CN100566155C

CN100566155C - 表面声波器件

Info

Publication number: CN100566155C
Application number: CNB2005100938380A
Authority: CN
Inventors: 西泽年雄; 村田俊彦; 水户部整一
Original assignee: Fujitsu Media Devices Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2004-08-31
Filing date: 2005-08-31
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2025-08-31
Also published as: KR20060050788A; KR100716085B1; US7212086B2; EP1630956A3; US20060044079A1; JP2006074202A; CN1744433A; EP1630956B1; JP4303178B2; EP1630956A2

Abstract

表面声波器件。一种具有给定阻抗的表面声波器件包括串联连接的多个多模型滤波器，这些多模型滤波器的合成阻抗限定了所述表面声波器件的给定阻抗。

Description

表面声波器件

技术领域

本发明总体上涉及表面声波器件，更具体地，涉及多模型表面声波器件。

背景技术

近年来，在诸如便携式电话的无线电通信装置的RF电路中已使用由表面声波器件形成的滤波器。由表面声波器件(SAW器件)形成的滤波器可以用作发射滤波器、接收滤波器、以及其中将发射滤波器和接收滤波器安装在单个封装中的双工器。已知各种类型的SAW滤波器，典型的是具有以阶梯型结构布置的多个SAW谐振器的阶梯型SAW滤波器，以及多模型SAW滤波器。通常，将阶梯型SAW滤波器用作发射滤波器，而将多模型SAW滤波器用作接收滤波器。

如在日本特开2004-194269号公报所述，多模型SAW滤波器的基本结构具有形成在压电基板上的一对反射电极，以及布置在反射电极之间的输入叉指型换能器(IDT)和输出叉指型换能器。当通过对输入IDT施加驱动电压时，在反射电极之间传播SAW，在反射电极之间产生多个驻波，基于驻波的电压扩展到输出IDT。由此形成的多模型SAW滤波器用作带通滤波器。

图1A示出了多模型SAW滤波器的一个单元(基本结构)，图B示出了其中级联有两个单元的级联式。单元式多模型SAW滤波器10包括：输入IDT 12；布置在输入IDT 12的相对两侧的输出IDT 14和输出IDT 16；以及设置得比输出IDT 14和输出IDT 16更靠外侧的反射电极18和20。输入IDT 12、输出IDT 14和输出IDT 16的每一个具有一对梳状电极，其中电极指相交叉。由形成在压电基板(其可以是LN(铌酸锂)或LT(钽酸锂))上的金属图案形成了输入IDT 12、输出IDT14和输出IDT 16，以及反射电极18和20。将单元式的阻抗Fs设计为与连接到SAW滤波器的传输线的特征阻抗相等(例如，50Ω)。图1B示出的多模型SAW滤波器的级联式具有级联的两个多模型SAW滤波器。更具体地，通过信号图案22和24将多模型SAW滤波器10A的两个输出IDT分别连接到多模型SAW滤波器10B的两个输入IDT。将多模型SAW滤波器10A的输入IDT的梳状电极12a和多模型SAW滤波器10B的输出IDT的梳状电极12b接地。因为梳状电极12a和12b接地，所以在它们之间不传输信号。多模型SAW滤波器10A的阻抗Fi和多模型SAW滤波器10B的阻抗Fo都与连接到图1B所示的SAW滤波器的传输线的特征阻抗相等，并且例如可以等于50Ω(Fs＝Fi＝50Ω)。

图2示出了其中并联连接有三个级联的多模型SAW滤波器(每一个如图1B中所示)的结构。

如图3A所示，可以使用图1A和图1B所示的多模型SAW滤波器。将发射滤波器Tx和接收滤波器Rx与天线Ant相连。接收滤波器Rx是多模型SAW滤波器。通过发射滤波器Tx将发射信号输出到天线Ant。将通过天线Ant接收的信号经由接收滤波器Rx施加给下一级电路。

然而，发明人发现以下问题。如果在发送信号的同时接收到了Jammer(在所期望的接收频率范围中的频率分量)，则该发射信号的漏泄分量连同该Jammer一起激发接收滤波器Rx的多模型SAW滤波器。在图3B中示出了该问题，其中横轴表示频率(MHz)，纵轴表示接收滤波器Rx的输出功率(dBm)。如图3B所示，在没有发射信号的情况下，在接收滤波器Rv的输出端口处仅出现Jammer。相反，当存在发射信号的漏泄分量时，由漏泄分量导致在Jammer的峰值两侧出现功率分量。该功率分量增加了互调电平，并降低了单音保护(STD)，在便携式电话的标准化说明书中描述了该STD。该问题不仅出现在其中由单独的压电基板形成发射滤波器Tx和接收滤波器Rx的结构中，而且也出现在具有其上形成有发射滤波器Tx和接收滤波器Rx的单个压电基板的结构中。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有多模型SAW滤波器的SAW器件，该SAW器件即使在出现外部漏泄信号的情况下也具有优良的滤波特性。

通过具有给定阻抗的表面声波器件来实现本发明的这个目的，该表面声波器件包括：串联连接的多个多模型滤波器，所述多个多模型滤波器的合成阻抗限定了所述表面声波器件的给定阻抗，其中，所述多模型滤波器中的每一个都具有多个叉指型换能器，所述多个叉指型换能器中的、所述多模型滤波器的对应的输入叉指型换能器通过互连图案串联连接，并且所述多个叉指型换能器中的、所述多模型滤波器的对应的输出叉指型换能器通过互连图案串联连接并与所述对应的输入叉指型换能器分离；在分别从相邻的互连图案延伸出的电极指之间布置有至少一个电极指；并且所述至少一个电极指处于与所述相邻的互连图案的电势不同的电势。

附图说明

当结合附图阅读以下的详细说明时，本发明的其它目的、特征和优点将变得更加明了，其中：

图1A示出了多模型SAW滤波器的一个单元；

图1B示出了具有级联的两个单元式的多模型SAW滤波器的传统的多模型SAW滤波器；

图2示出了具有三个级联结构的另一种传统的多模型SAW滤波器，每一个级联结构都如图1B所示；

图3A示出了多模型SAW滤波器的应用；

图3B示出了该应用的问题；

图4A示出了多模型滤波器的单元；

图4B示出了根据本发明第一实施例的多模型SAW滤波器；

图5是图4B所示的多模型SAW滤波器和传统的多模型SAW滤波器的互调电平的曲线图；

图6示出了图4B所示的结构的一种变型；

图7示出了在图6所示的结构中的通带中可能的寄生分量的曲线图；

图8A示出了设计用于抑制图7所示的寄生分量的结构的原理；

图8B是表示图8A所示的结构的效果的曲线图；

图9A示出了本发明第一实施例的结构；

图9B示出了根据第二实施例的多模型SAW滤波器；

图10A示出了第二实施例的结构；

图10B示出了根据本发明第三实施例的多模型SAW滤波器；

图11A示出了第三实施例的结构；

图11B示出了根据本发明第四实施例的多模型SAW滤波器；

图12示出了根据本发明第五实施例的多模型SAW滤波器；

图13示出了第五实施例的一种变型；

图14示出了第五实施例的另一变型；

图15是第五实施例的滤波器特征的曲线图；

图16A示出了根据第六实施例的平衡型多模型SAW滤波器的一个单元；

图16B示出根据第六实施例的级联式平衡多模型SAW滤波器；以及

图17示出了根据本发明第七实施例的双工器。

具体实施方式

下面将参照附图说明本发明的优选实施例。

[第一实施例]

图4B表示根据本发明第一实施例的多模型SAW滤波器，为了与第一实施例进行比较，图4A表示前述多模型SAW滤波器的单元。图4B所示的多模型SAW滤波器具有形成在压电基板100上的并且串联连接的两个多模型SAW滤波器10C和10D。在下面，分别将多模型SAW滤波器10C和10D称为第一和第二滤波器。第一滤波器10C具有一对反射电极18A和20A，以及介于反射电极18A与20A之间的输入IDT 12A、输出IDT 14A和输出IDT 16A。类似地，第二滤波器10D具有一对反射电极18B和20B，以及介于反射电极18B和20B之间的输入IDT 12B、输出IDT 14B和输出IDT 16B。

为了串联连接第一滤波器10C和第二滤波器10D，如图所示连接所构图的互连图案22、24和26。互连图案22和24连接第一滤波器10C的输出IDT和第二滤波器10D的输出IDT。互连图案26连接第一滤波器10C的输入IDT和第二滤波器10D的输入IDT。即，将第一滤波器10C和第二滤波器10D的相对应的IDT串联连接。在工作中，互连图案26的电势(即：梳状电极12a和12b的电势)是施加到输入端子T1的驱动电势与地电势之间的中间电势。第一滤波器10C的输入IDT通过驱动电势与该中间电势之间的电势差来激发SAW。第二滤波器10D的输入IDT通过该中间电势与地电势之间的电势差来激发SAW。应该注意，梳状电极12a和12b不处于地电势，这与图1B所示的结构区别很大。在输出端子T2和T3处可以获得同相的输出信号。

因为将第一滤波器10C和第二滤波器10D串联连接，所以要求设计阻抗，以使得第一滤波器10C的阻抗F1和第二滤波器10D的阻抗F2的合成阻抗具有所期望的阻抗(例如，50Ω)。该所期望的阻抗可以与连接到图4B所示的多模型SAW滤波器的传输线的特征阻抗相等。当图4A所示的单元式具有等于50Ω的阻抗Fs时，将第一滤波器10C的孔径长度AP1(电极指的交错宽度)和第二滤波器10D的孔径长度AP2设置得大于该单元式的孔径长度AP0，以使得F1+F2等于Fs(＝50Ω)。因此，第一滤波器10C和第二滤波器10D的IDT面积就都大于单元式的IDT面积。在图4B所示的示例中，AP1＝AP2(＝2AP0)，并且第一滤波器10C的IDT面积与第二滤波器10D的IDT面积彼此相等。可以说，通过将单元式的结构分割成两个来形成图4B所示的结构。具有不同的孔径长度的多模型SAW滤波器可能具有不同的静电电容。

根据图4B所示的结构，多级的串连连接(在图4B中是两级)降低了施加在IDT上的电压，并且使得能够对IDT施加所分压的电压。所扩大的IDT面积降低了每单位面积的SAW激发能。结果，如图5中的曲线所示，与具有图1B所示的结构的“传统的”器件相比较，具有图4B所示的结构的“本发明的”器件具有被抑制的互调电平。

在图4B所示的结构中，将输入端子T1和输出端子T2和T3设置为将电极图案夹在中间。相反，如图6所示，将输入端子T1和输出端子T2和T3设置在电极图案的同一侧。在图6所示的多模型SAW滤波器中具有串联连接的两个多模型SAW滤波器10E(第一滤波器)和10F(第二滤波器)。用于进行串联连接的互连图案22、24和26还是IDT的汇流条(busbar)。即，通过公共汇流条22、24和26串联连接了第一滤波器10E的汇流条和第二滤波器10F的对应汇流条。将输入端子T1和输出端子T2和T3分别提供给第一滤波器10E的三个IDT。第一滤波器10E的阻抗F11和第二滤波器10F的阻抗F12的合成阻抗与连接到图6所示的多模型SAW滤波器的传输线的特征阻抗相等(例如50Ω)。布置输出IDT 14B和16B，使得在端子T2和T3处的信号同相(同极性)。更具体地，IDT 14B的与IDT 12B相邻的电极指与汇流条22相连，并且IDT 16B的与IDT 12B相邻的电极指与汇流条24相连。

图7示出了图6所示的结构的频率特性(AP1＝AP2)。图7的横轴表示频率(MHz)，纵轴表示衰减量(dB)。如图7所示，在通带的低频侧出现寄生分量。下面将要说明的本发明的第二实施例旨在一种具有能够减少寄生分量的结构的多模型SAW滤波器。

[第二实施例]

第二实施例侧重于图案间电容C以减少寄生分量。如图8A所示，在也用作汇流条的互连图案22和26之间存在图案间电容C，并且在也用作汇流条的互连图案24和26之间存在另一图案间电容C。连接到互连图案22、24和26的电极指也与图案间电容C相关。图8B示出了说明图案间电容C的大小是如何影响图8A所示的多模型SAW滤波器的频率特性的实验结果。从图8B可以看出，通过降低图案间电容C可以减小寄生分量。

图9B表示被设置有旨在减少图案间电容C的结构的多模型SAW滤波器。为了与第二实施例进行比较，在图9A中示出了根据前述第一实施例的多模型SAW滤波器。图9B所示的多模型SAW滤波器包括第一滤波器10E和第二滤波器10G。在从作为相邻的互连图案的汇流条22、24和26延伸出的电极指之间设置有至少一个电极指，其中该至少一个电极指处于与相邻的互连图案的电势不同的电势。更具体地，将处于不同于汇流条22和26的电势的地电势的电极指Ic1设置在从汇流条22的一端延伸出的电极指Ia1与从相邻汇流条22的汇流条26的一端延伸出的电极指Ib1之间。汇流条22和26处于地电势与施加到输入端子T1的驱动电压之间的中间电势。类似地，将处于与汇流条22和24的电势不同的地电势处的电极指Ic2布置在从汇流条22的一端延伸出的电极指Ia2与从相邻汇流条22的汇流条24的一端延伸出的电极指Ib2之间。尽管在图9B中所示的结构具有设置在从不同的汇流条延伸出的电极指之间的两个电极指Ic1和Ic2，但是其间可以仅设置一个处于在地电势的电极指。如上所述，在电极指Ia1与Ib1之间以及在电极指Ia2和Ib2之间形成地电势，使得图9B所示的结构比图9A所示的结构具有更小的图案间电容C，并具有减小的寄生分量。在电极指Ia1与Ib1之间的距离的d22比图9A所示的结构中的对应距离d21更长。因此就可以进一步减小图案间电容C。第一滤波器10E的阻抗F11和第二滤波器10G的阻抗F12的合成阻抗可以等于连接到多模型SAW滤波器的传输线的特征阻抗(例如，50Ω)。

第二实施例的多模型SAW滤波器能够限制互调电平并减小图7B所示的通带中的寄生分量。

[第三实施例]

图10B是表示根据本发明第三实施例的多模型SAW滤波器。为了与第三实施例进行比较，在图10A中示出了上面提到的第二实施例的多模型SAW滤波器。在图10A所示的结构中，从第一滤波器10E的相邻的IDT延伸出的电极指的长度与图案间电容C有关(例如电极指Id1和Ie1)。因此，如图10B所示，通过缩短第一滤波器10E的电极指的长度可以减小图案间电容C。

在图10B所示的结构中，第一滤波器10H具有缩短的电极指。因此，第一滤波器10H的孔径长度AP11比图10A所示的第一滤波器10E的孔径长度AP1小。因此，第一滤波器10H的阻抗F21大于图10A所示的第一滤波器10E的阻抗F11。为了将第一滤波器10H和第二滤波器10I的合成阻抗设置为与期望的阻抗(例如，50Ω)相等，将第二滤波器10I的孔径长度AP 12制作得更大。甚至在该情况下，因为将第二滤波器10I配置为使得电极指Ic1和Ic2处在不同于汇流条22、24和26的电势的地电势，就像图9B所示的第二滤波器10G，所以图案间电容C不增大。

根据第三实施例的多模型SAW滤波器可以限制互调电平，并且还降低了通带中的寄生分量。

[第四实施例]

图11B表示根据本发明第四实施例的多模型SAW滤波器。为了与第四实施例进行比较，在图11A中示出了上述第三实施例的多模型SAW滤波器。第四实施例的多模型SAW滤波器包括第一滤波器10J和第二滤波器10K，这些滤波器具有也是用作互连图案的公共汇流条22A、24A和26A，经由这些互连图案使这些滤波器串联连接。在汇流条22A和26A的相邻的边缘之间的距离d34(图案间距离)和在汇流条24A和26A的相邻的边之间的另一距离d34比图11A所示的对应距离d33大。为了增大距离d34，以由此减小图案间电容C，使汇流条22A、24A和26A的边缘逐渐变窄。使汇流条22A、24A和26A的宽度L34窄于图11A所示的汇流条22、24和26的宽度L33，从而可以减小图案间电容C。第一滤波器10J的阻抗F31与第二滤波器10K的阻抗F32的合成阻抗等于连接到第四实施例的多模型SAW滤波器的传输线的特征阻抗。图11B所示的反射电极18C和18D具有公共汇流条，反射电极20C和20D具有公共汇流条。

根据第四实施例的多模型SAW滤波器可以限制互调电平，并且进一步减小了通带中的寄生分量。

[第五实施例]

图12示出了本发明第五实施例的多模型SAW滤波器。如附图标记50A、50B和50C所示，三个多模型SAW滤波器(其每一个如图11B所示)并联连接，并将图1A或4A所示的单元式的多模型SAW滤波器52A、52B和52C分别级联到滤波器50A、50B和50C。端子T11、T12和T13用作输入端子，端子T21、T22和T23用作输出端子。将相同的信号施加到输入端子T11、T12和T13，并在输出端子T21、T22和T23上可获得同相的输出信号。

根据第五实施例的多模型SAW滤波器可以限制互调电平，有效地降低通带中的寄生分量，并提高功率耐久性。

图13示出了图12所示的多模型SAW滤波器的一种变型。将滤波器50A、50B和50C的输出共同连接到输出端子T24。

图14示出了对图12所示的多模型SAW滤波器的另一种变型。图14所示的多模型SAW滤波器包括一组滤波器50A、50B和50C，和另一组滤波器50D、50E和50F，将这些滤波器分别进行了级联。将滤波器50A、50B和50C构造为如图11B所示。

图15示出了根据第五实施例的多模型SAW滤波器的频率特性，其中横轴表示频率(MHz)，纵轴表示衰减量(dB)。由标号60表示的线表示-3dB的衰减量，这与通常所要求的插入损耗量相对应。由标号62表示的另一条线表示-50dB的衰减量，这与通常所要求的带外衰减量相对应。从图15可以看出，第五实施例的多模型SAW滤波器具有小的插入损耗和大的带外衰减。

[第六实施例]

第六实施例是平衡滤波器。图16A示出了根据本发明第六实施例的平衡型多模式SAW滤波器的单元。参照图16A，信号B1和B2是平衡输入或平衡输出。为了实现平衡滤波器，IDT 14B和IDT 16C具有不同的电极结构。更具体地，将IDT 12B和IDT 14B的相邻电极指分别连接到汇流条26和22，而将IDT 12B和IDT 16C的相邻电极指分别连接到汇流条26和28。

图16B示出了根据第六实施例的级联式平衡多模式SAW滤波器。参照该图，将单元式多模型SAW滤波器52D、52E和52F分别级联到并联连接的多模型SAW滤波器52A、52B和52C。滤波器52D、52E和52F中的每一个具有由B1和B2表示的平衡输出或输入。

即使在平衡型多模式SAW滤波器中，多模型SAW滤波器52、52B和52C也具有上述的结构、功能和效果。因此，可以限制互调电平，并且还降低了通带中的寄生分量。

[第七实施例]

图17表示根据本发明第七实施例的双工器。该双工器是具有单个封装的SAW器件，在该单个封装中内置有图3A所示的发射滤波器Tx和接收滤波器Rx。发射滤波器Tx具有多个SAW谐振器的阶梯结构，而接收滤波器Rx具有如图12B所示的布置。将发射滤波器Tx和接收滤波器Rx形成在单个压电基板100上。发射滤波器Tx包括：以阶梯结构的串联臂形式的SAW谐振器S1-S6，以及以并联臂形式的SAW谐振器P1和P2。这样构造的双工器能够抑制对从发射滤波器Tx到接收滤波器Rx的漏泄分量有影响的互调电平，并能够抑制接收滤波器Rx的通带中的寄生分量。

在诸如PCS便携式电话的通信设备中，本双工器可用于将例如在1850MHz至1910MHz范围内的发射信号和例如在1930MHz至1990MHz范围内的接收信号相互分隔开。

本发明并不限于具体公开的实施例，可以在不脱离本发明范围的情况下作出多种修改和变型。

本发明基于在2004年8月31日提交的日本专利申请No.2004-252644，在此以引用的方式并入其全部公开内容。

Claims

1、一种具有给定阻抗的表面声波器件，其包括：

串联连接的多个多模型滤波器，

所述多个多模型滤波器的合成阻抗限定了所述表面声波器件的给定阻抗，

其中，所述多个多模型滤波器中的每一个都具有多个叉指型换能器，所述多个叉指型换能器中的、所述多个多模型滤波器的对应的输入叉指型换能器通过互连图案串联连接，并且所述多个叉指型换能器中的、所述多个多模型滤波器的对应的输出叉指型换能器通过互连图案串联连接并与所述对应的输入叉指型换能器分离；

在分别从相邻的互连图案延伸出的电极指之间布置有至少一个电极指；并且

所述至少一个电极指处于与所述相邻的互连图案的电势不同的电势。

2、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中所述给定阻抗等于连接到所述表面声波器件的传输线的特征阻抗。

3、如权利要求1所述的表面声波器件，其中：

通过具有锥形末端的公共汇流条，将所述多个叉指型换能器中的、所述多个多模型滤波器的所述对应的输入叉指型换能器串联连接；并且

通过具有锥形末端的公共汇流条，将所述多个叉指型换能器中的、所述多个多模型滤波器的所述对应的输出叉指型换能器串联连接。

4、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中所述多个多模型滤波器具有不同的静电电容。

5、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中所述多个多模型滤波器具有不同的孔径长度。

6、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中所述多个多模型滤波器包括：与所述表面声波器件的输入端子相连的第一多模型滤波器，以及与所述表面声波器件的输出端子相连的第二多模型滤波器。

7、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中所述多个多模型滤波器包括与所述表面声波器件的输入端子和输出端子相连的第一多模型滤波器。

8、根据权利要求1所述的表面声波器件，还包括并联连接的多组多模型滤波器，其中所述多组多模型滤波器中的每一组都包括所述串联连接的多模型滤波器。

9、根据权利要求1所述的表面声波器件，其中设置在所述表面声波器件的输出侧的所述多模型滤波器中的一个级联到另一个多模型滤波器。

10、根据权利要求1所述的表面声波器件，还包括并联连接的多组多模型滤波器，其中所述多组多模型滤波器中的每一组都包括所述串联连接的多模型滤波器，并且设置在所述表面声波器件的输出侧的所述多模型滤波器级联到其它的多模型滤波器。

11、根据权利要求1所述的表面声波器件，还包括平衡的输入端子和输出端子。

12、根据权利要求1所述的表面声波器件，还包括其上形成有多模型滤波器的压电基板。

13、根据权利要求1所述的表面声波器件，还包括被施加了发射信号和接收信号中的一种信号的第一滤波器，和被施加了发射信号和接收信号中的另一种信号的第二滤波器，其中，所述第一滤波器和第二滤波器中的一个包括所述多模型滤波器。

14、根据权利要求13所述的表面声波器件，其中所述第一滤波器和第二滤波器被形成在同一压电基板上。