ \underset{\‾}{0}\end{array}\right]{\underset{\‾}{V}}^H---\left(12\right)$

比较(10)和(11)，显然J₁(α)＝0意味着 ${\underset{\‾}{e}}^H{\underset{\‾}{U}}_{\⊥}{U}_{\⊥}^H\underset{\‾}{e}=0$ 或者

J₃(θ)＝c ^T G _r c+s ^T G _r s+2s ^T G _m c＝0    (13)

其中

c+js＝cosθ+jsinθ＝e    (14)

${\underset{\‾}{G}}_r+j{\underset{\‾}{G}}_m={\underset{\‾}{U}}_{\⊥}{\underset{\‾}{U}}_{\⊥}^H---\left(15\right)$

并且为了标注的简单，已经去掉了c和s中的下标θ。其解可在将(13)扩展为其一级泰勒级数

$J_3\left(\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}\right)\≈J_3\left({\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_0\right)+{\left[\frac{d{J}_3\left(\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}\right)}{d\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}{|}_{\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}={\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_0}\right]}^T\mathrm{\Δ}\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}---\left(16\right)$

以得到最小规范解

${\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_{n+1}={\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_n-\frac{J_3\left({\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_n\right)}{{\left|\frac{d{J}_3\left(\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}\right)}{d\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}{|}_{\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}={\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}_n}\right|}^2},---\left(17\right)$

时使用Newton-Raphson迭代方法来估算，其中

$\frac{d{J}_3\left(\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}\right)}{d\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}=2(\underset{\‾}{C}{\underset{\‾}{G}}_r\underset{\‾}{s}-\underset{\‾}{S}{\underset{\‾}{G}}_r\underset{\‾}{c}+\underset{\‾}{S}{\underset{\‾}{G}}_m\underset{\‾}{s}+\underset{\‾}{C}{\underset{\‾}{G}}_m\underset{\‾}{c})---\left(18\right)$

以及C与S是对角线矩阵，它们的主对角线分别是c与s，并且再次省略了下标θ。

现在使用的上面介绍的一个例子来说明实现所提出的音调交织的长前导所涉及的过程。因此，假定N_FFT＝16，N_CP＝4，N_Tx＝N_sys＝3，通带在子频率{1，2，3，5，6，10，11，12，13，14，15}上而阻带在{0，7，8，9}上。执行以下步骤：

S1)对于音调交织设计，设置

${\underset{\‾}{F}}_{a,1}^{\left[11\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{1,4,10,13}\right\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,2}^{\left[11\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{2,5,11,14}\right\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,3}^{\left[11\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{3,6,12,15}\right\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,}^{\left[21\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{0,2,3,5,6,7,8,9,11,12,14,15}\right\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,2}^{\left[21\right]}=\underset{\‾}{F}\{\mathrm{0,1,3,4},6,\mathrm{7,8,9,10},\mathrm{12,13,15}\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,3}^{\left[21\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{0,1,2,4,5,7,8,9,10,11,13,14}\right\},\{\mathrm{0,1},...,11\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,1}^{\left[12\right]}=\underset{\‾}{F}\{\mathrm{1,4},\mathrm{10,13}\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,2}^{\left[12\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{1,4,10,13}\right\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,3}^{\left[12\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{1,4,10,13}\right\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,1}^{\left[22\right]}=\underset{\‾}{F}\left\{\mathrm{0,2,3,5,6,7,8,9,11,12,14,15}\right\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,2}^{\left[22\right]}=\underset{\‾}{F}\{\mathrm{0,1},\mathrm{3,4,6,7,8,9,10,12,13,15}\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

${\underset{\‾}{F}}_{a,3}^{\left[22\right]}=\underset{\‾}{F}\{\mathrm{0,1,2,4,5,7,8},9,\mathrm{10,13,14}\},\{\mathrm{12,13},...,15\}$

其中F _行，列(上述方程的右手侧)表示由DFT矩阵F的(如下标所规定的)行与列的集合生成的子矩阵。

S2)然后按照(4)与(5)形成(6)与(7)中的矩阵A _a∈□^12×40和B _a∈□^36×40。

S3)然后执行B _a的奇异值分解，其为秩36。零空间矩阵B _a，⊥∈□^40×4可以容易地通过在B _a的对应于4个零奇异值的右奇异矩阵中提取4列来得出。

S4)然后矩阵M＝A _a B _a，⊥∈□^12×4计算为

$M=\left[\begin{array}{cccc}0.1314-0.0656j& 0.0498+0.0640j& -0.0820+0.2557j& 0.4933+0.2236\\ 0.2629-0.2779j& 0.1534-0.3681j& -0.3530-0.2282j& 0.1734-0.0768j\\ -0.3232-0.1455j& 0.2639-0.0042j& -0.1283-0.0616j& 0.0598+0.0469j\\ -0.0101+0.1900j& -0.0842+0.3566j& -0.4363-0.1382j& 0.1316-0.2945j\\ -0.362-0.0994j& -0.2704+0.1212j& -0.2168+0.1434j& 0.0571+0.4973j\\ 0.2859-0.0424j& 0.2388+0.0233j& -0.0252-0.3567j& 0.1752+0.2056j\\ -0.0840-0.4155j& 0.2432+0.2530j& 0.0386+0.0040j& -0.1925+0.0210j\\ -0.3013-0.0169j& -0.2694+0.2126j& -0.0367-0.4315j& -0.1925+0.0210j\\ 0.1290-0.2757j& -0.3740-0.2405j& -0.2904-0.0006j& 0.0848-0.1165j\\ 0.2518+0.0465j& -0.0582+0.1704j& 0.1981-0.1552j& -0.2905-0.1578j\\ 0.3446-0.2602j& 0.0283+0.4322j& -0.0882+0.1392j& -0.1142+0.2943j\\ -0.0759-0.3421j& -0.2172+0.0169j& 0.3478-0.1786j& 0.0531-0.2601j\end{array}\right]$

M的零空间U _⊥∈□^12×8类似地从M的与8个零奇异值相关的右奇异矩阵的8列获得。

S5)按照(15)计算G _r∈□^12×12与G _m∈□^12×12。随机矢量θ ₀∈□^12×1被拟合到(13)、(17)与(18)中，以在n次迭代之后产生θ _n。

S6)然后使用(14)产生矢量θ。参照(4)与(6)，时域前导可以根据 ${\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a={\left({\underset{\‾}{\overset{.}{A}}}_a\right)}^{+}{\underset{\‾}{e}}_a$ 获得，其中上标+表示伪求逆(pseudo-inversion)，并因此

${\underset{\‾}{t}}_{a,1}=\left[\begin{array}{c}{\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{1,2},...,12}\\ {\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{37,38,39,40}}\end{array}\right]$

${\underset{\‾}{t}}_{a,2}=\left[\begin{array}{c}{\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{13,14},...,24}\\ {\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{37,38,39,40}}\end{array}\right].$

${\underset{\‾}{t}}_{a,3}=\left[\begin{array}{c}{\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{25,26},...,36}\\ {\left[{\underset{\‾}{\overset{^}{x}}}_a\right]}_{\mathrm{37,38,39,40}}\end{array}\right]$

所产生的时域前导值是

${\underset{\‾}{t}}_{a,1}=\left[\begin{array}{c}0.2763-0.6893j\\ -0.0888-0.0868j\\ -0.1507-0.2166j\\ -0.3636-0.4049j\\ 0.5349+0.1983j\\ 0.7882-0.0394j\\ -0.1296-0.0342j\\ 0.0847-0.0864j\\ 0.1093-0.0820j\\ 0.0330+0.8921j\\ 0.2270+0.4489j\\ -0.2883-0.3459j\\ -0.0723+0.0313j\\ -0.1907+0.0824j\\ -0.7950+0.3435j\\ 0.0256-0.0111j\end{array}\right]$ ${\underset{\‾}{t}}_{a,2}=\left[\begin{array}{c}0.6947-0.3002j\\ 0.1021-0.0441j\\ 0.2404-0.1039j\\ 0.4874-0.1039j\\ -0.5328+0.2302j\\ -0.7391+0.3194j\\ 0.0852-0.0368j\\ -0.0996+0.0431j\\ -0.0896+0.0387j\\ 0.8277-0.3577j\\ 0.4694-0.2029j\\ -0.4134+0.1786j\\ -0.0723+0.0313j\\ -0.1907+0.0824j\\ -0.7950+0.3435j\\ 0.0256-0.0111j\end{array}\right],$ ${\underset{\‾}{t}}_{a,3}=\left[\begin{array}{c}0.6914+0.2712j\\ 0.0024+0.1242j\\ 0.0545+0.2581j\\ 0.0457+0.5423j\\ 0.2222-0.5255j\\ 0.5689-0.5470j\\ -0.0639+0.1177j\\ 0.1209-0.0025j\\ 0.1346-0.0233j\\ -0.6270-0.6354j\\ -0.1713-0.4730j\\ 0.0542+0.4470j\\ -0.0723+0.0313j\\ -0.1907+0.0824j\\ -0.7950+0.3435j\\ 0.0256-0.0111j\end{array}\right]$

通过以下设置来完成音调交织：

t _1，1＝t _2，2＝t _3，3＝t _a，1，

t _1，2＝t _2，3＝t _3，1＝t _a，2，            (20)

t _1，3＝t _2，1＝t _3，2＝ta，3

经由(1)中描述的DFT矩阵F映射为它们的频域值。

图5示出了根据本发明一实施例的时域值。

在示意图501至509中示出根据上述例子、用于所有天线的时域值。由最后四个采样形成的尾部(图3中以粗体示出)对于每个天线是相同的。

图6示出了根据本发明一实施例的时间频率域值。

在示意图601至609中示出根据上述例子、用于所有天线的频域值。

存在上述过程对令人满意的音调交织设计不适当的情况。当发射天线的数量太大以至不允许在(9)中有充分的自由度来求解(13)时发生这种情况。结果，长前导音调将不能获得频域中的单位振幅。在此情况下，可以通过引入专门的正交矩阵作为音调交织策略的替代来实现对于每个子频率的空间-时间正交性。其思想是使用正交矩阵通过线性组合从小集合的音调交织序列中产生公共尾部的长前导。

为了说明其原理，考虑上面例子的设计。仔细的观察表明，交织音调具有稍微偏离一的振幅，最大大约是1.6％。代替设计N_TX ^＝3个集合的交织音调，n_Tx＝2＜N_TX个集合可以由相同的过程来设计，以实现

$t_{a,1}=\left[\begin{array}{c}0.6187+0.2740j\\ 0.4016-0.2019j\\ 0.1971+0.2353j\\ 0.3187+1.2004j\\ 0.1768+0.2978j\\ 0.0916-0.7011j\\ 0.2225-0.0926j\\ -0.1547+0.0382j\\ -0.6187-0.2740j\\ -0.4016+0.2019j\\ -0.1971-0.2353j\\ 0.3187-1.2004j\\ -0.1768-0.2978j\\ 0.0916+0.7011j\\ -0.2225+0.0926j\\ 0.1547-0.0382j\end{array}\right],$ $t_{a,2}=\left[\begin{array}{c}0.4234-0.6445j\\ 0.1488-0.9199j\\ -0.0241+0.8497j\\ -0.2119+0.2570j\\ -0.1768-0.2978j\\ -0.0916+0.7011j\\ -0.2225+0.0926j\\ 0.1547-0.0382j\\ 0.4234-0.6445j\\ 0.1488-0.9199j\\ -0.0241+0.8497j\\ -0.2119+0.2570j\\ -0.1768-0.2978j\\ -0.0916+0.7011j\\ -0.2225+0.0926j\\ 0.1547-0.0382j\end{array}\right]$

由于所述n_Tx＝2个集合在时域中具有共同的尾部(最后4个采样)，如果其以任意比率k₁与k₂线性组合，只要k₁+k₂是固定的，所产生的信号将总是以固定的尾部结束。例如，如果第一集合乘以1，第二集合乘以e^j2π/3，或者第一集合乘以e^j2π/3，第二集合乘以1，则在任一情况中k₁+k₂＝1+e^j2π/3，并且所产生的时域波形共享共同的尾部。

取代音调交织，两个波形现在都占用所有的通带子频率。这可以在根据线性组合混合两个音调交织集合的部分时被理解。由于线性组合比率1与e^j2π/3都是具有幅度1，将这2个集合乘以这些倍数并不改变其频率的振幅。由于在缩放之后所述2个集合仍然是频率交织的，将它们加在一起将产生在所有通带频率加载的波形。

遵循这个原理，可以通过对每个天线在不同时间、以复指数比率线性地组合小的音调交织集合来容易地创建长前导序列的集合，其满足共同时域尾部和频域掩码要求。如果保证对于信道估计，由不同的天线选择的序列在空间-时间上是正交的，则所述设计完成。假定有n_Tx个音调交织集合，并且对于天线a(空间)和在长前导符号(时间)s，集合i乘以线性组合系数e_i ^θa，s，那么正交性条件成立是足够的，这是通过使

$\underset{i=1}{\overset{n_{\mathrm{Tx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{E}}_i={\underset{\‾}{1c}}^H,---\left(21\right)$

${\underset{-}{E}}_i^H{\underset{-}{E}}_i=\underset{-}{I},\∀i=\mathrm{1,2},...,n_{\mathrm{Tx}}$

来实现的，其中[E _i]_a，s＝e_i ^θa，s，a＝1，2，...，n_Tx，s＝1，2，...，N_sym，1是1的列矢量，以及

是任意的复矢量。第一个方程确保对于所有符号，线性组合比率叠加到一常数，以便实现在时域中对于每个天线的公共尾部。第二个公式确保空间-时间上的正交性。

参照该例子，如果设置

${\underset{\‾}{E}}_1=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{ccc}{e}^{j2\mathrm{\π}/3}& 1& 1\\ 1& e^{j2\mathrm{\π}/3}& 1\\ 1& 1& e^{j2\mathrm{\π}/3}\end{array}\right]$

${\underset{\‾}{E}}_2=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}\\ e^{j2\mathrm{\π}/3}& 1& e^{j2\mathrm{\π}/3}\\ e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}& 1\end{array}\right]$

则(21)中的条件得以满足，其中 $E_1+E_2=\frac{3+\sqrt{3}}{6}\underset{\‾}{1}{\underset{\‾}{1}}^H.$ 在3个天线的完整长前导序列获得为E ₁

t _a，1+E ₂

t _a，2，其中

表示Kronecker乘积。公共尾部是在不同时间(符号)共享的。在每个子频率的空间时间正交性可以从以下频域值容易地得到验证：

${\underset{\‾}{f}}_{\mathrm{1,1}}={\underset{\‾}{f}}_{\mathrm{2,2}}={\underset{\‾}{f}}_{\mathrm{3,3}}=\left[\begin{array}{c}0.0000+0.0000j\\ -0.3047+0.4904j\\ 0.2451-0.5227j\\ 0.4849+0.3134j\\ 0.0161-0.5771j\\ -0.5554-0.1579j\\ -0.4398+0.3741j\\ -0.0000-0.0000j\\ -0.0000+0.0000j\\ -0.0000+0.0000j\\ 0.5386+0.2080j\\ -0.5730-0.0711j\\ 0.2687-0.5110j\\ 0.2337+0.5279j\\ 0.3492-0.4597j\\ -0.5480-0.1817j\end{array}\right]$

${\underset{\‾}{f}}_{p,q{|}_{p,q=\mathrm{1,2,3};p\≠q}}=\left[\begin{array}{c}0.0000+0.0000j\\ 0.5770+0.0187j\\ 0.3302+0.4736j\\ 0.0290-0.5766j\\ 0.4918+0.3025j\\ 0.1410+0.5599j\\ -0.1041-0.5679j\\ 0.0000-0.0000j\\ 0.0000-0.0000j\\ 0.0000+0.0000j\\ -0.4495+0.3624j\\ 0.2249+0.5318j\\ 0.3082+0.4882j\\ 0.3403-0.4664j\\ 0.2235+0.5323j\\ 0.1167+0.5654j\end{array}\right]$

例如，具有索引1的子频率以如下值加载于空间一时间

$\left[\begin{array}{ccc}-0.3047+0.4904j& 0.5770+0.0187j& 0.5770+0.0187j\\ 0.5770+0.0187j& -0.3047+0.4904j& 0.5770+0.0187j\\ 0.5770+0.0187j& 0.5770+0.0187j& -0.3047+0.4904j\end{array}\right]$

$=(-0.3047+0.4904j)\left[\begin{array}{ccc}1& e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}\\ e^{j2\mathrm{\π}/3}& 1& e^{j2\mathrm{\π}/3}\\ e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}& 1\end{array}\right]$

如所期望的，其是正交矩阵。

所述过程概括如下：

1.给定若干天线N_Tx，为n_Tx个天线设计音调交织集合，其中n_Tx＜N_Tx。

2.设计混合矩阵i=1，2，...，n_Tx，其满足(21)与(22)，其中在E _i中的每个元素是复指数。

在自由度仍然不足以求解(13)的极端情况中，可以通过零尾部采用来解除(21)中的约束，以释放额外的自由度。这是通过将任何任意的正交矩阵E ₁与E ₂＝-E ₁分配到两个音调交织集合以使得(21)中的c＝0来进行的。

由于两个混合矩阵作用于减去时域中的音调交织集合的公共尾部，所产生的尾部总是零。这个设计的优点是，当通过简单地采用另一正交矩阵E ₁改变系统配置中发射天线的数量时，可以容易地再使用所述音调交织集合。

再次以相同的例子来说明，通过将FFT应用为混合矩阵

${\underset{\‾}{E}}_1=-{\underset{\‾}{E}}_2=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& e^{j2\mathrm{\π}/3}& e^{j4\mathrm{\π}/3}\\ 1& e^{j4\mathrm{\π}/3}& e^{j2\mathrm{\π}/3}\end{array}\right]$

可以产生零尾部非音调交织的长前导序列。如果所述系统减小为N_Tx＝2，将大小为2的FFT矩阵简单地改变为

${\underset{\‾}{E}}_1=-{\underset{\‾}{E}}_2=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]$

导致N_FFT＝16、N_Tx＝N_sym＝2的零尾部前导设计。

在下文中，给出了求解方程(9)的选择方案。

假定知道e _a，对(9)的最小平方差解可以写为

$\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\α}}}={\underset{\‾}{M}}_a^{+}{\underset{\‾}{e}}_a.---\left(22\right)$

将替换为(9)中的a产生迭代方程

${\underset{\‾}{e}}_a[n+1]={\underset{\‾}{M}}_a{\underset{\‾}{M}}_a^{+}{\underset{\‾}{e}}_a\left[n\right].$

然而，由于在右手侧的操作并不保证在左手侧需要的指数矢量，所述迭代必须修改为

${\underset{\‾}{X}}_a[n+1]={\underset{\‾}{M}}_a{\underset{\‾}{M}}_a^{+}{\underset{\‾}{e}}_a\left[n\right]$

${\left[{\underset{\‾}{e}}_a\right[n+1\left]\right]}_i=\frac{{\left[{\underset{\‾}{x}}_a\right[n+1\left]\right]}_i}{\left|\right[{\underset{\‾}{x}}_a[n+1]{]}_i|}$

其中[·]_i表示参量(argument)中的矢量的笫i个元素。

Claims (8)

1.一种具有MIMO系统结构的发射器，包括：

确定单元，用于确定多个符号，使得每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个符号是以使所述尾部组成部分相等的方式来确定的，其中，所述多个符号是OFDM符号；

音调产生单元，用于排列所述多个符号，以形成多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的。

2.根据权利要求1的发射器，其中所述符号是基于将多个频率分解成通带频率和阻带频率来确定的。

3.根据权利要求2的发射器，其中所述符号是基于根据对所述频率的分解将傅立叶变换矩阵分解成至少两个矩阵来确定的。

4.根据权利要求3的发射器，其中所述符号是基于确定所述傅立叶变换矩阵所分解成的矩阵之一的零空间来确定的。

5.一种用于在MIMO系统中生成多个长前导的方法，

其中确定多个符号，使得每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个符号是以使所述尾部组成部分相等的方式来确定的，其中，所述多个符号是OFDM符号；

排列所述多个符号，以形成所述多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的。

6.一种包括具有MIMO系统结构的发射器的通信装置，所述发射器包括：

确定单元，用于确定多个符号，使得每个符号包括尾部组成部分，并且所述多个符号是以使所述尾部组成部分相等的方式来确定的，其中，所述多个符号是OFDM符号；

音调产生单元，用于排列所述多个符号，以形成多个长前导，使得所述多个长前导是音调交织的。

7.根据权利要求6的通信装置，其被修改为基站。

8.根据权利要求6的通信装置，其被修改为移动通信装置。

Images