CN109314929B - 多载波唤醒无线帧的波形编码 - Google Patents

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Abstract

应用波形编码以将连续开关键(on‑off‑keying，OOK)数据比特映射到时域上的连续多载波调制符号，其中每个多载波调制符号包括一组子载波，交替子载波在频域上设为1和0。将所述波形编码的多载波调制符号上变频到载波频率以提供通过无线信道传输的数据信号。

Description

多载波唤醒无线帧的波形编码
相关申请案
本发明要求2017年2月6日递交的发明名称为“多载波唤醒无线帧的波形编码(Waveform-Coding for Multicarrier Wake Up Radio Frame)”的第62/455,365号美国临时专利申请案以及发明名称为“多载波唤醒无线帧的波形编码(Waveform-Coding forMulticarrier Wake Up Radio Frame)”的第15/654,250号美国专利申请案的在先申请优先权，这些在先申请的全部内容以引入的方式并入本文本中。
技术领域
本申请涉及利用唤醒无线电等使用低数据速率进行通信的方法和系统。
背景技术
在无线通信中，可用功率的有效使用是系统设计的主要目标之一。通常，物联网(Internet of Things，IoT)应用中的无线局域网(wireless local area network，WLAN)设备依赖于有限电源(例如，由可充电或不可充电电池供电)。这种设备的示例可包括位于远场中测量例如水位或温度等一些物理现象的传感器设备，以及测量例如脉搏率等一些身体机能的可穿戴设备。
这种设备可以设计为在低占空比下操作(例如，每天仅与接入点(access point，AP)通信一次)，因此可能不适合始终要开启的WLAN接收器电路。如果没有为WLAN接收器电路提供合适的睡眠模式并且没有提供合适的唤醒机制，则该设备的有限电源(例如，电池)将快速耗尽。唤醒机制可能需要在AP和设备之间传送唤醒信号。
发明内容
低数据速率接收器系统，包括唤醒无线电(Wake Up Radio，WUR)，受到功耗的限制。因此，需要一种能够由WUR使用简单检测算法检测到的已传输唤醒信号。
根据第一方面，提供了一种提供数据信号的方法。所述方法包括对连续开关键(on-off-keying，OOK)映射后数据比特执行波形编码以映射到时域上的连续多载波调制符号。每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波在频域上设为1和0。将所述波形编码后的多载波调制符号上变频到载波频率以提供数据信号。通过无线信道传输所述数据信号。
可选地，在任一前述实施例中，每个多载波调制符号包括在时域中前置的保护间隔。
可选地，在任一前述实施例中，每个多载波调制符号的子载波为正交子载波，每个多载波调制符号包括总共N个子载波，所述一组子载波包括M个连续子载波，其中N>M，且所述M个子载波之外的所有子载波都设为0。
可选地，在任一前述实施例中，N＝64且M＝13，所述M个子载波中的7个子载波设为1，并且所述M个子载波中的6个交替子载波设为0。
可选地，在任一前述实施例中，所述子载波具有312.5kHz的载波间间隔(SS)，每个多载波调制符号具有包括所述保护间隔的4μs时长。
可选地，在任一前述实施例中，所述M个子载波包括所述N个子载波中的中心子载波。
可选地，在任一前述实施例中，所述M个子载波中的7个子载波具有比所述中心子载波更低的频率，所述M个子载波中的5个子载波具有比所述中心子载波更高的频率。所述中心子载波是空值子载波。
可选地，在任一前述实施例中，所述方法还包括将包括前置保护间隔的时域样本多载波调制符号的波形存储在存储器中。每个所述连续多载波调制符号包括所述波形的副本。
可选地，在任一前述实施例中，波形编码包括对所述连续数据比特执行曼彻斯特编码以映射到所述连续多载波调制符号上。
可选地，在任一前述实施例中，每个多载波调制符号具有4μs时长，包括0.8μs的前置保护间隔时长。每个曼彻斯特编码符号用二进制1表示以下项中的一个，用二进制0表示以下项中的另一个：(i)具有比拖尾2μs时长更高能量水平的前导2μs时长，以及(ii)具有比拖尾2μs时长更低能量水平的前导2μs时长。
可选地，在任一前述实施例中，所述数据信号是低速率数据信号。
可选地，在任一前述实施例中，所述数据信号是唤醒信号。
根据第二方面，提供了一种传输数据信号的设备。所述设备包括波形编码模块，用于对连续开关键(on-off-keying，OOK)映射后数据比特执行波形编码以映射到时域上的连续多载波调制符号。每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波在频域上设为1和0。调制器用于将所述波形编码后的多载波调制符号上变频到载波频率以提供数据信号，并通过无线信道传输所述数据信号。
可选地，在任一前述实施例中，每个多载波调制符号包括在时域中前置的保护间隔。
可选地，在任一前述实施例中，每个多载波调制符号的子载波为正交子载波。每个多载波调制符号包括总共N个子载波。所述一组子载波包括M个连续子载波，其中N>M，并且所述M个子载波之外的所有子载波都设为0。
可选地，在任一前述实施例中，N＝64且M＝13。所述M个子载波中的7个子载波设为1，所述M个子载波中的6个交替子载波设为0。所述子载波具有312.5kHz的载波间间隔(SS)。每个多载波调制符号具有包括所述保护间隔的4μs时长。可选地，在任一前述实施例中，所述M个子载波包括所述N个子载波中的中心子载波。所述M个子载波中的7个子载波具有比所述中心子载波更低的频率，所述M个子载波中的5个子载波具有比所述中心子载波更高的频率。所述中心子载波是空值子载波。
可选地，在任一前述实施例中，所述设备还包括存储器，用于将包括前置保护间隔的时域样本多载波调制符号的波形存储在存储器中。每个所述连续多载波调制符号包括所述波形的副本。
可选地，在任一前述实施例中，波形编码包括对所述连续数据比特执行曼彻斯特编码以映射到所述连续多载波调制符号上。每个多载波调制符号具有4μs时长，包括0.8μs的前置保护间隔时长。每个曼彻斯特编码符号用二进制1表示以下项中的一个，用二进制0表示以下项中的另一个：(i)具有比拖尾2μs时长更高能量水平的前导2μs时长，以及(ii)具有比拖尾2μs时长更低能量水平的前导2μs时长。
根据第三方面，提供了一种接收数据信号的台站。所述台站包括接收器，用于通过无线通信信道接收和解码数据信号。所述数据信号包括连续波形编码后的符号。每个波形编码后的符号包含一个已经在时域中使用数据比特进行了波形编码的多载波调制符号。每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波设为1和0。所述接收器用于确定所述波形编码后的符号中的功率分布，并且基于所述功率分布确定所述接收符号是否对应于0或1。
附图说明
现在将通过示例参考示出本申请的示例实施例的附图，其中：
图1为示出AP与具有唤醒无线电电路的示例台站之间的通信的框图；
图2示出了示例唤醒帧的帧格式；
图3为示出OFDM系统的框图；
图4为图示各种OFDM信号的误码率(bit error rate，BER)性能比较的图表；
图5为图示各种OFDM信号的误包率(packet error rate，PER)性能比较的图表；
图6为示出根据另一示例实施例的唤醒分组编解码系统的框图；
图7为图6中的系统生成的示例波形的时域表示；
图8示出了用于说明示例实施例的模拟情况分析过程的示例；
图9和图10分别示出了第一种情况下“1”和“0”子符号的频域功率分布；
图11和图12分别示出了第二种情况下“1”和“0”子符号的频域功率分布；
图13和图14分别示出了第三种情况下“1”和“0”子符号的频域功率分布；
图15示出了第一种情况下的BER性能比较，对接收器处有4MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能进行了比较；
图16示出了第二种情况下的BER性能比较，对接收器处有20MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能进行了比较；
图17示出了第三种情况下的BER性能比较，对接收器处有5MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能进行了比较；
图18为图示根据另一示例实施例的唤醒分组编解码系统的框图；
图19示出了图18的系统中使用的示例波形的频域和时域表示；
图20示出了图18的系统中使用的示例编码后波形的时域表示；
图21为示出提供低速率数据信号的示例方法的流程图。
不同附图可以使用相似标号来表示相似组件。
具体实施方式
用户设备或台站，例如机器类设备或传感器设备，预期在无线局域网(wirelesslocal area network，WLAN)等无线网络中操作，除了具有较高功率的WLAN收发器电路之外，还可具有独立的低功率唤醒无线电(Wake Up Radio，WUR)电路。WUR电路通常是一种设计用于接收和检测唤醒信号的低功率接收器电路，在一些示例中可以是主WLAN收发器电路的简化版本，并且可以在集成电路(integrated circuit，IC)或芯片上实现。WUR电路与设备中的WLAN收发器电路或其它等效电路进行通信，这样WLAN收发器电路可以休眠并节省功率，直到WUR电路唤醒WLAN收发器电路。WUR电路在检测到来自接入点AP(通常是与WLAN设备相关联的AP)的唤醒信号时唤醒WLAN收发器电路或其它等效电路。
对此，图1为图示示例AP 102和与AP 102相关联的示例台站104(例如，低占空比WLAN设备或其它无线设备)的示意图。示例台站104包括WLAN收发器电路106(例如，Wi-Fi收发器)和WUR电路108(也简称为WUR 108)。AP 102包括WLAN收发器电路110。在示例实施例中，WUR 108是一种简单的低功率接收器，既不具有发射器也没有需要时唤醒WLAN收发器电路106的功能。
图1示出了可以被传送用于唤醒睡眠WLAN收发器电路106的一组示例信号。AP 102可以向台站104发送携带唤醒帧(Wake-Up-Frame，WUF)200(下文进一步描述)的唤醒信号152。WUF 200由WUR电路108进行检测，并且WUR电路108向WLAN接收器电路106发送内部唤醒信号154，从而在WLAN接收器电路106处于睡眠模式时唤醒WLAN收发器电路106。然后，WLAN收发器电路106将ACK信号156发回AP 102。这时可以在AP 102与台站104之间(通过WLAN收发器电路106)进行适当的信息交换158。信息交换158完成之后，WLAN收发器电路106可以返回睡眠状态。
尽管图1示出了唤醒信号152传送到与WLAN收发器电路106相关联的WUR电路108，但是本发明所述的过程和系统可适用于其它电路，包括其它无线接收器电路，这受益于唤醒机制。在示例实施例中，使用多载波调制来传送唤醒信号152。
利用基于OFDM的OOK数据的唤醒无线帧
在一些应用中，相比于基于单载波的调制，唤醒信号152使用OFDM可以支持使用更短的帧长度。另外，OFDM可以简化衰落信道均衡。此外，WUF 200和其它WLAN通信使用相似OFDM技术会有助于通过允许在台站104上重用已有的WLAN实现来降低实现成本。
图2示出了示例WUF 200的示例帧格式。图2所示的各种块的高度示出了每部分的相对带宽(bandwidth，BW)。在图2的示例中，WUF 200包括置于唤醒部分或分组(wake-upportion or packet，WUP)250之前的传统前导码210。WUP 250包括WUR参考信号字段252、WUR信号(SIG)字段254、MAC帧头262、帧体264和帧检验序列(frame check sequence，FCS)266。在一示例实施例中，WUR参考信号字段252可以包括唤醒前导码，例如伪噪声(pseudonoise，PN)序列，而MAC帧头262可以包括接收器地址。MAC帧头262、帧体264和FCS266可以一起称为WUR部分250的净荷。
传统前导码210用于在WUF 200传输期间使所有非目的地WLAN设备静默。传统前导码210可以包括传统短训练字段(legacy short training field，L-STF)、传统长训练字段(legacy long training field，L-LTF)和传统信号(legacy signal，L-SIG)字段。根据传统标准，传统前导码210的带宽通常为20MHz。在图2的示例中，示出了WUP 250的带宽比传统前导码210的窄，例如，WUP 250的带宽可以为5MHz，但是其它带宽也是合适的。传统前导码210用于与其它IEEE 802.11设备共存，但是在一些示例中，可以省略传统前导码210。
WUR参考信号252用于分组检测和同步。在一些示例中，WUR参考信号可以包括短训练字段(short training field，STF)和长训练字段(long training field，LTF)，WUR 108可以使用这两个字段来检测WUP 250有别于其它帧。在一些示例中，WUR 108可能不需要任何超出包含在WUR参考信号252中的附加信息，使得唤醒帧200的长度变短，因此WUR 108需要更少的功率来处理唤醒帧200。然而，在其它实施例中，可能需要包含在WUP 250的其它字段中的附加信息以在WUR 108处实现更高级的功能。
在示例实施例中，WUP 250使用基于OFDM的多载波调制(multi carriermodulation，MCM)，所得波形带宽小于20MHz。OFDM波形通常由一组包括子载波或子载波(tone)间隔(SS)、子载波或子载波(tone)数量(M)和循环前缀或保护间隔长度(TGI)的参数集属性定义。不同的实施例中可以使用不同的参数集。可以使用的一个示例参数集如下：子载波总数M＝16(包括一个DC空值子载波，剩下15个可用子载波)；子载波间隔SS＝312.5kHz；TGI＝四分之一的有用符号时段Tu；有用符号时段Tu＝3.2μs；总符号周期Ttot＝4μs。当M＝16且SS＝312.5kHz时，所得信号带宽为5MHz。将认识到，该参数集与IEEE 802.11a标准中的类似，尽管子载波集合缩小，但是可以允许重用802.11a中已经创建的一些电路设计方面。由于子载波间间隔SS为有用符号长度Tu的倒数，所以子载波是正交的。
对此，图3为示出基于OFDM的系统的基本系统框图。具体而言，图3示出了在AP收发器110和WUR电路108处应用于WUP 250的处理流程。在一些示例中，示出为正在WUR电路108处执行的每个处理块412、414、416表示可以作为充当通用集成电路的一部分的模块或元件来实施的操作。同样地，示出为正在AP收发器110处执行的每个处理块402、404、406表示可以作为通用集成电路的模块或元件来实施等的操作。
如图3所示，WUP 250用作输入到AP收发器110的二进制源401。在示例中，使用开关键(on-off keying，OOK)来映射二进制源401。在一些示例中，可以通过块编码操作402将应用纠错和/或压缩数据(例如，将K个比特编码为N比特码字)的块编码应用到二进制源401，但是这种编码是可选的。
然后，对OOK映射后数据比特执行OFDM符号生成操作404，以生成对应的基于OFDM的符号。在示例实施例中，每个数据比特由单个基于OFDM的符号表示，这样N个数据比特产生N个连续符号。因此，对于每个符号，OFDM符号生成器404用于在对应OFDM符号(由图3中的430表示)的所有正交子载波上调制相同的数据比特。在使用上文阐述的参数集参数的示例中，OFDM符号430包括M＝16个子载波S–8到S7，具有子载波间隔SS＝312.5kHz，其中一个中心子载波(例如So)用作DC空值子载波(tone)，剩下15个子载波(例如S–8到S–1以及S1到S7)各自使用相同的数据比特进行调制。因此，在这种示例中，三个连续的数据比特1、0、1会有三个对应OFDM符号：
第一数据比特1＝>符号430(1)：S–8,7＝{1,1,1,1,1,1,1,1,DC,1,1,1,1,1,1,1}
第二数据比特0＝>符号430(2)：S–8,7＝{0,0,0,0,0,0,0,0,DC,0,0,0,0,0,0,0}
第三数据比特1＝>符号430(3)：S–8,7＝{1,1,1,1,1,1,1,1,DC,1,1,1,1,1,1,1}
在上文描述的M＝16的示例中，OFDM符号生成操作使用16点快速傅立叶反变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)405来生成OFDM符号430。通过上述波形参数集示例，OFDM符号430的带宽为5MHz。
在GI插入操作406处将保护间隔插入到OFDM符号430中。在上文阐述的示例参数集中，TGI＝四分之一的有用符号时段(也称为IFFT时段)。然后，将OFDM符号430上变频到信道载波频率并通过无线网络信道410传输。在示例实施例中，802.11使用的相同发射滤波器用于提供频谱滤波以确保已传输的OFDM符号，包括超出M个子载波的任何边缘子载波(tone)，在20MHz频谱掩码范围内。
因此，AP收发器110对包含在WUP 250中的数据进行编码，并在信道410中传输对应的OOK映射后的基于OFDM的WUP信号250T，其中将来自原始源WUP 250的每个数据比特编码为单个OFDM符号。
在WUR 108处，接收基于OFDM的WUP信号250T并且将该信号下变频到基带。然后，使用包络检测操作412和硬判决操作414从包含在下变频信号中的N个符号中提取对应于WUP250的N个比特。在示例实施例中，基于OFDM的WUP信号设计可以使得包络检测能够在WUR108处准确地执行，而无需执行信道估计或均衡。WUR 108不会作为传统OFDM接收器工作，因为WUR 108不包括GI移除和FFT处理；相反，WUR 108依赖于包络检测/硬判决操作412/414来恢复WUP数据比特。对此，包络检测操作412依赖于具有一组移位寄存器422的低通滤波器(low pass filter，LPF)420。在示例实施例中，选择低通滤波器的系数(也称为抽头)的数量等于活动子载波的数量乘以保护间隔与有用符号时间之比(TGI/Tu)。例如，使用上述参数集，其中M＝16且TGI＝四分之一的有用符号时间，则LPF系数的数量将是4。利用具体选择为不同于传入符号的预定值对每个移位寄存器422进行初始化。
硬判决操作414用于将判决阈值水平应用于包络检测操作412的输出以确定“0”或“1”比特输出。在示例实施例中，硬判决操作414所采用的阈值根据AP收发器110与WUR108之间的信道410的质量进行设置。在一些应用中，在对包含WUR 108的台站104进行初始化的时候设置判定阈值，并且在一些应用中，WUR 108可以用于持续或周期性监控信道质量并根据所监控的信道质量自适应地改变由硬判决操作414采用的阈值。在示例中，基于信道信噪比或者基于源和接收器之间的调制编码方案(modulation and coding scheme，MCS)来确定信道质量。
硬判决操作414的N比特输出提供恢复后的WUP 250R(在AP收发器110处发生块编码的情况下应用中间块解码操作416)。恢复后的WUP 250R可以包含主WLAN收发器电路106中的内部唤醒信号154的信息和指令等。
从以上描述可以理解，至少在一些配置中，OOK映射后的基于OFDM的WUP信号能够实现低功率、简化的WUR 108。
如上所述，在不同的实施例中，可以在AP收发器110处应用不同的波形参数集。对此，在替代性实施例中，系统用于利用现有802.11a参数集但仅使用包含64个可用子载波的子集，这样参数集参数将为可用子载波数量64，但仅使用中间M个子载波，其中，M＝14(包括一个DC空值子载波)；子载波间隔SS＝312.5kHz；TGI＝四分之一的有用符号时段Tu；有用符号时段Tu＝3.2μs；总符号周期Ttot＝4μs。当M＝14且SS＝312.5kHz时，所得信号带宽为4.375MHz。在这种实施例中，OFDM符号的14个子载波中的13个将使用相同的OOK映射后数据比特(中心子载波为DC空值)进行调制，剩余50个子载波设置为0。
因此，在这种示例中，三个连续的数据比特1、0、1会有三个对应OFDM符号：
第一数据比特1＝>:S–7,6＝{1,1,1,1,1,1,1,DC,1,1,1,1,1,1}；S-32,-8和S7,31均为0
第二数据比特0＝>S–7,6＝{0,0,0,0,0,0,0,DC,0,0,0,0,0,0}；S–32,–8和S7,31均为0
第三数据比特1＝>S–7,6＝{1,1,1,1,1,1,1,DC,1,1,1,1,1,1}；S–32,–8和S7,31均为0
图4和图5示出了针对图3的系统的上下文中的各种基于OFDM的符号配置的模拟性能比较。误码率(Bit Error Rate，BER)和误包率(Packet Error Rate，PER)分别在图4和图5中示出。
在图4和图5所示的示例中，所有检测方法均为非相干包络检测，而没有信道估计或均衡。在模拟中，使用了96比特的WUP长度。图4和图5中的标签标识可用子载波的数量和所使用的子载波(tone)数量，不包括DC空值(例如，64-13表示64个子载波，占用13个子载波(tone))，并且假设使用了汉明码。WUP的长度是96比特。如图所示，在未使用汉明码的情况下对一个OFDM符号进行了测试。当应用时，汉明码使用7个编码比特和4个信息比特，其中1比特是校正能力。
如图所示，64个子载波(tone)OFDM符号仅有13个子载波(tone)由重复输入比特占用(非相干64-13)显示出与使用(7,4)汉明码的相同OFDM符号(使用汉明码的非相干64-13)几乎具有相同的性能，除了23dB到30dB之间的SNR范围。64子载波(tone)OFDM符号中所有64个子载波(tone)由重复输入比特占用(使用汉明码的非相干64-64)，不包括1个DC和7个边缘子载波(tone)，显示出优于使用汉明码的非相干64-13约15dB的性能。
上文首先讨论的OFDM方案，即16子载波(tone)OFDM符号中有15个子载波(tone)由重复输入比特占用(使用汉明码的非相干16-15)和具有4个抽头的LPF滤波器(即，滤波器系数数量等于子载波数量乘以保护间隔周期与有用符号时间之比)，在图4和图5描述的模拟中提供了最佳性能。如图所示，将抽头数增加到20并不会改善性能，实际上会提供次优性能，如在使用汉明码和具有20抽头的LPF曲线的非相干16-15中所见。
利用基于OFDM的曼切斯特编码MCM数据的唤醒无线帧
现在描述唤醒无线帧的另一示例实施例。
Minyoung Park等人在2016年3月，IEEE 802.11LRLP TIG，“16/0341r0，低功率唤醒接收器(Low-Power Wake-Up Receiver，LP-WUR)后续方案”中已经提出了WUR的基于OFDM和开关键(On-Off Keying，OOK)调制的波形设计，其中对于数据1的情况，64个子载波中只有13个子载波被占用，而对于数据0的情况，所有64个子载波赋值为0。但是，与连续数据OFF符号(数据0)情况相关联的无能量传输条件可能导致与某些802.11设备(以及可能的非802.11设备)的共存问题。Eunsung Park等人在2016年9月，IEEE 802.11WUR SG，“16/1144r0，对WUR性能的进一步研究”中的另一提议介绍了曼彻斯特编码，以解决无能量传输条件产生的问题。但是，至少在一些模拟中，已经观察到，曼彻斯特编码等额外波形编码可以在原始带宽(bandwidth，BW)内搅动信号，使得具有一定带宽的RF滤波器的WUR无法正确检测到WUR帧。
因此，本文公开了针对WUR帧配置的示例实施例，WUR帧配置在应用波形编码时减轻带宽搅动。具体而言，在示例实施例中，在上文参照图3和图4首先描述的OFDM波形的上下文中，在时域上将曼彻斯特编码应用于OOK数据，即具有以下参数集属性集合的波形：子载波总数M＝16(包括一个DC空值子载波，剩下15个可用子载波)；子载波间隔SS＝312.5kHz；TGI＝四分之一的有用符号时段Tu；有用符号时段Tu＝3.2μs；总符号周期Ttot＝4μs。当M＝16且SS＝312.5kHz时，所得信号带宽为5MHz。
对此，图6为示出基于OFDM的MCM系统的基本系统框图，该MCM系统采用基于OOK数据的曼彻斯特编码。具体而言，图6示出了在AP收发器110和WUR电路108处应用于WUP 250的处理流程。在一些示例中，示出为正在WUR电路108处执行的每个处理块612、614、416表示可以作为充当通用集成电路的一部分的模块或元件来实施的操作。类似地，示出为正在AP收发器110处执行的每个处理块402、604、606表示可以作为通用集成电路的模块或元件来实施等的操作。
如图6所示，WUP 250用作输入到AP收发器110的OOK映射二进制源401。在一些示例中，应用纠错和/或压缩数据(例如，将K个比特编码为N比特码字)的块编码可以通过块编码操作402应用于二进制源401，但是这种编码是可选的。
AP收发器110包括OFDM波形生成器操作604，用于输出具有以下参数集参数的OFDM波形：M＝16(其中S0用于DC空值)；TU＝3.2μs；SS＝312.5kHz，其中所有可用的15个子载波(S–8到S–1以及S1到S7)均设置为“1”。图7在时域上示出了由OFDM波形生成器604输出的OFDM符号的OFDM波形710的示例说明。在所示示例中，OFDM波形710表示16点快速傅立叶反变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)操作的输出，其中“1”已经调制到15个子载波上，其中一个子载波(例如S0)用作DC空值。在图6的实施例中，OFDM波形生成器604将有效地持续生成相同的波形，因此，可以存储样本波形，其中OFDM波形生成器604简单地重复样本波形，从而无需在OFDM波形生成器604处执行IFFT操作。
在图6的示例中，曼彻斯特编码操作606用于将N个数据比特编码到OFDM波形710上。如本领域所知，曼彻斯特编码(也称为相位编码(phase-encoding，PE))为行代码，其中每个数据比特的编码为等时条件下的从低到高跳变或者从高到低跳变。因此，在OFDM波形的上下文中，将OFDM符号有效地划分为具有相等时长的两个子符号，其中每个“0”比特编码为一组两个子符号，并且每个“1”比特编码为一组两个子符号。在示例实施例中，编码如下表所示(但是其它实施例中可以使用反向编码)。
表1：OOK数据比特的曼彻斯特编码
OOK数据比特 第一子符号SUB<sub>1</sub> 第二子符号SUB<sub>2</sub>
“1” 1(开) 0(关)
“0” 0(关) 1(开)
曼彻斯特编码操作606在时域上将PE编码应用于OFDM波形710，对此，图7和图8分别在时域和频域上以图形方式示出了应用于OFDM波形710的编码，以生成数据“1”符号720-1和数据“0”符号720-0(本文统称为数据符号720)。
在示例实施例中，当生成数据符号720时，曼彻斯特编码操作606应用20MHz的标准802.11采样率。对此，Tu＝3.2μs的基本OFDM波形有用符号时长包括64个样本。在典型的802.11配置中，0.8μs的GI插入发生为总符号时段Ttot至4.0μs，其对应于20MHz上的80个样本。在示例实施例中，曼彻斯特编码操作606用于将GI等效物包含到具有总符号时段Ttot至4.0μs的输出符号中。因此，在数据“1”的情况下，输出符号720-1包括时长为Ts1＝Ttot/2＝2.0μs的第一子符号SUB1，其包括从OFDM波形710复制的40个样本，接着包括时长为Ts2＝Ttot/2＝2.0μs的第二子符号SUB2，其包括40个样本，其中子载波值强制设为“0”。在数据“0”输出符号720-0的情况下，上述顺序相反。
因此，在示例实施例中，每个OOK映射数据比特在曼彻斯特编码操作606的输出处表示为两个多载波调制(Multicarrier modulated，MCM)子符号，这样N个数据比特产生N个符号，共包含2N个连续子符号。然后将所得MCM符号上变频到信道载波频率，并通过无线网络信道410传输为曼彻斯特编码的基于OFDM的MCM WUP信号250T-MCM。在示例实施例中，802.11使用的相同发射滤波器用于提供频谱滤波以确保已传输的OFDM符号，包括超出M个子载波的任何边缘子载波(tone)，在20MHz频谱掩码范围内。
在WUR 108处，将基于OFDM的WUP信号250T-MCM作为唤醒信号152的一部分接收并且将该信号下变频到基带。在示例实施例中，在唤醒信号152中进行编码的一个或多个WUR参考信号252和/或传统前导码210允许WUR 108将采样定时与传入符号边界同步。功率检测操作612用于测量每个接收符号720R的功率分布，特别是确定每个接收符号720R中的第一子符号和第二子符号的功率电平。在20MHz采样率的示例中，第一子符号SUB1和第二子符号SUB2均包括40个样本。判决块614用于比较符号的第一半和第二半部分之间的功率分布，并做出相应的数据“0”或“1”判决。在所示示例中，如果第一子符号的平均功率幅度大于第二子符号，则将接收符号720R解码为数据“1”；如果第二子符号的平均功率幅度大于第一子符号，则将接收符号720R解码为数据“0”。这种情况下，会产生恢复后的WUP 250R(在AP收发器110处发生块编码的情况下应用中间块解码操作416)。恢复后的WUP 250R可以包含主WLAN收发器电路106中的内部唤醒信号154的信息和指令等。
在示例实施例中，低通滤波器620包含在功率检测操作612中，以在功率分析之前将低通滤波应用于接收符号720R。在示例实施例中，滤波器带宽大于传输带宽。
通过比较三种MCM参数集情况来对如上所述的基于曼彻斯特编码OFDM的MCM WUP进行分析：第一种情况(情况1)占用64个子载波中的13个子载波(tone)；第二种情况(情况2)占用64个子载波中的56个子载波(tone)；第三种情况占用16个子载波中的15个子载波(tone)，如上述示例实施例中所公开。图8示出了针对这三种情况执行带宽分析的过程的图形表示。在分析中，在时域上应用波形编码(waveform-coding，WFC)，并且对子载波(没有保护间隔(Guard Interval，GI))执行FFT以获得频域上的功率分布(每个子载波的幅度平方)。频域上所得功率分布如图9-14所示。从图9和图10中可以看到，情况1有超过4MHz的能量泄漏，这导致接收器的性能较差。
图15、图16和图17分别示出了三种情况下的误码率(Bit Error Rate，BER)性能。每种情况下的原始带宽分别为4MHz、20MHz和5MHz，因此图15、图16和图17给出了接收器处有4MHz(情况2下为20MHz和情况3下为5MHz)低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)与无LPF之间的性能比较。图15示出了第一种情况下的BER性能比较，比较了接收器处有4MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能；图16示出了第二种情况下的BER性能比较，比较了接收器处有20MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能；图17示出了第三种情况下的BER性能比较，比较了接收器有5MHz低通滤波器时和无低通滤波器时的性能。
针对考虑了RF损伤(载波频率偏移和相位噪声)的AWGN信道而获得这些模拟值。从图15、图16和图17中可以看出，当LPF应用于接收器时，对于情况1性能下降严重，而对于情况3性能下降最小。对于情况2，每子载波(tone)的发射功率低于窄带传输(其它两种情况)，这可能导致相比其它两种情况较差的性能，即便在接收器处没有使用LPF。
利用交替载波曼切斯特编码MCM数据的唤醒无线帧
现在描述唤醒无线帧的又一示例实施例。如上所述，Minyoung Park等人已经在2016年3月，IEEE 802.11LRLP TIG，“16/0341r0，低功率唤醒接收器(Low-Power Wake-UpReceiver，LP-WUR)后续方案”中提出了用于WUR的基于OFDM和开关键(On-Off Keying，OOK)调制波形设计，其中对于数据1的情况，64个子载波中只有13个子载波被占用，而对于数据0的情况，所有64个子载波赋值为0。如上所述，Eunsung Park等人在2016年9月，IEEE802.11WUR SG，“16/1144r0，对WUR性能的进一步研究”中的另一提议介绍了曼彻斯特编码，用以解决无能量传输条件引起的问题。Eunsung Park等人公开了一种解决方案，其中曼彻斯特编码仅应用于总共64个子载波(tone)中的七(7)个交替中间子载波(tone)(不包括DC子载波(tone))。根据Eunsung Park等人提出的解决方案，在曼彻斯特编码发生后添加保护间隔。相比于使用中间14个子载波(tone)中的13个，使用中间14个子载波(tone)中的7个所产生的能量泄漏更少，然而，在不使用曼彻斯特编码的情况下，衰落信道上的性能在OOK编码波形上显现出很小的增益。
因此，本文公开了针对WUR帧波形编码的另一实施例，其减轻了能量泄漏并且还可以改善衰落信道性能。在一个示例中，在发生保护间隔插入之后，在时域上将曼彻斯特编码应用于OFDM波形的子载波子集。
对此，图18为示出另一基于OFDM的MCM系统的基本系统框图，该系统采用基于OOK数据的曼彻斯特编码。图18的系统类似于图6的系统，不同之处将从附图和说明书中显而易见。图18示出了在AP收发器110和WUR电路108处应用于WUP 250的处理流程。在一些示例中，示出为正在WUR电路108处执行的每个处理块612、614、1416表示可以作为充当通用集成电路的一部分的模块或元件来实施的操作。同样地，示出为正在AP收发器110处执行的每个处理块1402、1804、1806表示可以作为通用集成电路的模块或元件来实施的操作。
如图18所示，WUP 250用作输入到AP收发器110的OOK映射二进制源401。具体而言，在一些示例中，OOK二进制源401包括用于要进行波形编码的WUP 250的一部分(WUP250的波形编码(WFC)部分268，参见图2)的源数据比特，包括WUR-SIG 245、MAC帧头262、帧体264和FCS 266数据字段等。在一些示例中，可以通过FEC编码操作1402将应用纠错和/或压缩数据(例如，将K个比特编码为N比特码字)的前向纠错(forward error correction，FEC)应用于二进制源401，但是这种编码是可选的。
AP收发器110包括OFDM波形源1804。在一示例中，OFDM波形源1804包括存储器305，用于存储先前生成的OFDM波形的时域版本，例如图19中所示的示例时域OFDM符号波形1920。具体而言，在示例实施例中，包括64点快速傅立叶反变换(inverse fast Fouriertransform，IFFT)操作1802的OFDM波形生成器1801用于生成频域OFDM符号1930，其中交替中心子载波子集设为1，剩余子载波设为0。在图19所示的示例符号1930中，中心子载波S0为DC空值，并且7个交替子载波S–7、S–5、S–3、S–1、S1、S3、S5设为1。剩余子载波S–32至S–8、S–6、S–4、S–2、S2、S4、S6至S31均设为0。在所示示例中，符号1930从具有以下参数集参数的传统802.11OFDM符号得出：子载波数量＝64，所使用子载波的数量M＝13(S–7至S5，其中S0作为DC空值)；有用符号时长Tu＝3.2μs；子载波间隔SS＝312.5kHz，中间13个子载波中的交替7个子载波设为“1”。如图19所示，符号1930的有用带宽BW为：13×312.5kHz＝4.1MHz。
图19中的OFDM波形1910表示OFDM符号1930的时域版本。在示例实施例中，OFDM波形生成器1801还包括GI插入操作1802，其在时域上操作以从尾端OFDM波形1910复制传统的0.8μs循环前缀CP部分并且在将该部分前置以提供保护间隔GI，从而使得OFDM符号波形1920的总符号时长为Ttot＝4μs。在示例实施例中，标准802.11采样率为20MHz，OFDM符号波形1920包括80个样本，包括构成GI的16个样本。
如上所述，在示例实施例中，由OFDM符号生成器1801执行的用以提供符号波形1920的操作在传输WUP 250之前的配置时间内完成，其中OFDM波形源1804在AP收发器110传输WUP 250的时间内提供预先存储的符号波形1920的连续副本，从而无需对用于WUP 250的每个符号波形执行IFFT操作。在至少一些示例实施例中，OFDM波形生成器1801是可配置的并且可以用于生成具有与上述不同的参数集参数的符号波形1920，从而可以在需要时改变存储的波形1920。
在图18的示例中，曼彻斯特编码操作1806等波形编码操作用于将N个数据比特编码到N个连续OFDM符号波形1920上，以生成WUP 250的WFC部分268。如上所示，曼彻斯特编码(也称为相位编码(phase-encoding，PE))为行代码，其中每个数据比特的编码为等时条件下的从低到高跳变或者从高到低跳变。因此，在OFDM波形的上下文中，将OFDM符号有效地划分为具有相等时长的两个子符号，其中每个“0”比特编码为一组两个子符号，并且每个“1”比特编码为一组两个子符号。在示例实施例中，编码如上表1中所示。
曼彻斯特编码操作1806在时域上将PE编码应用于OFDM符号波形1920，对此，图20在时域上以图形方式示出了应用于OFDM符号波形1920的编码，以生成数据“1”符号2020-1和数据“0”符号2020-0(本文统称为数据符号2020)。
在一些示例实施例中，当生成数据符号2020时，曼彻斯特编码操作1806应用20MHz的标准802.11采样率。因此，在数据“1”的情况下，输出符号2020-1包括时长为Ts1＝Ttot/2＝2.0μs的第一子符号SUB1，其包括从源OFDM符号波形1920复制的40个样本，接着包括时长为Ts2＝Ttot/2＝2.0μs的第二子符号SUB2，其包括40个样本，其中子载波值强制设为“0”。在数据“0”输出符号2020-0的情况下，上述顺序相反。
在一些示例中，用于在曼彻斯特编码操作1806处对每个OOK数据比特进行编码的OFDM符号波形1910的数量可以不止一个。举例来说，在一些实施例中，两个OFDM符号波形1910用于每个数据比特，例如，数据比特“1”包括OFDM符号波形1910的整个时长的副本，其后是相同的时长，其中所有子载波强制设为“0”。数据比特“0”由“零”符号波形表示，其后是OFDM符号波形1910的整个时长。在这种示例中，将每个数据比特的曼彻斯特编码应用于两个OFDM符号，这样参考图20，Ttot＝8μs而不是4μs，而Ts1和Ts2均为4μs。Ts1的相应样本数应为80个样本而不是40个样本。因此，即使OFDM符号长度和源OFDM符号波形1920的GI长度不变，也可以根据性能将Ttot、Ts1和Ts2调整到曼彻斯特编码信号中ON/OFF位置的新时长。在这种情况下，N个数据比特并不总是表示为N个OFDM符号。
在一些示例实施例中，在曼彻斯特编码操作1806处应用的总符号时长和采样率可以与上文指出的传统802.11参数不同。此外，在一些示例实施例中，在曼彻斯特编码操作1806处应用的符号时长和采样率可以是可配置的，以实现采样率(以及得到的带宽)和符号时长的调整，从而允许针对操作员和接收设备要求对已传输的唤醒信号152进行配置。
再次参考图18，在示例实施例中，每个OOK映射后数据比特在曼彻斯特编码操作1806的输出处表示为两个多载波调制(Multicarrier modulated，MCM)子符号(2020-1或2020-0)，这样N个数据比特产生N个符号，每个符号包含2个连续子符号。在示例实施例中，将WUR参考信号252置于WFC部分268之前，从而产生WUP 250。在需要传统前导码210的配置中，可以在上变频之前将传统前导码210置于WUP 250之前。所得WUR帧200(包括WFC部分268的经曼彻斯特编码的基于OFDM的MCM符号、前置WUR参考信号252以及需要时的前置传统前导码210)然后在上变频调制器308处上变频到信道载波频率，并通过无线网络信道410作为RF唤醒信号152传输。在示例实施例中，802.11使用的相同发射滤波器用于提供频谱滤波以确保已传输的OFDM符号，包括超出M个子载波的任何边缘子载波(tone)，在20MHz频谱掩码范围内。
在WUR 108处，将基于OFDM的WUP 250作为唤醒信号152的一部分接收并且在下变频调制器310处将该信号下变频到基带。在示例实施例中，在唤醒信号152中编码的一个或多个WUR参考信号252和/或传统前导码210允许WUR 108将采样定时与在传入WUP 250的WFC部分268中包含的WFC符号720R的传入符号边界同步。功率检测操作612用于测量每个接收WFC符号720R的功率分布，特别是确定每个接收符号720R中的第一子符号和第二子符号的功率电平。在20MHz采样率的示例中，第一子符号SUB1和第二子符号SUB2均包括40个样本。判决块614用于比较符号的第一半和第二半部分之间的功率分布，并做出相应的数据“0”或“1”判决。在所示示例中，如果第一子符号的平均功率幅度大于第二子符号，则将接收符号720R解码为数据“1”；如果第二子符号的平均功率幅度大于第一子符号，则将接收符号720R解码为数据“0”。判决块614的输出为来自接收WUP 250的WFC部分268的恢复数据(在AP收发器110处发生块编码的情况下应用中间FEC解码操作1416)。来自WFC部分268的恢复数据可以包含主WLAN收发器电路106中的内部唤醒信号154的信息和指令等。
在示例实施例中，低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)620包含在功率检测操作612中或之前，以在功率分析之前将低通滤波应用于接收符号720R。在示例实施例中，滤波器带宽大于传输带宽。
图21为示出提供低速率数据信号的示例方法2100的流程图。方法2100可以由低速率数据信号的发射器执行，例如在传输唤醒信号152的AP中的如图18所示的收发器110处。
在2102处，接收输入数据比特。输入数据比特可以是WUP 250的部分268的数据比特，例如如上所述，或其它低速率数据信号。可以使用OOK映射输入数据比特。
在2104处，应用波形编码以将连续开关键(on-off-keying，OOK)映射后数据比特编码到时域上的连续多载波调制符号上，每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波在频域上设为1和0。
在2108处，将连续多载波符号上变频到载波频率以提供数据信号。
在2110处，通过无线信道传输数据信号。
本发明可以提供用于实现所公开方法和系统的示例的某些示例算法和计算。但是，本发明不受任何特定算法或计算的约束。
尽管本发明可以以特定顺序描述含有步骤的方法和过程，但是可以适当省略或改变方法和过程中的一个或多个步骤。在适当的情况下，一个或多个步骤可以以不同于其描述的顺序发生。
尽管可以至少部分地在方法方面描述本发明，但是本领域普通技术人员要理解，本发明还涉及用于执行所述方法的至少部分方面和特征的各种组件，可以是硬件组件、软件或两者的任意组合。
在不脱离权利要求主题的情况下，本发明可以以其它具体形式实施。所描述的示例实施例在各方面都仅仅是示意性的，而不是限制性的。可以组合一个或多个上述实施例的所选特征以创建未明确描述的替代性实施例，在本发明范围内理解适合于这种组合的特征。
还公开了所公开范围内的所有值和子范围。而且，尽管本文所公开和示出的系统、设备和过程可以包括特定数量的元件/组件，但是可以将系统、设备和组件修改为包括更多或更少的此类元件/组件。例如，尽管所公开的任何元件/组件可以引用为单数，但是可以将本文所公开的实施例修改为包括多个此类元件/组件。本文所述主题通常涵盖并包含技术中的所有适用变化。

Claims (18)

1.一种提供数据信号的方法，其特征在于，包括：
对连续开关键(on-off-keying，OOK)映射后数据比特进行波形编码以映射到时域上的连续多载波调制符号，其中，波形编码根据曼彻斯特编码操作执行，该曼彻斯特编码操作将相位编码应用于时域中的正交频分复用OFDM符号波形中，在OFDM波形的上下文中，一个OFDM符号被分成两个持续时间相等的子符号，每个0比特被编码为两个字符号的一组，每个1比特被编码为两个字符号的另一组，其中使用可配置的OFDM波形发生器可生成具有不同数字参数的符号波形，使得存储的波形在需要时可以改变；其中，每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波在频域上设为1和0；
将所述波形编码后的多载波调制符号上变频到载波频率以提供数据信号；以及
通过无线信道传输所述数据信号；
每个多载波调制符号的子载波为正交子载波，每个多载波调制符号包括总共N个子载波，所述一组子载波包括M个连续子载波，其中N>M，并且所述M个子载波之外的所有子载波都设为0；
其中，包括64点快速傅立叶反变换IFFT操作的所述OFDM波形生成器用于生成频域OFDM符号，其中交替中心子载波子集设为1，剩余子载波设为0，所述M个连续子载波的中心子载波S0为DC空值，并且7个交替子载波S–7、S–5、S–3、S–1、S1、S3、S5设为1，剩余子载波S–32至S–8、S–6、S–4、S–2、S2、S4、S6至S31均设为0。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，每个多载波调制符号包括在时域中前置的保护间隔。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，N＝64且M＝13，所述M个子载波中的7个设为1，并且所述M个子载波中的6个交替子载波设为0。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述子载波具有312.5kHz的载波间间隔(SS)，每个多载波调制符号具有包括所述保护间隔的4μs时长。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述M个子载波包括所述N个子载波中的中心子载波。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述M个子载波中的7个子载波具有比所述中心子载波更低的频率，所述M个子载波中的5个子载波具有比所述中心子载波更高的频率，所述中心子载波是空值子载波。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，包括将包括前置保护间隔的时域样本多载波调制符号的波形存储在存储器中，其中每个所述连续多载波调制符号包括所述波形的副本。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，波形编码包括对所述连续数据比特执行曼彻斯特编码以映射到所述连续多载波调制符号上。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，每个多载波调制符号具有4μs时长，包括0.8μs的前置保护间隔时长，每个曼彻斯特编码符号用二进制1表示以下项中的一个，用二进制0表示以下项中的另一个：(i)具有比拖尾2μs时长更高能量水平的前导2μs时长，以及(ii)具有比拖尾2μs时长更低能量水平的前导2μs时长。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数据信号是低速率数据信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述数据信号是唤醒信号。
12.一种传输数据信号的设备，其特征在于，包括：波形编码模块，用于对连续开关键(on-off-keying，OOK)映射后数据比特执行波形编码以映射到时域上的连续多载波调制符号，其中，波形编码根据曼彻斯特编码操作执行，该曼彻斯特编码操作将相位编码应用于时域中的正交频分复用OFDM符号波形中，在OFDM波形的上下文中，一个OFDM符号被分成两个持续时间相等的子符号，每个0比特被编码为两个字符号的一组，每个1比特被编码为两个字符号的另一组，其中使用可配置的OFDM波形发生器可生成具有不同数字参数的符号波形，使得存储的波形在需要时可以改变；每个多载波调制符号包括一组子载波，其中交替子载波在频域上设为1和0；
调制器，用于将所述波形编码后的多载波调制符号上变频到载波频率以提供数据信号，并通过无线信道传输所述数据信号；
每个多载波调制符号的子载波为正交子载波，每个多载波调制符号包括总共N个子载波，所述一组子载波包括M个连续子载波，其中N>M，并且所述M个子载波之外的所有子载波都设为0；
其中，包括64点快速傅立叶反变换IFFT操作的所述OFDM波形生成器用于生成频域OFDM符号，其中交替中心子载波子集设为1，剩余子载波设为0，所述M个连续子载波的中心子载波S0为DC空值，并且7个交替子载波S–7、S–5、S–3、S–1、S1、S3、S5设为1，剩余子载波S–32至S–8、S–6、S–4、S–2、S2、S4、S6至S31均设为0。
13.根据权利要求12所述的设备，其特征在于，每个多载波调制符号包括在时域中前置的保护间隔。
14.根据权利要求13所述的设备，其特征在于，N＝64且M＝13，所述M个子载波中的7个子载波设为1，所述M个子载波中的6个交替子载波设为0，所述子载波具有312.5kHz的载波间间隔(SS)，每个多载波调制符号具有包括所述保护间隔的4μs时长。
15.根据权利要求14所述的设备，其特征在于，所述M个子载波包括所述N个子载波中的中心子载波，所述M个子载波中的7个子载波具有比所述中心子载波更低的频率，所述M个子载波中的5个子载波具有比所述中心子载波更高的频率，并且所述中心子载波是空值子载波。
16.根据权利要求12至15中任一项所述的设备，其特征在于，包括存储器，用于将包括前置保护间隔的时域样本多载波调制符号的波形存储，其中每个所述连续多载波调制符号包括所述波形的副本。
17.根据权利要求16所述的设备，其特征在于，波形编码包括对所述连续数据比特执行曼彻斯特编码以映射到所述连续多载波调制符号上，每个多载波调制符号具有4μs时长，包括0.8μs的前置保护间隔时长，每个曼彻斯特编码符号用二进制1表示以下项中的一个，用二进制0表示以下项中的另一个：(i)具有比拖尾2μs时长更高能量水平的前导2μs时长，以及(ii)具有比拖尾2μs时长更低能量水平的前导2μs时长。
18.一种接收数据信号的台站，其特征在于，包括：
接收器，用于通过无线通信信道接收和解码数据信号，所述数据信号包括连续波形编码后的符号，每个波形编码后的符号包含一个已经在时域中使用数据比特进行了波形编码的多载波调制符号，其中，波形编码根据曼彻斯特编码操作执行，该曼彻斯特编码操作将相位编码应用于时域中的正交频分复用OFDM符号波形中，在OFDM波形的上下文中，一个OFDM符号被分成两个持续时间相等的子符号，每个0比特被编码为两个字符号的一组，每个1比特被编码为两个字符号的另一组，其中使用可配置的OFDM波形发生器可生成具有不同数字参数的符号波形，使得存储的波形在需要时可以改变；每个多载波调制符号具有一组子载波，其中交替子载波设为1和0；
所述接收器用于确定所述波形编码后的符号中的功率分布，并且基于所述功率分布确定所述接收符号是否对应于0或1；
每个多载波调制符号的子载波为正交子载波，每个多载波调制符号包括总共N个子载波，所述一组子载波包括M个连续子载波，其中N>M，并且所述M个子载波之外的所有子载波都设为0；
其中，包括64点快速傅立叶反变换IFFT操作的所述OFDM波形生成器用于生成频域OFDM符号，其中交替中心子载波子集设为1，剩余子载波设为0，所述M个连续子载波的中心子载波S0为DC空值，并且7个交替子载波S–7、S–5、S–3、S–1、S1、S3、S5设为1，剩余子载波S–32至S–8、S–6、S–4、S–2、S2、S4、S6至S31均设为0。
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