CN101043204A - 全数字d类功放中pwm结构的非线性误差校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及音频全数字D类功放，具体涉及一种全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法。本发明的技术方案是：在全数字D类功放的PWM结构中，实时根据PWM的输出在delta－sigma调制器的各个积分器中加入校正系数，从而达到使整个PWM结构线性化的效果。本发明解决了全数字D类功放中PWM结构的非线性误差问题，提出了一种全数字的校正方法，此方法计算量小，非常易于硬件实现实时的误差校正，可广泛应用于音频全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正。

Description

全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法

技术领域

本发明涉及音频全数字D类功放，具体涉及一种全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法。

背景技术

随着视听设备不断向小型化发展，集成度不断地提高，功耗已成为这些设计要考虑的重要问题。功率放大器作为其中主要的组成部件，对效率的要求就越来越高。传统的A类和AB类功放最多只能达到50％的效率。而D类功放的电效率则可达到80～90％，是各种小型视听设备内置扬声器的首选。而目前D类功放的主要解决方案还是将数字信号先还原成模拟信号，然后用一个三角波发生器所产生的三角波去采样这个模拟信号，从而产生D类功放所需要的脉冲宽度调制信号(PWM)去驱动后级功率电路。这种PWM信号产生电路的最大缺点就是电路中存在大量的模拟电路，这使得电路对各种噪声十分敏感，使设计的难度大大提高。

全数字的D类功放PWM结构，如图1所示，由一个delta-sigma调制器(包括积分器1、2、3、4和量化器5)、一个数字PWM调制器6、功率驱动电路7和扬声器8构成。这种全数字的PWM结构，解决了传统D类放大器中模拟PWM结构易受外界噪声影响的问题；同时，由于delta-sigma调制器的工作频率较低，就使得电路易于实现。

但是这种PWM结构最大的缺点就是会带来非线性误差。数字PWM电路工作原理和产生非线性误差的原因可简述如下：以中心PWM编码为例，当delta-sigma调制器输入为1时，PWM输出一个脉冲，脉冲宽度为T个时钟周期，比如，对一个级数为16的PWM，输入为1，PWM输出0000000010000000；输入为2，PWM输出0000000110000000；...；输入为8，PWM输出0000111111110000；...；输入为16，PWM输出1111111111111111。

对于一个线性函数f(x)，满足f(n·x)＝n·f(x)。令PWM的输出函数为P(x)，则P(2)＝0000000110000000≠2·P(1)＝0000000020000000。因此，PWM是非线性的，在实际应用中必然会引入非线性误差。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：消除全数字D类功放中PWM结构的非线性误差，提出一种全数字的校正方法。

本发明的技术方案是：全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法，其特征是：在全数字D类功放的PWM结构中，实时根据PWM的输出在delta-sigma调制器的各个积分器中加入校正系数，从而达到使整个PWM结构线性化的效果。

进一步的，所述的校正系数为通过首先对PWM结构中delta-sigma调制器的输入端进行插值处理，然后对量化器的输出进行抽样处理，以求得与将PWM调制器移入delta-sigma调制器环路而获得的线性系统等价的PWM结构的方法而推导得到其计算公式。

本发明与现有技术比较，具有如下优点：

1、完全消除全数字D类功放PWM结构的非线性误差；

2、此方法计算量小；非常易于硬件实现实时的误差校正。

附图说明

图1为全数字D类功放的PWM结构图；

图2为本发明实施例的全数字PWM结构1；

图3为本发明实施例的全数字PWM结构2；

图4为本发明实施例的全数字PWM结构3；

图5为本发明实施例的全数字PWM结构4；

图6为本发明实施例的全数字PWM结构5；

图7为本发明的实施例的仿真结果。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

对于图2所示的PWM结构1的状态方程可描述为：

                       I_n+1＝AI_n+B_yY_n+B_xX_n    (1)

                       Y_n+1＝Q(I_n+1)          (2)

其中I_n(n＝1，2，3，4)是delta-sigma调制器中积分器的输出，Y_n(n＝1，2，3，4)是delta-sigma调制器的输出，X_n是delta-sigma调制器的输入，A是状态矩阵，B_x是输入系数矩阵，B_y是输出系数矩阵，Q是量化器。

为了消除PWM结构1中的非线性误差，可假想将PWM调制器移入delta-sigma调制器环路中。由于系统在音频信号带宽内具有很高开环增益，所以新系统趋于线性。但是，由于delta-sigma调制器输入端的采样频率Freq是Fs，假设delta-sigma调制器中量化器的位数为Nbit，则PWM调制器的输出频率为N*Fs，所以还不能直接将PWM调制器移入delta-sigma调制器环路中。

为此，首先对PWM结构1中delta-sigma调制器的输入端进行插值，插值后delta-sigma调制器输入端的采样频率为N*Fs，然后对量化器的输出进行抽样，抽样倍率为N，这样PWM调制器的输出频率仍为N*Fs，进行插值和抽样后的PWM结构2如图3所示。

假设插值倍率为N，则有

$I_{n+1}^1=a^N{I}_n^1+\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{N-p}{b}_y{Y}_n^P...\left(3\right)$

经过插值和抽样，delta-sigma调制器的输入端和PWM调制器的输出端具有相同的频率N*Fs，这样就可以将PWM调制器移入delta-sigma调制器环路中，得到等价的PWM结构3，如图4所示。

在实际中，delta-sigma调制器的频率过高是难以实现的，为此提出PWM结构3的等价系统PWM结构4，如图5所示。图中corr1，corr2，corr3，corr4是为了使PWM调制器移出delta-sigma调制器环路还能与PWM结构3等价而加入的校正系数。

此时PWM结构4中的插值和抽样环节可以除去，最后得到与PWM结构2等价的PWM结构5，如图6所示。

为了使PWM结构2与最初的PWM结构1等价，须满足

$I_n^1=I_n$ $Y_n^k=0$ $Y_n^{k_1}=Y_n...\left(4\right)$

从而

a^N＝A                                (5)

$a^{N-k_1}{b}_y{Y}_n^{k_1}=B_y{Y}_n...\left(6\right)$

$b_y=a^{k_1-N}{B}_y...\left(7\right)$

因此(3)也可以写成

$I_{n+1}^1=a^N{I}_n^1+\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{k_1-p}{B}_y{Y}_n^p...\left(8\right)$

比较(1)式与(8)式，它们之间的差值就是PWM结构5中须加入的校正系数

$\mathrm{Corr}=\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{k_1-N}{B}_y{Y}_n^p-B_y{Y}_n...\left(9\right)$

对于不同阶数的delta-sigma调制器，只是描述其PWM结构的状态方程(1)式中的系数矩阵不同，在delta-sigma调制器的各个积分器中加入校正系数的推导计算方法相同。

以8阶delta-sigma调制器，delta-sigma调制器量化器为5bit为例，在过采样率为8，相应的PWM调制器级数为32，输入为-60dB 1kHz正弦波条件下对校正前后的PWM进行仿真。从仿真结果可以看出，校正前delta-sigma调制器输出信噪比为49.67dB(图7(a))；由于非线性误差，PWM调制器的输出信噪比只有3.77dB(图7(b))；在delta-sigma调制器中加入上述校正系数后，PWM调制器的输出信噪比则达到45.23dB(图7(c))。图7(d)还给出了PWM调制器的输出信噪比随输入信号幅度变化的仿真结果，结果体现出良好线性。

仿真结果表明通过对PWM结构的线性化校正，可以完全解决PWM所带来的非线性误差。

本发明解决了全数字D类功放中PWM结构的非线性误差问题，提出了一种全数字的校正方法，此方法计算量小，非常易于硬件实现实时的误差校正，可广泛应用于音频全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正。

Claims (2)

1、全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法，其特征是：在全数字D类功放的PWM结构中，实时根据PWM的输出在delta-sigma调制器的各个积分器中加入校正系数，从而达到使整个PWM结构线性化的效果。

2、按照权利要求1所述的全数字D类功放中PWM结构的非线性误差校正方法，其特征是所述的校正系数为通过首先对PWM结构中delta-sigma调制器的输入端进行插值处理，然后对量化器的输出进行抽样处理，以求得与将PWM调制器移入delta-sigma调制器环路而获得的线性系统等价的PWM结构的方法而推导得到其计算公式。

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