CN107534638A - 具有低峰值平均功率比多载波波形的mc‑cdma - Google Patents

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Abstract

提供了方法、设备和系统用于无线通信系统中扩频和发射数据，使得被发送的所得到的波形具有低峰值平均功率比并减轻了不同设备之间的信号冲突。用于扩频和发射数据的方法包括利用具有相等间隔非零子载波元素的稀疏的扩频序列对数据进行扩频，以生成在对应于扩频序列的相等间隔的非零子载波元素的子载波上的多载波扩频数据；发射多载波扩频数据。可以将不同的扩频序列分配给不同的用户设备。不同的扩频序列在频域上的稀疏等级、频域上的稀疏模式和/或时域上的脉冲偏移方面可能不同。多个多载波扩频数据流可以由网络节点接收并且使用连续干扰消除(SIC)技术进行解码。

Description

具有低峰值平均功率比多载波波形的MC-CDMA
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年5月25日提交的、申请号为15/164388、发明名称为“具有低峰值平均功率比多载波波形的MC-CDMA”的美国专利申请的优先权，该美国专利申请要求于2015年5月29日提交的、申请号为62/168437、发明名称为“局部冲突多路访问的系统和方法”的美国临时专利申请的优先权，以及于2015年12月2日提交的、申请号为62/262142、发明名称为“具有低峰值平均功率比多载波波形的MC-CDMA”的美国临时专利申请的优先权，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开一般涉及用于正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)的多载波码分多址(Multi-Carrier Code Division MultipleAccess，MC-CDMA)技术，并且在具体实施例中，涉及使用具有单载波峰值平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)的MC-CDMA的用于OFDM的方法和系统。
背景技术
PAPR是无线通信波形设计中的重要考虑因素。在基于长期演进(Long TermEvolution，LTE)的无线通信中，采用离散傅里叶变换扩频OFDM(Discrete FourierTransform Spread OFDM，DFT-S-OFDM)作为上行多址方案，主要是因为其具有比常规OFDM更低的PAPR。PAPR可能在支持大规模连接的未来网络中更为重要，例如，机器类型通信(Machine-Type Communication，MTC)、机器对机器(Machine-to-Machine，M2M)以及物联网(Internet of Things，IoT)，其中，设备可能有更多的功率限制，并且可能需要较长的电池寿命。
DFT-S-OFDM也称为单载波频分多址(Single Carrier Frequency DivisionMultiple Access，SC-FDMA)，因为每个DFT-扩频子带信号使用圆形卷积的单载波波形。换句话说，众所周知，单载波信号具有比常规OFDM信号更低的PAPR，特别是对于低阶调制。
通过将常规QAM调制与子载波索引调制相结合，进一步利用了单载波传输具有较低的PAPR的属性。这种混合调制的关键要素是：1)只有一个子载波承载QAM调制，2)剩余的信息由该激活子载波(active subcarrier)的子载波索引来承载。
该QAM/子载波索引混合调制的主要动机是具有单载波波形，以实现低PAPR。为了增加吞吐量，可以使用子载波索引调制。例如，给定4个子载波，通过使用子载波索引调制可以承载的附加信息比特的数量为2。然而，这个方案有几个缺点：
·有限的吞吐量：这是因为从频谱效率的角度来看，子载波索引调制效率很低，特别是当子载波数量较多时，这就是为什么子载波的数量通常被限制为4的原因；
·SNR高时频谱效率下降：这是因为尽管为了承载更多信息，可以在激活子载波上增加QAM阶数，但是子载波索引调制并不能利用这种高SNR，因为其只能增加一个激活子载波上的调制阶数。
因此，需要具有高效率且可以支持高吞吐量的单载波PAPR的多址技术。
发明内容
本公开的一个方面提供了一种无线网络中用于操作设备的方法。在该方法中，设备利用扩频序列对数据进行扩频，以生成在对应于扩频序列的非零子载波元素的子载波上的多载波扩频数据，并发射多载波扩频数据。扩频序列具有稀疏的非零子载波元素且相邻的非零子载波元素之间具有相等间隔。因此，由多载波扩频数据的传输所得的波形可以具有与常规单载波传输相当的PAPR。
扩频序列是从多个扩频序列中选择的，多个扩频序列中的每个扩频序列中相邻非零子载波元素之间具有相应的相等间隔。多个扩频序列中的扩频序列的以下至少一项彼此互不相同：频域上的稀疏等级；频域上的稀疏模式；以及时域上的脉冲偏移。在该方法的一些实施例中，利用扩频序列对数据进行扩频，以生成多载波扩频数据，包括：利用多个扩频序列中选择出的相应扩频序列，对多个数据符号进行扩频。例如，利用相应扩频序列对多个数据符号进行扩频，包括：利用第一扩频序列对第一数据符号进行扩频；以及利用第二扩频序列对第二数据符号进行扩频，第一扩频序列和第二扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移。
在一些实施例中，用于对数据进行扩频的扩频序列中的至少一个非零子载波元素与多个扩频序列中的至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素冲突，并且用于对数据进行扩频的扩频序列中的至少一个其他非零子载波元素不同于至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素。
在一些实施例中，扩频序列的长度对应于无线网络中可用子载波的数量。
在一些实施例中，利用扩频序列对数据进行扩频，以生成多载波扩频数据，包括：对二进制数据进行编码以生成调制的数据流，以及将调制的数据流映射到扩频序列的非零子载波元素上。例如，对二进制数据进行编码以生成调制的数据流，包括：将傅里叶变换应用到二进制数据。
在一些实施例中，发射多载波扩频数据包括：将多载波扩频数据转换为时域信号，以及发射时域信号。
在一些实施例中，扩频序列中的非零子载波元素的值等于1。
在一些实施例中，扩频序列中的非零子载波元素的数量大于2。
在一些实施例中，该方法在用户设备(user equipment，UE)处实现。例如，该方法可以由UE用于上行链路随机接入。
本公开的另一方面提供一种发射机设备，该发射机设备包括扩频器和发射机，该扩频器和发射机被配置为提供前述方法的扩频和发射功能。例如，在一些实施例中，扩频器包括被配置为对二进制数据进行编码以生成调制的数据流的编码器，以及被配置为将调制的数据流映射到扩频序列的非零子载波元素上的映射器。
本公开的另一方面提供了一种被配置为向无线网络发送数据的通信设备，该通信设备包括根据本公开的上述方面的发射机。
本公开的另一方面提供了一种方法，该方法包括：向第一通信设备分配用于对数据进行扩频的第一扩频序列，以生成在对应于第一扩频序列的非零子载波元素的子载波上的第一多载波扩频数据，以及向第二通信设备分配用于对数据进行扩频的第二扩频序列，以生成在对应于第二扩频序列的非零子载波元素的子载波上的第二多载波扩频数据。第一扩频序列具有稀疏的非零子载波元素且相邻的非零子载波元素之间具有第一相等间隔。第二扩频序列在相邻非零子载波元素之间具有第二相等间隔。第一扩频序列和第二扩频序列的以下至少一项彼此互不相同：频域上的稀疏等级；频域上的稀疏模式；以及时域上的脉冲偏移。在一些实施例中，第一相等间隔和第二相等间隔是相等的。在其他实施例中，第一相等间隔和第二相等间隔是不相等的。
在一些实施例中，向第一通信设备分配第一扩频序列，包括：向第一通信设备分配第一组扩频序列中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频，第一组中的每一个扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移。在一些此类实施例中，向第二通信设备分配第二扩频序列，包括：向第二通信设备分配第一组中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频。在其他实施例中，向第二通信设备分配第二组扩频序列中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频，第二组中的每一个扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移，其中，第一组扩频序列的共同的稀疏模式不同于第二组扩频序列的共同的稀疏模式。
附图说明
现在将参考附图描述实施例，其中：
图1是根据本公开的实施例的通信网络的框图；
图2是根据本公开的实施例的用户设备的框图；
图3是根据本公开的实施例的网络节点的框图；
图4示出了根据本公开的实施例的具有单载波PAPR的低密度特征OFDM(low-density signature OFDM，LDS-OFDM)波形的频域图；
图5是根据本公开的实施例的扩频器的框图；
图6示出了根据本公开的实施例的具有不同稀疏等级的两个扩频序列的频域图；
图7示出了根据本公开的实施例的具有不同稀疏模式的四个扩频序列的频域图；以及
图8示出了根据本公开的实施例的具有不同稀疏模式和/或用于多序列传输的时域脉冲偏移的八个扩频序列的频域和时域图。
整个附图中将使用相同的附图标记来表示相似的元件和特征。虽然将结合所示实施例描述本公开的各方面，但是应当理解，本公开并不局限于这些实施例。
具体实施方式
如上所述，DFT-S-OFDM(或SC-FDMA)通常比常规OFDM具有更低的PAPR。然而，DFT-S-OFDM不适用于MC-CDMA，因为DFT-S-OFDM中没有用于减轻不同设备之间的信号冲突的机制。
本公开描述了用于无线通信系统中用于扩频和发射数据的方法、设备和系统，使得被发送的所得波形具有低PAPR并减轻了不同设备之间的信号冲突。还示出了互补的接收和解码方法、设备和系统以及用于生成扩频序列的方法。因此，在一些实施例中，提供了可以更有效使用用于多个设备的无线通信资源。
本公开的一个方面提供了一种新的波形，其本质上是OFDM，但是具有单载波PAPR。在某些情况下，此新波形可能具有以下一个或多个属性：
·每个通信设备(如移动用户设备(User Equipment，UE))都可以使用多个扩频序列，同时仍然具有较低的PAPR；
·根据吞吐量需求，扩频序列可以具有稀疏或低密度的非零子载波元素(例如，50％或更少的非零子载波元素)；
·可以使用局部冲突码本池(在码字/扩频序列以及信令脉冲方面)，来减轻设备码本冲突的影响，并增加随机接入设备的数量。
图1示出了包括多个用户设备102A、102B、102C、102D以及网络节点104的通信网络100。网络100可以根据一种或多种通信或数据标准或技术来操作，包括但不限于诸如长期演进(Long-Term Evolution，LTE)网络的第四代(fourth generation，4G)电信网络、通用移动电信系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)以及其他无线或移动通信网络。用户设备102(有时称为用户设备(user equipment，UE))通常是能够提供无线通信的任何设备，诸如无线发射/接收单元(wireless transmit/receive unit，WTRU)、移动站(mobile station，MS)、智能电话、蜂窝电话、传感器或其他无线使能计算或移动设备。在一些实施例中，用户设备102包括通信网络100中执行其他主要功能并且具有发送数据、接收数据或发送和接收数据的能力的机器。在一个实施例中，机器包括具有通过通信网络100发射和/或接收数据的单元的装置或设备，但该装置或设备通常不是用户为了通信的主要目的而进行的操作。应当理解，本文描述的系统和方法也可以应用于其他低数据速率传输场景或者使用非调度数据传输操作的应用和设备。网络节点104可以包括基站(basestation，BS)、演进节点B(evolved Node B，eNB)、接入点(access point，AP)或网络100中起到用户设备102的传输和/或接收点作用的其他网络接口。网络节点104连接到回程网络110，使得能够在网络节点104和其他远程网络、节点和设备(未示出)之间交换数据。
图2示出了用于实现本文所述的方法和模块的用户设备102的一个实施例。设备102可以包括处理器202、存储器204、电源206和用于在通信网络100中发送和接收数据的无线通信接口208，这些组件可以也可以不如图2所示的布置。无线通信接口208包括耦合到天线214的发射机210和接收机212。应当理解，无线通信接口208的功能可以由包括多个发射机、接收机、数字信号处理器(digital signal processor，DSP)和天线组件或阵列的不同的收发机或调制解调器组件执行。在一个实施例中，用户设备102包括用户接口220和各种输入/输出(input/output，I/O)222，例如，显示器、音频输入、音频输出、键盘、按钮、麦克风或其他输入或输出。存储器204可以存储用于处理器202的程序和/或指令，包括用于发送、接收、处理以及支持不同服务和数据类型的指令，例如但不限于，视频、VoIP呼叫、网页浏览数据、电子邮件和其他文本通信。
图3示出了根据本申请的实施例的网络节点104。网络节点104可以包括处理器302、存储器304、一个或多个通信接口306，308。通信接口306可以是用于向回程网络110或向网络100中的其他网络节点、网关或中继(未示出)发送和接收数据的有线或无线接口。无线通信接口308被配置为根据本文所述的多址系统与一个或多个用户设备102发送和接收数据。应当理解，无线通信接口308的功能可以由包括多个发射机、接收机和天线组件或阵列的不同的收发机或调制解调器组件执行。存储器304可以存储用于处理器302的程序和/或指令，包括用于向用户设备102发送和从用户设备102接收数据的指令。网络节点104可以被配置为在用户设备102之间调度数据传输，或者网络节点104可以被配置为支持来自用户设备102的非调度数据传输。
每个用户设备102被配置为根据预定义的星座图和分配的扩频序列通过对数据进行调制和扩频来发射数据。网络节点104或网络100中的另一管理或调度实体(未示出)可以向网络100中的一组用户设备102预分配扩频序列。可以通过动态或半静态信令分配扩频序列。每个用户设备102使用其被分配的扩频序列，来访问网络100并向网络节点104发送数据。例如，所分配的扩频序列可以由用户设备用于上行链路随机接入。被分配的扩频序列对于网络节点104是已知的，并且用于解码所接收的数据。在一个实施例中，从网络节点104到用户设备102传输数据中发生扩频序列的分配和使用互补。
MC-CDMA的一个变型是低密度特征OFDM(low-density signature OFDM，LDS-OFDM)，其中，在MC-CDMA中使用的序列是稀疏的，使得消息传递算法(message passingalgorithm，MPA)可以用于多用户解码(multiuser decoding，MUD)，这可以简化接收机的复杂度。
LDS-OFDM的一个设计考虑是使每个子载波上的冲突信号的数量最小化。这种考虑的主要动机是为了降低接收机的复杂度，也可以将序列间干扰最小化，这从系统性能的角度来看是可取的。虽然LDS-OFDM本质上是一个非正交系统，但是最大化序列正交性通常是设计目标。
为了实现单载波信号的PAPR，发射的信号必须在每个发送瞬间具有时域脉冲。对于常规的单载波信号，在每个脉冲上承载不同的信息。然而，对于LDS-OFDM，由于频域稀疏，每个时域脉冲并不一定承载唯一的信息。换句话说，需要在时域脉冲中有一些重复，使得在每个发送瞬间都有一个脉冲。从下文可以看出，该重复可以根据一个示例性实施例通过使用相邻非零子载波元素之间具有相等间隔的稀疏扩频序列来实现。
图4示出了根据本公开的示例性实施例的针对四个UE 102A、102B、102C和102D的具有单载波PAPR的LDS-OFDM的概念。具体地，图4示出了UE 102A、102B、102C和102D各自的频域扩频序列400A、400B、400C和400D。扩频序列400A、400B、400C和400D中的每一个扩频序列都具有六个子载波元素。在每个扩频序列400A、400B、400C、400D中，六个子载波元素中的两个子载波元素是非零的。具体地，扩频序列400A在第二个和第四个子载波上具有非零子载波元素402A1和402A2，扩频序列400B在第一个和第三个子载波上具有非零子载波元素402B1和402B2，扩频序列400C在第三个和第五个子载波上具有非零子载波元素402C1和402C2，并且扩频序列400D在第四个和第六个子载波上具有非零子载波元素402D1和402D2。如图4所示，UE 102A的扩频序列400A与UE 102D的扩频序列400D部分地冲突，因为非零子载波元素402A2与非零子载波元素402D1在第四个子载波上重叠。类似地，UE 102B的扩频序列400B与UE 102C的扩频序列400C部分地冲突，因为非零子载波元素402B2与非零子载波元素402C1在第三个子载波上重叠。应理解，在多个用户设备102使用相同或重叠的子载波发射数据的情况下，冲突发生。图4所示的扩频序列之间的冲突是部分冲突，因为扩频序列中冲突的非零子载波元素少于该扩频序列的所有非零子载波元素。
图4所示的波形与常规的单载波波形之间的一个区别在于频域上的稀疏对应于时域上的脉冲重复，这确保了所得信号的低PAPR。
为了简化讨论，将旋转的DFT(rotated DFT，R-DFT)定义如下。设是第i个L×LR-DFT矩阵，
其中，i是旋转索引，0≤i≤N/L-1，是的“第k行/第n列”元素，L是R-DFT矩阵的维度，且(N/L-1)定义了旋转索引的总数。例如，在L＝2和N＝4的情况下，等式(1)得到：
其中，W2 (0)(即，i＝0)是常规的DFT矩阵，W2 (1)(即，i＝1)是旋转的DFT矩阵。这里，将W2 (0)转换为W2 (1)的旋转矩阵Q(即，Q×W2 (0)＝W2 (1))为
两个DFT矩阵和中的每一列表示一个序列。通过将这些列/这些序列映射到子载波元素，可以获得扩频序列。例如，通过将序列映射到具有四个子载波(K＝4)长度的低密度扩频序列的第1个和第3个子载波元素，获得以下四个扩频序列：
[1 0 1 0]，
[1 0 -1 0]，
[1 0 j 0]，
[1 0 -j 0]。
在DFT-S-OFDM中，每个QAM调制的数据符号都是利用W(0)的列进行扩频的。可以看出，由于DFT阵列的旋转，不同i的W(i)中的列是不完全相关的。因此，虽然上述所列的四个序列可能在两个元素上冲突，但是由于序列的取值，这些序列仅部分地冲突，其对应于时域上的部分偏移脉冲。该属性有助于创建在接收机处用于信号检测的更随机的最小均方误差(minimum mean-square error，MMSE)处理矩阵。在本公开的一些实施例中，诸如上文的示例所述的DFT值被映射到扩频序列子载波元素，以生成扩频序列，来提供具有单载波PAPR的DFT扩频多载波CDMA(DFT spread multi-carrier CDMA，DFT-S-MC-CDMA)信号。
图5示出了根据本公开的实施例的被配置用于DFT-S-MC-CDMA的扩频器500的框图。扩频器500可以用于编码和发射来自用户设备102或来自网络节点104的数据。扩频器500被配置为接收用于传输的数据并利用扩频序列对数据进行扩频，以生成多载波扩频数据。扩频器500可以包括被配置为对二进制数据进行编码以生成调制的数据流的编码器510，以及被配置为将调制的数据流映射到扩频序列的非零子载波元素上的映射器520。在一个实施例，编码器510被配置为将第i个L×L R-DFT矩阵的列值应用到接收的数据中，以生成L DFT输出值，并且映射器520被配置为将L DFT输出值映射到K个子载波上，以生成长度为K的扩频序列。为了提供单载波PAPR，必须完成将L DFT输出值映射到K个子载波上，使得在扩频序列中的非零子载波元素之间存在相等的间隔。
然后，多载波扩频数据序列可以被反向快速傅里叶变换(inverse fast fouriertransform，IFFT)模块530转换为时域信号，且可以被发射模块540通过无线介质发射，发射模块540可以实现附加功能，例如脉冲整形和子载波调制。
尽管以单独模块示出，应理解，解码器模块510和映射器模块520可以以硬件或软件或其组合的方式被实现为一个组件。模块510、520可以是通信接口208、308的一部分，或由设备102或网络节点104中的处理器202、302执行。
适应每个UE的吞吐量
在常规MC-CDMA中，可以通过使用一个以上的扩频序列来增加吞吐量。即使每个扩频序列被设计为具有低PAPR，在常规MC-CDMA中同时使用多个序列将增加总体PAPR。然而，利用本文公开的MC-CDMA技术，可以同时发射多个QAM信号，PAPR与常规单载波传输相当。
如上所述，映射器520被配置为将L DFT输出值映射到K个子载波上，以生成长度为K的扩频序列。通过调整DFT的大小(即，通过调整L)可以调整设备的吞吐量，因为调整L改变了扩频序列的稀疏等级。通过设置L＝K来实现最大吞吐量。
UE复用
即使UE使用的扩频码是正交的，上行链路(Uplink，UL)MC-CDMA在频率选择信道中是非正交的。LDS-OFDM还通过采用部分冲突扩频码来放宽这种正交性条件。
在未来的无线网络中，为了节省信令开销，很多设备可以在不进行调度的情况下访问UL资源，这意味着潜在的序列冲突。然而，由于频率选择，在传输之前可能已经完全相关的冲突序列可能不再完全相关。另外，利用接收的信号功率差以及连续干扰消除(successive interference cancellation，SIC)，甚至利用MMSE解码器，即使在序列冲突的情况下，仍然可以成功的检测UE信号。
然而，从信号扩频序列设计的角度来看，通常优选使序列之间的最大相关性最小化，以减少对信道变化和接收的信号功率差的依赖，来减轻序列冲突的影响。此外，序列池越大，序列冲突的概率就越小。
根据一些实施例，可以设计大的部分冲突序列池。在一些实施例中，序列池的以下参数中的一个或多个是可配置的：
·稀疏等级——具有不同吞吐量的UE可以使用不同稀疏等级的扩频序列，其对应于时域上的重复等级；
·稀疏模式(频域)——表现为频域上的非零子载波元素冲突；以及
·脉冲偏移(时域)——表现为时域上的脉冲偏移。
在任何上述维度中的扩频序列之间的任何差异将改变序列之间的冲突等级。以下参考图6至图8，讨论一个或多个上述维度不相同的扩频序列的示例。
稀疏等级
不同的用户设备可以使用具有不同稀疏等级的扩频序列。例如，图6示出了根据本公开的实施例的针对两个UE 102A和102B的具有不同稀疏等级的频域扩频序列600A和600B。扩频序列600A、600B中的每一个扩频序列都具有六个子载波元素。然而，扩频序列600A在第二个到第五个子载波上具有四个非零子载波元素602A1、602A2、602A3和602A4，扩频序列600B在第一个和第三个子载波上具有两个非零子载波元素602B1和602B2。这样，UE102A的扩频序列600A具有的非零子载波的数量是UE 102B的扩频序列600B的两倍，因此，UE102A的吞吐量可以潜在地为UE 102B吞吐量的两倍。扩频序列600A和600B都提供单载波PAPR，因为，两个扩频序列中的相邻非零子载波元素之间的间隔是恒定的，尽管扩频序列600A的非零子载波元素602A1、602A2、602A3和602A4之间的相等间隔与扩频序列600B的非零子载波元素602B1和602B2之间的相等间隔是不同的。具体地，非零子载波元素602A1、602A2、602A3和602A4被映射到扩频序列600A中紧邻的子载波，而非零子载波元素602B1和602B2被映射到的子载波由一个中间子载波隔开。在其他实施例中，具有不同稀疏等级的扩频序列可以在其非零子载波元素之间具有相同的相等间距。UE 102A的扩频序列600A与UE 102B的扩频序列600B部分地冲突，因为，非零子载波元素602A2和602B2在第三个子载波上重叠。因为扩频序列600A和600B之间的冲突仅仅是部分的，所以接收机仍然能够接收和解码使用扩频序列600A和600B由UE 102A和102B扩频和发射的数据。
稀疏模式
即使具有相同数量的非零子载波元素，不同的UE也可以被分配具有不同稀疏模式的扩频序列。例如，图7示出了根据本公开的实施例的针对四个UE 102A、102B、102C和102D的具有不同稀疏模式的频域扩频序列700A、700B、700C和700D。在该示例中，每个扩频序列都具有六个子载波元素，并且具有相同的稀疏等级，即，每个扩频序列都具有两个非零子载波元素。具体地，扩频序列700A在第二个和第三个子载波上具有非零子载波元素702A1和702A2，扩频序列700B在第一个和第三个子载波上具有非零子载波元素702B1和702B2，扩频序列700C在第一个和第五个子载波上具有非零子载波元素702C1和702C2，并且扩频序列700D在第三个和第六个子载波上具有非零子载波元素702D1和702D2。扩频序列700A、700B、700C和700D提供单载波PAPR。与图6所示的扩频序列600A和600B类似，图7中所述的扩频序列700A、700B、700C和700D中的每一个扩频序列在其非零子载波元素之间具有不同的间隔。例如，扩频序列700B的非零子载波元素702B1、702B2由一个介于二者之间的零(null)子载波元素隔开，非零子载波元素702C1、702C2由三个零子载波元素隔开。如图7所示，UE 102A的扩频序列700A、UE 102B的扩频序列700B以及UE 102D的扩频序列700D部分冲突，因为非零子载波元素702A2，702B2和702D1在第三个子载波上重叠。类似地，UE 102B的扩频序列700B与UE 102C的扩频序列700C部分冲突，因为，非零子载波元素702B1和702C1在第一个子载波上重叠。因为扩频序列700A、700B、700C和700D之间的冲突仅仅是部分的，所以接收机仍然能够接收和解码使用扩频序列700A、700B、700C由UE 102A、102B、102C和102D扩频和发射的数据。
脉冲偏移
即使具有相同的稀疏等级和稀疏模式，也可以通过使用对应于时域上的部分偏移脉冲的序列值来实现序列的部分冲突的属性。如上所述，通过DFT矩阵旋转可以实现脉冲偏移，因为来自不同旋转索引i的W(i)的列不完全相关，并且由不同旋转索引生成的脉冲在时域上具有不同的循环偏移。图8示出了根据本公开的实施例的由四个UE 102A、102B、102C和102D用于多序列传输的具有不同稀疏模式和/或时域脉冲偏移的八个扩频序列800A、801A、800B、801B、800C、801C、800D和801D的频域和时域图。UE 102A、102B、102C和102D中的每一个UE被分配两个扩频序列。在该示例中，每个扩频序列都具有四个子载波元素并且具有相同的稀疏等级，即，每个扩频序列都具有两个非零子载波元素。分配给UE 102A的扩频序列800A和801A以及分配给UE 102C的扩频序列800C和801C共享共同的稀疏模式，第一非零子载波元素(分别为802A1、803A1、802C1和803C1)在第一个子载波上且第二非零子载波元素(分别为802A2、803A2、802C2和803C2)在第三个子载波上共享共同的稀疏模式。
分配给UE 102B的扩频序列800B和801B以及分配给UE 102D的扩频序列800D和801D共享共同的稀疏模式，该稀疏模式与扩频序列800A、801A、800C和801C共享的稀疏模式是不同的。具体地，扩频序列800B、801B、800D和801D中的每一个扩频序列在第二个子载波上具有第一非零子载波元素(分别为802B1、803B1、802D1和803D1)且在第四个子载波上具有第二非零子载波元素(802B2、803B2、802D2和803D2)。
如图8所示，八个扩频序列800A、801A、800B、801B、800C、801C、800D和801D被配置为每个子载波具有映射到其上的四个非零子载波元素。在本实施例中，这些冲突仅仅是部分的，因为扩频序列的非零子载波元素值被配置为提供时域上的脉冲偏移。例如，扩频序列800A、801A、800C和801C的非零子载波元素可以被配置为如上所述的两个R-DFT矩阵和的列值，使得：
扩频序列800A＝[1 0 1 0]，
扩频序列801A＝[1 0 -1 0]，
扩频序列800C＝[1 0 j 0]，
扩频序列801C＝[1 0 -j 0]。
通过使用上述子载波元素值，分配给UE 102A的两个扩频序列800A和801A相对于彼此具有相位旋转，并且相对于分配给UE 102C的两个扩频序列800C和801C也具有相位旋转，反过来，相对于彼此具有相位旋转。尽管扩频序列800A、801A、800C和801C在频域上重叠，但是该相对相位旋转生成UE 102A的时域脉冲810A和811A与UE 102C的时域脉冲810C和811C之间的时间偏移。
类似地，两个R-DFT矩阵和的列值可以映射到扩频序列800B、801B、800C和801C的非零元素，使得：
扩频序列800B＝[0 1 0 1]，
扩频序列801B＝[0 1 0 -1]，
扩频序列800D＝[0 1 0 j]，
扩频序列801D＝[0 1 0 -j]。
再次地，尽管扩频序列800B、801B、800D和801D在频域上重叠，但是扩频序列800B、801B、800D和801D之间的相对相位旋转生成UE 102B的时域脉冲810B和811B与UE102D的时域脉冲810D和811D之间的时间偏移。
在本示例中，为两个稀疏模式生成长度为4(K＝4)的四个扩频序列。非零子载波元素值基于R-DFT矩阵的列值，以用于使得共享稀疏模式的扩频序列在时域上具有不同的脉冲偏移。更一般地，可以定义任何数量的不同的稀疏模式，如图7所示的那些示例，认为每个稀疏模式对应一个码本。每个码本包括多个扩频序列(或码字)，该多个扩频序列是通过分配对应于R-DFT矩阵的列值的扩频序列值的非零子载波元素根据不同的脉冲偏移(频域上的相位旋转)生成的。
作为另一示例，对于每个序列具有两个非零子载波元素的八个扩频序列的码本，(L＝2和N＝8)，等式(1)得到以下四个R-DFT矩阵：
将列/序列从上述四个R-DFT矩阵映射到长度为四的子载波(K＝4)的低密度扩频序列的第二个和第四个子载波元素，得到以下八个扩频序列：
[0 1 0 1]，
[0 1 0 -1]，
[0 1 0 j]，
[0 1 0 -j]，
基于R-DFT矩阵的上述示例的扩频序列具有两个非零子载波元素，即，它们基于R-DFT矩阵，其中，L＝2。然而，本公开的其他实施例提供具有多于两个非零子载波元素的扩频序列。例如，通过设L＝3和N＝6，等式(1)可以得到：
将W3 (0)和W3 (1)的六列中的三个元素映射到长度为六的子载波(K＝6)的低密度扩频序列的第一个、第三个和第五个子载波元素，获得以下六个扩频序列：
[1 0 1 0 1 0]，
[1 0 -1 0 1 0]，
码本中的码字可以由单个UE使用以增加数据速率或由不同的UE使用以支持连接更多数量的UE。例如，包括扩频序列800A、801A、800C和801C的码本允许UE 102A和102C支持第一个和第三个子载波。向UE 102A和102C中的每一个UE分配两个扩频序列可能潜在地使UE 102A和102C的数据速率加倍。
如图4以及图6至图8所示的示例扩频序列包括4个或6个子载波元素。更一般地，扩频序列可以包括4个或更多个子载波元素。例如，在一些实施例中，扩频序列可以包括8个子载波元素，16个子载波元素，或者更多个子载波元素。此外，不同的UE可以使用不同长度的扩频序列。例如，一些UE可以使用长度为16个子载波元素的扩频序列以支持高的吞吐量，其他UE可以使用长度为8个子载波元素的扩频序列。
接收机检测
本文公开的用于MC-CDMA技术的应用之一是上行链路随机接入。在上行链路随机接入中，不同的用户设备102可以同时访问相同的无线资源。在一个实施例中，根据本文公开的MC-CDMA传输方案，由用户设备102发射的数据可以由网络节点104接收并解码。网络节点104可以从不同的设备102接收多个数据传输，每个设备102根据被分配的扩频序列发射数据。利用本文公开的MC-CDMA传输方案，如果网络负荷是轻的或中等的，则可以通过使用连续干扰消除(successive interference cancellation，SIC)解码对接收到的数据进行解码。如果网络负载高，则可以使用其他解码方案，如MPA或MMSE。
在一些实施例中，接收机可以执行用于信号检测的以下功能：
1)在具有冲突的子载波上，可以使用MMSE接收机或MPA接收机；
2)可以使用IDFT解扩频、QAM解映射以及FEC解码来对传输进行解码；
3)SIC可以用于成功去除解码的传输，然后对于剩余的传输重复步骤1)和2)。
从图7可以看出，例如，网络节点104的接收机可以首先对与扩频序列700相关联的信号在第五个子载波上的数据元素进行解码，因为，在该示例中，不存在其他数据元素在该子载波上传输。一旦该数据元素已知，与扩频序列700C相关联的信号在第一个子载波上的数据元素也是已知的，因为相同的数据元素被扩频到扩频序列700C的两个非零子载波元素702C1和702C2。如图7所示，与扩频序列700B相关联的信号也在第一个子载波上具有数据元素。因为与扩频序列700C相关联的信号在第一个子载波上的数据元素已经被确定，所以其干扰效应可以被去除。一旦与扩频序列700C相关联的信号在第一个子载波上的冲突元素的干扰效应已经被去除，则进一步可以解码与扩频序列700B相关联的信号在第一个子载波上的数据元素。以这种方式，当部分冲突扩频序列700B和700C由两个不同的UE使用时，成功地对与扩频序列700C相关联的信号的数据元素进行解码，然后去除由部分冲突的两个扩频序列引起的干扰，可以提高成功对与扩频序列700B相关联的信号的数据元素进行解码的可能性。应当理解，可以使用，诸如但不限于，接收的功率的其他因素来确定SIC解码顺序。
在一些实施例中，网络节点104可以应用MMSE和SIC解码的组合，以便接收和解码部分冲突的数据序列。在图7所示的示例中，可以使用MMSE解码器对与扩频序列700C相关联的信号在第一个子载波上的数据元素进行解码，该数据元素和与扩频序列700B相关联的信号在第一个子载波上的数据元素冲突。该结果可以和与扩频序列700C(无冲突)相关联的信号在第五个子载波上的数据元素的结果组合，以提高解码器的能力。因此，MMSE解码可以应用于与其他用户信号具有最小冲突的信号。使用SIC和由于部分冲突序列设计引起的扩频序列的交织结构，每次成功解码一个信号可以简化为解码其他未解码的信号。
具有SIC的MMSE可以在具有多个接收天线的系统中实现。在这样的实施例中，该系统作为多用户多输入多输出(Multiple-User Multiple-Input and Multiple-Output，MU-MIMO)/DFT-S-OFDM系统工作，DFT扩频信号被稀疏映射到接入资源块，因此随机化用户间冲突。
根据上述教导，本公开的各种修改和变化是可能的。因此，应理解，在所附权利要求的范围内，本公开可以以不同于本文具体描述的方式实施。
另外，尽管本文主要描述了方法、装置和设备，但也可以考虑其他实施方式，例如以存储在非暂时计算机可读介质上的指令的形式。

Claims (32)

1.一种无线网络中用于操作设备的方法，所述方法包括：
利用扩频序列对数据进行扩频，以生成在对应于所述扩频序列的非零子载波元素的子载波上的多载波扩频数据，所述扩频序列具有稀疏的非零子载波元素且相邻的非零子载波元素之间具有相等间隔；以及
发射所述多载波扩频数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述扩频序列是从多个扩频序列中选择的，所述多个扩频序列中的每个扩频序列中相邻非零子载波元素之间具有相应的相等间隔，所述多个扩频序列中的所述扩频序列的以下至少一项彼此互不相同：
频域上的稀疏等级；
频域上的稀疏模式；以及
时域上的脉冲偏移。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，利用扩频序列对数据进行扩频，以生成多载波扩频数据，包括：利用所述多个扩频序列中的相应扩频序列，对多个数据符号中的每一个数据符号进行扩频。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，利用所述多个扩频序列中的相应扩频序列，对多个数据符号中的每一个数据符号进行扩频，包括：
利用第一扩频序列对第一数据符号进行扩频；以及
利用第二扩频序列对第二数据符号进行扩频，
所述第一扩频序列和所述第二扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移。
5.根据权利要求2所述的方法，其中，用于对所述数据进行扩频的所述扩频序列中的至少一个非零子载波元素与所述多个扩频序列中的至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素冲突，并且用于对所述数据进行扩频的所述扩频序列中的至少一个其他非零子载波元素不同于所述多个扩频序列中的至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述扩频序列的长度对应于所述无线网络中可用子载波的数量。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，利用扩频序列对数据进行扩频，以生成多载波扩频数据，包括：
对二进制数据进行编码以生成调制的数据流；以及
将所述调制的数据流映射到所述扩频序列的非零子载波元素上。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，对二进制数据进行编码以生成调制的数据流，包括：将傅里叶变换应用到所述二进制数据。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，发射所述多载波扩频数据包括：
将所述多载波扩频数据转换为时域信号；以及
发射所述时域信号。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述扩频序列中的所述非零子载波元素的值等于1。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述扩频序列中的非零子载波元素的数量大于2。
12.根据权利要求1所述的方法，在用户设备(UE)处实现。
13.一种发射机设备，包括：
扩频器，被配置为利用扩频序列对数据进行扩频，以生成在对应于所述扩频序列的非零子载波元素的子载波上的多载波扩频数据，所述扩频序列具有稀疏的非零子载波元素且相邻的非零子载波元素之间具有相等间隔；以及
发射机，被配置为发射所述多载波扩频数据。
14.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述扩频序列是从多个扩频序列中选择的，所述多个扩频序列中的每个扩频序列中相邻非零子载波元素之间具有相应的相等间隔，所述多个扩频序列中的所述扩频序列的以下至少一项彼此互不相同：
频域上的稀疏等级；
频域上的稀疏模式；以及
时域上的脉冲偏移。
15.根据权利要求14所述的发射机设备，其中，所述扩频器被配置为：利用所述多个扩频序列中的相应扩频序列，对多个数据符号中的每一个数据符号进行扩频。
16.根据权利要求15所述的发射机设备，其中，所述扩频器被配置为：
利用第一扩频序列对第一数据符号进行扩频；以及
利用第二扩频序列对第二数据符号扩频，
所述第一扩频序列和所述第二扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移。
17.根据权利要求14所述的发射机设备，其中，所述扩频器被配置为：用于对所述数据进行扩频的所述扩频序列中的至少一个非零子载波元素与所述多个扩频序列中的至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素冲突，并且用于对所述数据进行扩频的所述扩频序列中的至少一个其他非零子载波元素不同于所述多个扩频序列中的至少一个其他扩频序列的一个非零子载波元素。
18.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述扩频器被配置为：所述扩频序列的长度对应于所述无线网络中可用子载波的数量。
19.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述扩频器包括：
编码器，被配置为对二进制数据进行编码以生成调制的数据流；以及
映射器，被配置为将所述调制的数据流映射到所述扩频序列的非零子载波元素上。
20.根据权利要求19所述的发射机设备，其中，所述编码器被配置为：将傅里叶变换应用到所述二进制数据。
21.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述发射机被配置为：
将所述多载波扩频数据转换为时域信号；以及
发射所述时域信号。
22.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述扩频序列中的所述非零子载波元素的值等于1。
23.根据权利要求13所述的发射机设备，其中，所述扩频序列中的非零子载波元素的数量大于2。
24.一种被配置为向无线网络发送数据的通信设备，所述通信设备包括权利要求13所述的发射机设备。
25.一种方法包括：
向第一通信设备分配用于对数据进行扩频的第一扩频序列，以生成在对应于所述第一扩频序列的非零子载波元素的子载波上的第一多载波扩频数据，所述第一扩频序列具有稀疏的非零子载波元素且相邻的非零子载波元素之间具有第一相等间隔；以及
向第二通信设备分配用于对数据进行扩频的第二扩频序列，以生成在对应于所述第二扩频序列的非零子载波元素的子载波上的第二多载波扩频数据，所述第二扩频序列在相邻非零子载波元素之间具有第二相等间隔；
所述第一扩频序列和所述第二扩频序列的以下至少一项彼此互不相同：
频域上的稀疏等级；
频域上的稀疏模式；以及
时域上的脉冲偏移。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一相等间隔和所述第二相等间隔是相等的。
27.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一相等间隔和所述第二相等间隔是不相等的。
28.根据权利要求25所述的方法，其中，向第一通信设备分配用于对数据进行扩频的第一扩频序列，包括：向所述第一通信设备分配第一多个扩频序列中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频，所述第一多个扩频序列中的每一个扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移。
29.根据权利要求28所述的方法，其中，向第二通信设备分配用于对数据进行扩频的第二扩频序列以生成第二多载波扩频数据，包括：向所述第二通信设备分配所述第一多个扩频序列中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频。
30.根据权利要求28所述的方法，其中，向第二通信设备分配用于对数据进行扩频的第二扩频序列以生成第二多载波扩频数据，包括：向所述第二通信设备分配第二多个扩频序列中的一个或多个扩频序列以对一个或多个数据符号进行扩频，所述第二多个扩频序列中的每一个扩频序列共享频域上的共同的稀疏模式，并且在时域上具有不同的脉冲偏移，其中，所述第一多个扩频序列的所述共同的稀疏模式不同于所述第二多个扩频序列的所述共同的稀疏模式。
31.根据权利要求25所述的方法，其中，所述扩频序列中的所述非零子载波元素的值等于1。
32.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一扩频序列中的非零子载波元素的数量大于2。
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