CN103346993B - 一种用于多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法 - Google Patents

Abstract

该发明属于无线通信技术中多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法，包括发射端的符号映射，串并变换，信道编码处理，宽间隔子信道载波映射，频-时变换处理，上变频处理及信号发射；以及接收端的信号接收及下变频处理，时-频变换处理，子信道载波反映射，信道译码，并串变换，符号反映射。该发明采用的是子信道之间的最小间隔为Δf=m/T_s的宽间隔、不连续的子信道载波映射，当某个子载波信道受到干扰，该子载波信道上只会有1个子信道受到了干扰，又因在发射端和接收端分别采用了信道编码、译码技术，从而就可恢复该子信道受到干扰的数据信息；从而具有抗干扰能力强、受干扰后的数据信息易恢复，多载波频移键控系统无线通信的可靠性高等特点。

Description

一种用于多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法

技术领域

本发明属于无线通信技术中的多载波无线通信技术领域，具体而言是涉及多载波频移键控(MC-MFSK，MultiCarrierM-aryFrequencyShiftKeying)系统的宽间隔载波映射方法。

背景技术

众所周知，在无线通信技术中，频谱是最宝贵的资源，多载波无线通信技术将串行的高速数据流分配到各子载波上进行并行传输，提高了频谱利用率。然而无线信道是开放的，易受干扰而影响其通信效果，因此抗干扰技术是多载波无线通信技术进行可靠通信的前提。

在《基于IFFT/FFT实现的多载波MFSK水声通信方法》(《声学技术》Aug.,2008,Vol.27,No4:231-234，作者：申晓红,王海燕,黄建国)一文中公开了一种基于IFFT/FFT实现的常规MC-MFSK通信的方法。该方法当系统的工作带宽为W，符号周期为T_s，子载波最小子信道间隔为△f＝1/T_s。附图1即为该方法主流程示意图(方框图)，其具体的步骤如下：

发射端A

步骤A-1.符号映射：对收到数据序列进行映射处理生成相应的串行数据符号流；

步骤A-2.串并变换：对步骤A-1生成的串行数据符号流经过串并变换处理，生成多路并行的数据符号；

步骤A-3.连续子信道载波映射：对步骤A-2生成的各路并行数据符号分别在各信道上进行连续的子信道载波映射，各连续子信道之间的最小间隔为△f＝1/T_s，得到各相应信道上待发送的载波符号；

步骤A-4.反傅里叶变换处理(IFFT)：对步骤A-3所得各相应信道上所得载波符号进行IFFT处理，对频-时变换后的数据取实部，得到基带信号；

步骤A-5.射频发射：对步骤A-4得到的基带信号，经上变频处理后得到射频信号后发射；

接收端B

步骤B-1.射频接收：对接收到的发射端射频信号进行下变频处理后得到基带信号；

步骤B-2.傅里叶变换(FFT)：对步骤B-1所得基带信号进行FFT处理，将时域信号转换为频域的载波符号；

步骤B-3.连续子信道载波反映射：对步骤B-2所得载波符号分别在各信道上进行连续的子信道载波反映射，各连续子信道之间的最小间隔为△f＝1/T_s，得到各相应信道上的数据符号；

步骤B-4.并串变换：对步骤B-3生成的各信道上的数据符号分别经并串转换处理，生成串行数据符号流；

步骤B-5.符号反映射：对步骤B-4所生成的串行数据符号流进行符号反映射得到接收的串行数据流。

该技术由于在进行子信道载波映射中采用窄间隔子信道载波映射的方法，即采用子信道之间的最小间隔为△f＝1/T_s、且在连续正交的子信道进行载波映射；因而，当某个子载波信道一旦受到干扰，则该子载波信道上的所有子信道都会受到干扰，并且很难恢复该子载波信道上传送的数据信息；加之上述技术在发射端的串并转换后没有进行相应的信道编码(接收端没有采用相应的译码)，因而该技术存在抗干扰能力差、受干扰后的数据信息难以恢复，多载波无线通信的可靠性较差等缺陷。

发明内容

本发明的目的是改进设计一种用于多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法，以提高多载波频移键控(MC-MFSK)系统的抗干扰能力及当子载波信道受到干扰后的数据信息的恢复能力，从而达到有效提高在干扰环境下多载波无线通信的可靠性等目的。

本发明的解决方案是针对背景技术存在的缺陷，将背景技术中子信道之间的最小间隔为△f＝1/T_s(即符号周期的倒数)的连续子信道载波映射，改为宽间隔载波映射方法、即将子信道之间的最小间隔按子载波信道个数与符号周期之比、即按△f＝m/T_s(其中:m为子载波信道个数、且m≥2)的方式设置，使每个子载波信道上的子信道不连续，以克服当某个子载波信道一旦受到干扰、则该子载波信道上的所有子信道都会受到干扰的弊病；同时在发送端的串并转换处理后增加信道编码、在接收端增加相应的译码步骤，以恢复受到干扰的子信道上的数据信息；本发明即以此实现其发明目的。附图2即为本发明方法流程示意图(方框图)，因而本发明用于多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法如下：

发射端A

步骤A-1.符号映射：对待发送的数据序列按常规(背景技术)方式进行映射处理，以生成相应的串行数据符号流；

步骤A-2.串并变换：对步骤A-1生成的串行数据符号流经过串并变换处理，生成多路并行的数据符号；

步骤A-3.信道编码处理：对步骤A-2所生成的多路数据符号分别进行信道编码，生成各信道数据符号码；

步骤A-4.宽间隔子信道载波映射：将子载波信道个数与数据符号周期之比(值)作为各子信道之间的最小间隔(即最小间隔△f＝m/T_s)，以扩大各子信道之间的间隔、使各子信道之间不连续，对步骤A-3生成的各信道数据符号码分别在各对应的信道上进行宽间隔的子信道载波映射，分别得到各信道上待发送的载波符号；

步骤A-5.频-时变换处理：对步骤A-4所得各信道上的载波符号通过IFFT(反傅里叶变换)进行频-时变换处理，然后对频-时变换后的数据取实部，得到基带信号；

步骤A-6.上变频处理及信号发射：对步骤A-5所得基带信号经上变频处理，再将处理后所得射频信号发射；

接收端B

步骤B-1.信号接收及下变频处理：对接收到的发射端发出的射频信号进行下变频处理后，得到基带信号；

步骤B-2.时-频变换处理：对步骤B-1所得基带信号进行FFT(傅里叶变换)处理，将时域信号转换为频域的载波符号；

步骤B-3.子信道载波反映射：对步骤B-2所得载波符号分别在各信道上进行宽间隔的子信道载波反映射，各子信道之间的最小间隔仍为子载波信道个数与数据符号周期之比(即最小间隔△f＝m/T_s)，得到各相应信道上的数据符号码；

步骤B-4.信道译码：对步骤B-3所得数据符号码进行信道译码处理，分别得到相应的多路数据符号；

步骤B-5.并串变换：对步骤B-4信道译码所得多路数据符号经并串转换处理，生成串行数据符号流；

步骤B-6.符号反映射：对步骤B-5所生成的串行数据符号流进行符号反映射处理后，即得发射端所发射的数据序列。

本发明由于在进行子信道载波映射中采用的是子信道之间的最小间隔为△f＝m/T_s的宽间隔、不连续的子信道载波映射，当与背景技术受到相同带宽的干扰时，假设干扰带宽为W_J＝m/T_s，由于宽间隔MC-MFSK系统中每个子载波信道上的子信道是不连续的，那么该子载波信道上只会有1个子信道受到了干扰；加之本发明在发射端采用了信道编码技术、在接收端采用相应的译码技术，从而就可恢复这个子信道上受到干扰的数据信息；当MC-MFSK系统受到部分频带噪声干扰的概率分别为α＝16/128，α＝32/128，误比特率为1×10^-4时，本发明方法比常规MC-MFSK系统提高抗干扰能力约2dB左右。因而，本发明具有抗干扰能力强、受干扰后的数据信息易恢复，多载波频移键控系统无线通信的可靠性高等特点。

附图说明

图1是常规MC-MFSK系统框图；

图2是宽间隔载波映射的MC-MFSK系统框图；

图3是常规MC-MFSK系统与本发明在部分频带噪声干扰下的仿真运行效果曲线对比示意图(坐标图)；图中α表示MC-MFSK系统受到部分频带噪声干扰的概率。

具体实施方式

本实施方式的系统运行及环境参数：

信道为AWGN信道(取E_b/N₀＝6.1dB，常规MC-MFSK系统在无干扰、无衰落的AWGN信道下，比特错误概率为10^-4时的E_b/N₀，其中E_b/N₀为比特信噪比)；

系统工作频段：选用短波频段(2～30MHz)中的11MHz～11.64MHz为工作频段，符号周期为T_s＝200μs，均匀选取N＝(11.64-11)MHz/5KHz＝128个子信道作为本实施方式中信号发射与接收的工作频段；

外界干扰：在此工作频段上，存在较强的外界部分频段噪声干扰(α表示MC-MFSK系统受到部分频带噪声干扰的概率，α分别取值为16/128、32/128)；

每个子载波携带的数据比特数(BPC，BitPerCarrier)：1bit；

信道编码：卷积编码，码率R_c＝1/4，约束长度为9，生成多项式(八进制表示)为[463,535,733,745]；

每个子载波的子信道数：

工作频段上的子载波数：m＝N/M＝8；

子信道之间的间隔(本实施方式宽间隔)：m/T_s＝40KHz；

信道译码：维特比译码；

信源数据：以10000000个随机生成的二进制比特数据作为信源，每8bit作为1个信源数据包，通过实施例中的方法发送。

无线信道环境：本实施例在短波衰落信道中进行，该信道能够使发射的无线信号受到外界干扰的影响；

本实施方式发射及接收的流程为：

一.信号发射流程：

步骤A-1.符号映射：对待发送的的数据序列按常规方式依次进行映射处理；以信源数据包01100101为例，由于BPC＝1bit，数据转换模块将信源数据包中每1个二进制比特数据转换成1个十进制原始数据，生成8个原始串行数据符号流[0，1，1，0，0，1，0，1]；

步骤A-2.串并变换：对步骤A-1生成的串行数据符号流[0，1，1，0，0，1，0，1]经过串并变换处理，生成多路并行的数据符号 $\left[\begin{array}{c}0\\ 1\\ 1\\ 0\\ 0\\ 1\\ 0\\ 1\end{array}\right];$

步骤A-3.信道编码处理：对步骤A-2所生成的多路数据符号分别进行信道编码，信道编码采用卷积编码，码率R_c＝1/4，约束长度为9，生成多项式(八进制表示)为[463,535,733,745]，生成多路并行的信道数据符号码(信道数据符号码的取值为0,1,…,15中的某个整数)

步骤A-4.宽间隔子信道载波映射：第0个信道数据符号码0在信道0上的M(本实施例中M＝16)个子信道[0,8,16,…,111,119]上生成M元FSK信号，即待发送的载波符号f_0+0×8＝f₀；第1个信道数据符号码12在信道1上的16个子信道[1,9,17,…,112,120]上生成待发送的载波符号f_1+12×8＝f₉₇，依次类推第15个信道数据符号码8在信道15上的16个子信道[7,15,23,…,119,127]上生成待发送的载波符号f_7+8×8＝f₇₁，可以看到各子信道之间的间隔为40KHz(本实施例中m＝8,T_s＝200μs)，最后经宽间隔子信道载波映射后的载波符号为f₀、f₉₇、f₂₆、f₅₉、f₁₂₄、f₁₀₉、f₁₁₈和f₇₁。

步骤A-5.频-时变换处理：对步骤A-4所得各信道上的载波符号通过IFFT处理进行频-时变换处理，然后对频-时变换后的数据取实部，得到基带信号，分别为cos2πf₀、cos2πf₉₇、cos2πf₂₆、cos2πf₅₉、cos2πf₁₂₄、cos2πf₁₀₉、cos2πf₁₁₈和cos2πf₇₁，其中f₀为基带零频信号；

步骤A-6.上变频处理及信号发射：对步骤A-5所得基带信号经上变频处理，再将处理后所得射频信号在8个载波频率：11MHz、11.485MHz、11.13MHz、11.295MHz、11.62MHz、11545MHz、11.59MHz和11.355MHz发射；

二.信号接收流程：

步骤B-1.信号接收及下变频处理：对接收到的发射端发出的8个射频载波信号11MHz、11.485MHz、11.13MHz、11.295MHz、11.62MHz、11545MHz、11.59MHz和11.355MHz进行下变频处理后得到基带信号cos2πf₀、cos2πf₉₇、cos2πf₂₆、cos2πf₅₉、cos2πf₁₂₄、cos2πf₁₀₉、cos2πf₁₁₈和cos2πf₇₁；

步骤B-2.时频变换处理：对步骤B-1所得基带信号进行FFT处理，将时域信号转换为频域的载波符号f₀、f₉₇、f₂₆、f₅₉、f₁₂₄、f₁₀₉、f₁₁₈和f₇₁。；

步骤B-3.子载波信道反映射：对步骤B-2所得载波符号分别在各信道上进行宽间隔的子信道载波反映射，各子信道之间的最小间隔仍为子载波信道个数与数据符号周期之比(即最小间隔△f＝m/T_s)，得到各相应信道上的数据符号码 $\left[\begin{array}{c}0\\ 12\\ 3\\ 7\\ 15\\ 13\\ 14\\ 8\end{array}\right];$

步骤B-4.信道译码：对步骤B-3所得到的数据副号码进行信道译码处理，分别得到相应的多路数据符号 $\left[\begin{array}{c}0\\ 1\\ 1\\ 0\\ 0\\ 1\\ 0\\ 1\end{array}\right];$

步骤B-5.并串变换：对步骤B-4信道译码所得多路数据符号经并串转换处理，生成串行数据符号流[0，1，1，0，0，1，0，1]；

步骤B-6.符号反映射：对步骤B-5所生成的串行数据符号流进行符号反映射处理后，即得发射端所发射的数据序列01100101。

本实施方式经仿真运行，采用本发明所述的宽间隔载波映射方法，提高了MC-MFSK系统的抗干扰能力，当MC-MFSK系统受到部分频带噪声干扰的概率分别α＝16/128，α＝32/128，误比特率为1×10^-4时，本实施方式比常规MC-MFSK系统提高抗干扰能力约2dB左右。附图3即为本实施方式与背景技术(子信道间隔为5KHz)效果对比示意图(坐标曲线图)。

Claims (1)

1.一种用于多载波频移键控系统的宽间隔载波映射方法，其方法如下：

发射端A

步骤A-1.符号映射：对待发送的数据序列按常规方式进行映射处理，以生成相应的串行数据符号流；

步骤A-2.串并变换：对步骤A-1生成的串行数据符号流经过串并变换处理，生成多路并行的数据符号；

步骤A-3.信道编码处理：对步骤A-2所生成的多路数据符号分别进行信道编码，生成各信道数据符号码；

步骤A-4.宽间隔子信道载波映射：将子载波信道个数与数据符号周期之比作为各子信道之间的最小间隔，以扩大各子信道之间的间隔、使各子信道之间不连续，对步骤A-3生成的各信道数据符号码分别在各对应的信道上进行宽间隔的子信道载波映射，分别得到各信道上待发送的载波符号；

步骤A-5.频-时变换处理：对步骤A-4所得各信道上的载波符号通过IFFT进行频-时变换处理，然后对频-时变换后的数据取实部，得到基带信号；

步骤A-6.上变频处理及信号发射：对步骤A-5所得基带信号经上变频处理，再将处理后所得射频信号发射；

接收端B

步骤B-1.信号接收及下变频处理：对接收到的发射端发出的射频信号进行下变频处理后，得到基带信号；

步骤B-2.时-频变换处理：对步骤B-1所得基带信号进行FFT处理，将时域信号转换为频域的载波符号；

步骤B-3.子信道载波反映射：对步骤B-2所得载波符号分别在各信道上进行宽间隔的子信道载波反映射，各子信道之间的最小间隔仍为子载波信道个数与数据符号周期之比，得到各相应信道上的数据符号码；

步骤B-4.信道译码：对步骤B-3所得数据符号码进行信道译码处理，分别得到相应的多路数据符号；

步骤B-5.并串变换：对步骤B-4信道译码所得多路数据符号经并串转换处理，生成串行数据符号流；

步骤B-6.符号反映射：对步骤B-5所生成的串行数据符号流进行符号反映射处理后，即得发射端所发射的数据序列。