CN100550702C - 直接变换接收机 - Google Patents

直接变换接收机 Download PDF

Info

Publication number
CN100550702C
CN100550702C CNB028150929A CN02815092A CN100550702C CN 100550702 C CN100550702 C CN 100550702C CN B028150929 A CNB028150929 A CN B028150929A CN 02815092 A CN02815092 A CN 02815092A CN 100550702 C CN100550702 C CN 100550702C
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
signal
unit
circuit
fft
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB028150929A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1537370A (zh
Inventor
汤浅正俊
平松达夫
花房清夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2001332911A external-priority patent/JP3685750B2/ja
Priority claimed from JP2001332910A external-priority patent/JP2003143101A/ja
Priority claimed from JP2001332912A external-priority patent/JP3696147B2/ja
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Publication of CN1537370A publication Critical patent/CN1537370A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100550702C publication Critical patent/CN100550702C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H04B1/0032—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage with analogue quadrature frequency conversion to and from the baseband
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

具备：将经过OFDM方式调制的模拟RF信号进行频率转换，以使接收对象段的占有频率的中心频率为频率零的降频变频器；将由降频变频器所得到的降频变频信号转换为数字信号的AD转换单元；对由AD转换单元所得到的信号施以高速傅里叶转换后，将时间轴转换为频率轴的FFT单元；从FFT单元的输出信号中除去接收对象段以外的不用成分的不用成分除去单元。

Description

直接变换接收机
技术领域
本发明涉及直接变换接收机，尤其涉及可应用于在地面数字TV广播中只接收1段的部分接收的直接变换接收机。
背景技术
近年来，在传输图像信号或语音信号的系统中作为以高质量的传输和提谐波率利用效率而出色的方式，提出了OFDM(正交频分复用：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。
OFDM方式为在一个频道的带宽内建立多数副载波的调制方式。例如，将模拟TV信号转换为数字信号后以MPEG(Moving PictureExperts Group)施以数据压缩。为了对噪音等在传输路中的错误发生原因进行分散等将对该数据信号进行字节交织、比特交织，并进行与QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(QuadratureAmplitude Modulation)等调制方式对应的映射处理。
为了对衰落等在传输路中的错误发生原因进行分散，对经过映射处理的数据进行时间交织、频率交织，然后进行IFFT(逆傅里叶转换)、正交调制再频率转换为RF频率并传输。
图1所示为数字电视接收机的结构。
数字电视接收机中进行与发送端完全相反的操作来解调TV信号。
从天线输入的RF输入被输入给混频器21。混频器21也从本机信号发生器22输入对应选台的信号，并输出进行频率转换以使期望频率进入BPF(带通滤波器)23的带宽内的信号。BPF23只析出期望频率成分。
BPF23的输出分别输入给混频器24、25。混频器24、25由以来自本机信号发生器26的信号为输入的90度相位器27输入有余弦信号和正弦信号。混频器24、25对IF频率的BPF23的输出进行降频变频后转换为由实轴(I轴)成分和虚轴(Q轴)成分构成的Low IF信号并输出给模拟/数字转换器7、8。
模拟/数字转换器7、8将模拟信号(I轴成分、Q轴成分)转换成数字信号并输出给FFT电路9。FFT电路9对输入信号进行高速傅里叶转换并将时间轴数据转换为频率数据后输出给频率解交织电路12。
在频率解交织电路12中，将用以补偿由电波的反射等导致的特定频率信号的缺失而进行的频率交织复原。频率解交织电路12的输出送至时间解交织电路13。时间解交织电路13将用以抗衰落等而施行的时间交织复原。
经过时间解交织的I轴和Q轴信号被送至解映射电路14并转换成2比特(QPSK)、4比特(16QAM)或6比特(64QAM)。经过解映射的信号被送至比特解交织电路15。比特解交织电路15解除为增强抗差错性而进行的比特交织。比特解交织电路15的输出被送至维特比解码电路16。维特比解码电路16用在发送端进行的叠入码进行纠错。
经过维特比解码的信号被送至字节解交织电路17。字节解交织电路17解除与比特交织同样为增强抗差错性而进行的字节交织。字节解交织电路17的输出被送至RS解码电路18。RS解码电路18进行RS(里德-索罗门)解码并纠错。经过纠错的信号被送至MPEG译码电路19。MPEG译码电路19将纠错后的信号(压缩信号)扩展，并输出给数字/模拟转换20。数字/模拟转换20将MPEG译码电路19送来的信号转换成模拟图像及模拟语音信号并输出。
日本的地面数字广播方式采用段分割的信号形式，在电视广播时以13段为一组在6MHz的带宽中传输。另外，在13段内的中央一段仅以一段进行数据广播的部分接收是可能的。与13段接收相比，部分接收的带宽仅为1/13，可以大致相同的结构进行接收。
图2所示为进行部分接收时图1各部的频谱。
图2(a)所示为地面数字广播(UHF)所对应的RF信号频谱。图2(a)中示出UHF14～16频道所对应的频谱。一频道为6MHz，一频道由13段的段所构成。其中的中央段为部分接收用的信号。
图2(b)所示为UHF15的RF信号的频谱，并示出13段中的中央部位的六个段S15-0～S15-6所对应的频谱。
图2(c)所示为混频器21所输出的对应UHF15的IF信号的频谱，并示出13段中的中央部位的六个段S15-0～S15-6所对应的频谱。
图2(d)示出部分接收时由BPF23所输出的IF信号的频谱。部分接收时，由BPF23从UHF15的IF信号的频谱中仅抽出中央部位的一个部分接收对象段S15-0所对应的频谱。
图2(e)示出部分接收时由混频器24、25所输出的Low IF信号的频谱。
作为接收方式，上述说明就一度转换为IF频率，其后转换为Low IF的所谓超外差方式进行了说明。在QPSK调制等单一载波传输方式中，作为其他的接收方式还可应用将RF信号直接转换为基带信号的直接变换方式。在直接变换方式中不需要通常由SAW滤波器实现的带通滤波器23等，所以可削减部件数。
图3示出现有的直接变换方式接收机的结构。图3中，对与图1相同者赋予相同符号而省略其说明。图3的现有的直接变换方式接收机与图1的超外差方式接收机的不同点如下：
(1)削减了用以将RF信号转换为IF信号再转换为Low IF信号的电路(混频器21、本机信号发生器22、BPF23、本机信号发生器26、混频器24、25及90度相位器27)。
(2)追加了对RF信号进行频率转换以使部分接收对象段的占有频率的中心频率为频率零(直流成分)的降频变频器(本机信号发生器1、混频器2、3、90度相位器4)及LPF5、6。
图4示出图3各部的频谱。
图4(a)示出地面数字广播(UHF)所对应的RF信号频谱。
图4(b)为UHF15的放大图，其部分接收对象段为S15-0、前后的段为S15-1～S15-12，图示为其中S15-0～S15-6。
图4(c)示出由降频变频器(本机信号发生器1、混频器2、3、90度相位器4)进行频率转换后的频谱。该降频变频器将RF信号频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的中心频率为频率零(直流成分)，所以部分接收对象段S15-0的占有频率的一半频率发生折转，且折转的信号被复用。
图4(d)示出由LPF5、6除去比部分接收对象段S15-0高的频率成分(不用成分)后的频谱。
图4(e)示出由FFT9将时间轴数据转换为频率轴数据后的频谱，仅得到部分接收对象段S15-0所对应的信号。
这样，在现有的直接变换方式接收机中，由LPF5、6除去部分接收对象段S15-0以外的不用成分，所以作为LPF5、6必需为具有陡峭特性的模拟滤波器。
本发明的目的为提供无须为除去接收对象段以外的不用成分而应用陡峭的模拟滤波器的直接变换接收机。
另外，本发明的目的为提供一种直接变换接收机，其在将RF信号进行频率转换以使占有频率的中心频率为频率零(直流成分)的直接变换接收机中可以以简单的结构进行高精度的DC偏移修正。
另外，本发明的目的为提供可谋求电路规模缩小化的直接变换接收机。
发明内容
依据本发明的直接变换接收机1的特征为其具备：将经过OFDM方式调制的模拟RF信号进行频率转换以使接收对象段的占有频率的中心频率为频率零的降频变频器；将由降频变频器所得到的降频变频信号转换为数字信号的AD转换单元；对由AD转换单元所得到的信号施以高速傅里叶转换后将时间轴转换为频率轴的FFT单元及从FFT单元的输出信号中除去接收对象段以外的不用成分的不用成分除去单元。
依据本发明的直接变换接收机2的特征为其具备：将经过OFDM方式调制的模拟RF信号进行频率转换以使接收对象段的占有频率的中心频率为频率零的降频变频器；从由降频变频器所得到的降频变频信号中除去谐波成分的滤波器单元；将滤波器单元的输出信号转换为数字信号的AD转换单元；对由AD转换单元所得到的信号进行高速傅里叶转换的FFT单元及从FFT单元的输出信号中除去接收对象段以外的不用成分的不用成分除去单元。
理想的情况是，在上述直接变换接收机1或2中设置从依据FFT单元的FFT后的DC成分中检测DC偏移量的DC偏移检测单元以及根据由DC偏移检测单元所检测出的DC偏移量对DC偏移进行修正的DC偏移修正单元。作为DC偏移检测单元，例如可对依据FFT单元的FFT后的DC成分进行一定期间积分并将所得到的积分值作为偏移量使用。
作为DC偏移检测单元，例如可应用具备如下者：具有多个基准值且算出依据FFT单元的FFT后的DC成分与各基准值的差分值并输出的差分单元；选择由差分单元所算出的差分值中最小值并输出的比较单元；对比较单元所输出的差分值进行一定期间积分并将所得到的积分值作为偏移量输出的积分单元。
依据本发明的直接变换接收机3的特征为其具备：将经过OFDM方式调制的模拟RF信号进行频率转换以使接收对象段的占有频率的上端频率或下端频率为接近频率零的降频变频器；将由降频变频器所得到的降频变频信号转换为数字信号的AD转换单元；对由AD转换单元所得到的信号施以高速傅里叶转换后将时间轴转换为频率轴的FFT单元及从FFT单元的输出信号中除去接收对象段以外的不用成分的不用成分除去单元。
依据本发明的直接变换接收机4的特征为其具备：将经过OFDM方式调制模拟RF信号进行频率转换以使接收对象段的占有频率的上端频率或下端频率为接近频率零的降频变频器；从由降频变频器所得到的降频变频信号中除去谐波成分的滤波器单元；将滤波器单元的输出信号转换为数字信号的AD转换单元；对由AD转换单元所得到的信号施以高速傅里叶转换后将时间轴转换为频率轴的FFT单元及从FFT单元的输出信号中除去接收对象段以外的不用成分的不用成分除去单元。
附图说明
图1所示为现有的超外差方式的数字电视接收机的结构框图。
图2所示为图1各部的频谱模式图。
图3所示为现有的直接变换方式的数字电视接收机的结构框图。
图4所示为图3各部的频谱模式图。
图5所示为本发明的实施方式(实施方式1)的直接变换方式的数字电视接收机的结构框图。
图6所示为图5各部的频谱模式图。
图7所示为本发明的实施方式(实施方式2)的数字电视接收机的结构框图。
图8所示为图7各部的频谱模式图。
图9所示为DC偏移检测电路103的结构框图。
图10所示为DC偏移检测电路103的其他结构框图。
图11所示为数字电视接收机的其他结构框图。
图12所示为本发明的实施方式(实施方式3)的数字电视接收机的结构框图。
图13所示为图12各部的频谱模式图。
具体实施方式
[1]实施方式1的说明
以下，参照图5及图6就本发明的实施方式1进行说明。
图5示出用以进行部分接收的数字电视接收机的结构。图6示出图5各部的频谱。
在图5中对于与图3相同者赋予相同符号而省略其说明。图5的接收机与图3现有例的不同点如下。
(1)作为LPF5、6，应用有与现有例相比具有平缓特性的模拟滤波器。
(2)追加了不周成分除去电路10、11。
在地面数字广播中以如图6(a)所示频谱发送。图6(a)中示出与UHF14～16频道对应的频谱。一频道为6MHz，一频道由13段的段构成。其中的中央段为部分接收用信号，可仅作部分接收部的接收。关于对UHF15进行部分接收的情况进行说明。
图6(b)为UHF15的放大图，部分接收对象段为S15-0，前后的段为S15-1～S15-12，图示为其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信号被图5的降频变频器(本机信号发生器1、90度相位器4及混频器2、3)进行频率转换。从本机信号发生器1输出用以将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的中心频率为频率零的频率的信号。另外，为了从90度相位器4输出实轴及虚轴成分，向混频器2、3输出余弦信号及正弦信号。
由降频变频器频率转换后的频谱如图6(c)所示。降频变频器将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的中心频率为频率零(直流成分)，所以部分接收对象段S15-0的占有频率的一半频率发生折转且折转的信号被复用。
对此信号由LPF5、6去除谐波成分。由LPF5、6除去谐波成分后的输出信号的频谱如图6(d)所示。作为LPF5、6，与现有例相比应用了具有平缓特性的模拟滤波器，所以由LPF5、6除去谐波成分后的输出信号的频谱中除了部分接收对象段S15-0以外还残留有与其相邻的段S15-1、S15-2。
对此信号由FFT9将时间轴数据转换为频率轴数据。FFT9的输出信号的频谱如图6(e)所示。
不用成分除去电路10、11将FFT9的输出除去为部分接收对象段S15-0以外的不用成分的段S15-1、S15-2，并输出至频率解交织电路12。因此，不用成分除去电路10、11的输出信号的频谱如图6(f)所示仅为部分接收对象段S15-0。频率解交织电路12以后的信号处理与图1的接收机相同。
参考起见，关于FFT电路9可对部分接收对象段S15-0的折转信号成分的分离原理作以叙述。
简单起见，令部分接收对象段S15-0的中心频率为wc，若令自wc上下±α相离部分各有一条载波，则段S15-0的信号S0由下式(1)所表示。
S0＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc-α)t)......(1)
在此，A～B为信号的振幅。
为使实轴、虚轴的各RF信号的中心转换为DC，将该信号乘以cos(wct)、sin(wct)后除去谐波成分(省略系数1/2)，则实轴成分I如下式(2)所示，虚轴成分Q如下式(3)所示。
I＝A*cos(αt)+B*sin(-αt)......(2)
Q＝A*sin(-αt)+B*cos(αt)......(3)
为对该信号作FFT，将该信号乘以cos(-αt)-jsin(-αt)后作一周期积分则得出A，另外乘以cos(αt)-jsin(αt)并作一周期积分则得出B，所以正的频率成分与负的频率成分可完全分离。
根据上述实施方式1，无须应用陡峭的模拟滤波器以除去接收对象段以外的不用成分。
[2]实施方式2的说明
以下，参照图7～图11就本发明的实施方式2进行说明。
图7示出直接变换方式的数字电视接收机的结构。图8示出图7各部的频谱。
在图7中，对与图5相同者赋予相同符号而省略其说明。图7的接收机与图5的接收机的不同点在于其追加了DC偏移修正电路101～102及DC偏移检测电路103。
地面数字广播中以如图8(a)所示频谱发送。图8(a)示出UHF14～16频道所对应的频谱。一频道为6MHz，一频道由13段的段构成。其中的中央段为部分接收用信号。关于对UHF15进行部分接收的情况进行说明。
图8(b)为UHF15的放大图，部分接收对象段为S15-0，前后的段为S15-1～15-12，图示为其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信号被图7的降频变频器(本机信号发生器1、90度相位器4及混频器2、3)进行频率转换。从本机信号发生器1输出用以将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的中心频率为频率零的频率的信号。另外，为了从90度相位器4输出实轴及虚轴成分，向混频器2、3输出余弦信号及正弦信号。
由降频变频器频率转换后频谱如图8(c)所示。降频变频器将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的中心频率为频率零(直流成分)，所以部分接收对象段S15-0的占有频率的一半频率发生折转且折转的信号被复用。
对此信号由LPF5、6去除谐波成分。由LPF5、6除去谐波成分后的输出频谱如图8(d)所示。作为LPF5、6，应用了具有比较平缓的特性的模拟滤波器，所以由LPF5、6除去谐波成分后的输出信号的频谱中除了部分接收对象段S15-0以外还残留有与其相邻的段S15-1、S15-2。
对此信号由FFT9将时间轴数据转换为频率轴数据。FFT9的输出频谱如图8(e)所示。
不用成分除去电路10、11将FFT9的输出除去为部分接收对象段S15-0以外的不用成分的段S15-1、S15-2，并输出至频率解交织电路12。因此，不用成分除去电路10、11的输出信号的频谱如图8(f)所示仅为部分接收对象段S15-0。频率解交织电路12以后的信号处理与图1的接收机相同。
可是，如图8(c)所示频谱，DC成分(频率零的成分)也是信号成分，所以需要没有DC偏移的信号。作为发生DC偏移的原因，当混频器2、3、LPF5、6为有源滤波器时，例如为有源元件的DC偏移、模拟/数字转换电路7、8等。
图7的接收机中，FFT电路9的FFT后的输出被输入给DC偏移检测电路103，DC偏移检测电路103的输出被输入给DC偏移修正电路101、102。在DC偏移修正电路101、102中根据DC偏移检测电路103的DC偏移量对FFT电路9的DC输出时的值进行修正。
图9示出DC偏移检测电路103的结构。
通常，数据因传输信号处理而变成近似随机数据的信号。因此，将信号成分进行一定期间积分则变成一定值。DC偏移检测电路103利用这一性质将FFT电路9的输出的DC成分进行一定期间积分并将积分结果作为DC偏移量。
图9的DC偏移检测电路103具备向一侧DC偏移修正电路101提供偏移量的第1电路(DC位置检测电路201及积分器202)和向另一侧DC偏移修正电路102提供偏移量的第2电路(DC位置检测电路301及积分器302)。
两电路动作相同，仅就第1电路的动作进行说明。DC位置检测电路201输入由FFT电路9输出的一侧信号并检测DC位置的电平。积分器202将由DC位置检测电路201所检测到的DC位置的电平进行一定期间积分并将该积分结果作为偏移量输出。
图10示出DC偏移检测电路103的其他结构例。
当信号成分取+1或-1的值时，令DC偏移的值为α，则FFT电路9的输出为+1+α或-1+α。
例如，当输出为+1+α时，将该值±1则为2+α、α。该值接近0的值，即α为DC偏移量。同样，当输出为-1+α时，将该值±1则为α、-2+α。该值接近0的值，即α为DC偏移量。如此从FFT电路9的输出减去假想的信号值，将值接近0者作为DC偏移量。
图10的DC偏移检测电路103具备向一侧的DC偏移修正电路101提供偏移量的第1电路(DC位置检测电路401、第1差分电路402、第2差分电路403、比较电路404及积分器405)和向另一侧DC偏移修正电路102提供偏移量的第2电路(DC位置检测电路501、第1差分电路502、第2差分电路503、比较电路504及积分器505)。
两电路动作相同，仅就第1电路的动作进行说明。DC位置检测电路401输入由FFT电路9所输出的一侧信号并检测DC位置的电平。DC位置检测电路401的输出X为+1+α或-1+α。
第1差分电路402对DC位置检测电路401的输出X以-1相减(以+1相加)。第1差分电路402的输出值为X+1。第2差分电路403对DC位置检测电路401的输出X以+1相减。第2差分电路403的输出值为X-1。
比较电路404对第1差分电路402的输出值(X+1)与第2差分电路403的输出值(X-1)进行比较并选择较小一方的输出值α后输出。积分器405将比较电路404的输出进行一定期间积分并将该积分结果作为偏移量输出。
上述实施方式中，DC偏移修正电路101、102被设置于FFT电路9的后级，但也可如图11所示将DC偏移修正电路101、102设置于FFT电路9的前级。当DC偏移修正电路101、102设置于FFT电路9的前级时，在FFT转换前进行修正，所以可充分运用FFT的动态范围，但将产生FFT转换时间量的修正延迟。
依据本实施方式能够以简单的结构进行高精度的DC偏移修正。
[3]实施方式3的说明
以下，参照图12及图13对本发明的实施方式3进行说明。
图12示出用以进行部分接收的数字电视接收机的结构。图13示出图12各部的频谱。
在图12中，对与图1相同者赋予相同符号而省略其说明。图12的接收机与图1的现有例的不同点如下：
(1)削减了用以将RF信号转换为IF信号再转换为Low IF信号的电路(混频器21、本机信号发生器22、BPF23、本机信号发生器26、混频器24、25及90度相位器27)。
(2)追加了用以将RF信号直接转换为Low IF信号的降频变频器、即将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段的占有频率的下端频率(或上端频率)为接近频率零的降频变频器(本机信号发出器1A、混频器2A、3A、90度相位器4A)及LPF5A、6A。
(3)追加了不用成分除去电路10A、11A。
地面数字广播中以如图13(a)所示频谱发送。图13(a)示出UHF14～16频道所对应的频谱。一频道为6MHz，一频道由13段的段构成。其中的中央段为部分接收用信号，可仅作部分接收部的接收。关于对UHF15进行部分接收的情况进行说明。
图13(b)为UHF15的放大图，部分接收部的段为S15-0，前后的段为S15-1～S15-12，图示为其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信号被图12的降频变频器(本机信号发生器1A、混频器2A、3A、90度相位器4A)频率转换为Low IF。本机信号发生器1A输出可使部分接收部的段S15-0为Low IF的(用以将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的下端频率为接近频率零的)频率信号；为输出实轴、虚轴成分，由90度相位器4A向混频率器2A、3A输出余弦信号及正弦信号。
由降频变频器频率转换后的频谱如图13(c)所示。降频变频器将RF信号进行频率转换以使部分接收对象段S15-0的占有频率的下端频率为接近频率零，所以部分接收对象段S15-0的频率带宽中有段S15-1的成分被折转的信号复用。
同样，段S15-2与S15-3、S15-4与S15-5重叠。对此信号由LPF5A、6A去除谐波成分。由LPF5A、6A除去谐波成分后的输出频谱如图13(d)所示。
对此信号由FFT电路9将时间轴转换为频率轴。由于要分离2段信号，所以FFT电路9的点数需要2段以上的点数。另外，UHF15内的段有正交性，所以部分接收对象段S15-0与段S15-1也保持正交性。因此，在FFT电路9可完全分离段S15-1的负的频率成分与部分接收对象段S15-0的正的频率成分。FFT电路9的输出频谱如图13(e)所示。
不用成分除去电路10A、11A从FFT电路9的输出中除去负的频率成分段S15-1后输出给频率解交织电路12。因此，不用成分除去电路10A、11A的输出信号的频谱如图13(f)所示仅为部分接收对象段S15-0。频率解交织电路12以后的信号处理与图1的接收机相同。
参考起见，关于FFT电路9可检测负的频率成分的原理进行叙述。
简单起见，令部分接收部即段S15-0和段S15-1各有一条载波，各自的信号为下式(4)、(5)的S0、S1。
S0＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc+α)t)......(4)
S1＝C*cos((wc-α)t)+D*sin((wc-α)t)......(5)
在此，A～D为信号的振幅，wc为部分接收部即段S15-0与段S 15-1的边界频率。因此，RF信号如式(6)所示。
RF＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc+α)t)+C*cos((wc-α)t)+D*sin((wc-α)t)......(6)
为将该RF信号转换为实轴、虚轴各自的Low IF信号，将该RF信号乘以cos(wct)、sin(wct)后除去谐波成分(省略系数1/2)，则实轴成分I如下式(7)所示，虚轴成分Q如下式(8)所示。
I＝A*cos(αt)+B*sin(αt)+C*cos(-αt)+D*sin(-αt)......(7)
Q＝A*sin(-αt)+B*cos(αt)+C*sin(αt)+D*cos(αt)......(8)
将该信号FFT，所以将该信号乘以cos(-αt)-jsin(-αt)后进行一周期积分则得出A+jB，乘以cos(αt)-jsin(αt)并进行一周期积分则得出C+jD，所以正的频率与负的频率成分可完全分离。
另外，为简略说明，将部分接收部即段S15-0和段S15-1的载波定义如式(4)、(5)。因此在FFT转换之际频率的正负逆转，但不是本质问题。
依据本实施方式，可削减通常用SAW滤波器实现的模拟IF滤波器以谋求接收机的廉价化。

Claims (1)

1.一种OFDM解调机，具备：降频变频器，用于将经过OFDM方式调制的模拟RF信号进行降频；AD转换单元，用于对降频信号进行模拟/数字转换；以及FFT单元，用于对由AD转换单元获得的信号施以高速傅里叶转换后，将时间轴转换为频率轴，其特征在于，
具备：DC偏移检测单元，用于从依据FFT单元的FFT后的DC成分中检测出DC偏移量；以及DC偏移修正单元，用于根据由上述DC偏移检测单元所检测出的DC偏移量来修正DC偏移，
上述DC偏移检测单元具备：差分单元，具有多个基准值且计算并输出依据上述FFT单元的FFT后的DC成分与各基准值的差分值；比较单元，用于选择并输出由上述差分单元所计算出的差分值中的最小值；以及积分单元，用于对上述比较单元所输出的差分值进行一定期间积分，并将所得到的积分值作为偏移量输出。
CNB028150929A 2001-10-30 2002-10-25 直接变换接收机 Expired - Fee Related CN100550702C (zh)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001332911A JP3685750B2 (ja) 2001-10-30 2001-10-30 Ｏｆｄｍ復調機
JP2001332910A JP2003143101A (ja) 2001-10-30 2001-10-30 ダイレクトコンバージョン受信機
JP332910/2001 2001-10-30
JP332912/2001 2001-10-30
JP2001332912A JP3696147B2 (ja) 2001-10-30 2001-10-30 ダイレクトコンバージョン受信機
JP332911/2001 2001-10-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1537370A CN1537370A (zh) 2004-10-13
CN100550702C true CN100550702C (zh) 2009-10-14

Family

ID=27347754

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB028150929A Expired - Fee Related CN100550702C (zh) 2001-10-30 2002-10-25 直接变换接收机

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20040240573A1 (zh)
EP (1) EP1441457A4 (zh)
CN (1) CN100550702C (zh)
WO (1) WO2003039049A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7215266B2 (en) * 2004-05-21 2007-05-08 Wionics Research Hybrid DC offset cancellation scheme for wireless receiver
JP2010213107A (ja) * 2009-03-11 2010-09-24 Fujitsu Semiconductor Ltd 通信装置
JP5630648B2 (ja) * 2010-11-16 2014-11-26 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、及び、電子機器
US9183838B2 (en) * 2013-10-09 2015-11-10 Summit Semiconductor Llc Digital audio transmitter and receiver
JP2020025400A (ja) * 2018-08-07 2020-02-13 株式会社東芝 無線送電装置及び無線送電方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1318918A (zh) * 2000-04-13 2001-10-24 索尼公司 正交频分复用发送设备及正交频分复用发送方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06326739A (ja) * 1993-05-11 1994-11-25 Sharp Corp Ｃｏｆｄｍ信号受信機
US5761190A (en) * 1995-02-20 1998-06-02 Pioneer Electronic Corporation OFDM broadcast wave receiver
JPH1117644A (ja) * 1997-06-27 1999-01-22 Toshiba Corp 無線基地局、無線端末、無線通信システムおよびそのキャリア割り当て制御方法
US7106689B1 (en) * 1999-03-02 2006-09-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM transmission/reception apparatus
JP4284568B2 (ja) * 1999-03-18 2009-06-24 ソニー株式会社 受信装置および方法、並びに記録媒体
JP2001069112A (ja) * 1999-08-25 2001-03-16 Sony Corp Ｏｆｄｍ送信装置、ｏｆｄｍ受信装置およびこれらを用いたｏｆｄｍ通信装置、ならびに、ｏｆｄｍ通信方法
US20030072393A1 (en) * 2001-08-02 2003-04-17 Jian Gu Quadrature transceiver substantially free of adverse circuitry mismatch effects
GB0123290D0 (en) * 2001-09-27 2001-11-21 Nokia Corp DC offset correction in a mobile communication system
US20030231726A1 (en) * 2002-06-12 2003-12-18 Andreas Schuchert Arrangement and method for frequency domain compensation of OFDM signals with IQ imbalance
US7110734B2 (en) * 2002-09-05 2006-09-19 Maxim Integrated Products Inc. DC offset cancellation in a zero if receiver

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1318918A (zh) * 2000-04-13 2001-10-24 索尼公司 正交频分复用发送设备及正交频分复用发送方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP1441457A4 (en) 2010-10-20
EP1441457A1 (en) 2004-07-28
WO2003039049A1 (en) 2003-05-08
CN1537370A (zh) 2004-10-13
US20040240573A1 (en) 2004-12-02
WO2003039049A9 (ja) 2010-10-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11088890B1 (en) Video inspection systems and methods using self-synchronizing QAM
EP0968570B1 (en) A multi-carrier radio system and radio transceiver implementation
EP1405479B1 (en) Iq-imbalance
US6018553A (en) Multi-level mixer architecture for direct conversion of FSK signals
CN1189001C (zh) 用于角度调制的rf信号的相位内插接收机
EP0574273B1 (en) A receiver compriser a combined AM-FM demodulator
US20030012305A1 (en) Adjusting a receiver
EP1241779A3 (en) Receiver used in multi-carrier reception
US20090221249A1 (en) Method and arrangement for signal processing in a receiver that can be tuned to different carriers
WO2008113033A1 (en) Systems and methods of utilizing multiple satellite transponders for data distribution
CN100550702C (zh) 直接变换接收机
US20130051496A1 (en) Single-phase down-converter for translating image interference to guard bands and multi-mode wireless communication receiver including single-phase down-conversion receiving circuit and dual-phase down-conversion receiving circuit
JPH06326739A (ja) Ｃｏｆｄｍ信号受信機
US6788747B1 (en) Receiver capable of receiving analog broadcast and digital broadcast and IC for the same
JPH0779415A (ja) Ｏｆｄｍ伝送方法とその送受信装置
US8731084B2 (en) Multi-carrier communication apparatus
JP3970058B2 (ja) ダイレクトコンバージョン受信機
US8279355B2 (en) Method and apparatus to support multi-channel reception
US7541966B2 (en) Apparatus and method for demodulating a modulated signal
JP3685750B2 (ja) Ｏｆｄｍ復調機
JP3696147B2 (ja) ダイレクトコンバージョン受信機
JPH0974366A (ja) ダイレクトコンバージョン受信機
JPH09294115A (ja) Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法
JP2003143101A (ja) ダイレクトコンバージョン受信機
WO2021259807A1 (en) Wireless communication modulator

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20091014

Termination date: 20111025