JP3696147B2 - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、ダイレクトコンバージョン受信機に関し、特に、地上デジタルTV放送における1セグメントのみを受信する部分受信に利用できるダイレクトコンバージョン受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて、高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた方式として、OFDM(直交周波数分割多重: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が提案されている。
【0003】
OFDM方式は、1チャンネルの帯域内に多数のサブキャリアを立てる変調方式である。例えば、アナログTV信号をデジタル信号に変換した後、MPEG(Moving Picture Experts Group)でデータ圧縮を施す。このデータ信号にノイズなどの伝送路におけるエラー発生原因を分散させるなどのためにバイトインタリーブ、ビットインタリーブを行い、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) などの変調方式に応じたマッピングを行う。
【0004】
マッピングが行われたデータは、フェージングなど伝送路におけるエラー発生原因を分散させるための時間インタリーブ、周波数インタリーブを行った後、IFFT(逆フーリエ変換)を行い、直交変調後、RF周波数に周波数変換して、伝送される。
【0005】
図1は、デジタルテレビ受信機の構成を示している。
【0006】
デジタルテレビ受信機では、送信側と全く逆の操作を行ってTV信号を復調する。
【0007】
アンテナから入力されるRF入力は、ミキサ21に入力する。ミキサ21には局部信号発生器22から選局に応じた信号も入力され、希望周波数がBPF(バンドパスフィルタ)23の帯域内に入るように周波数変換された信号が出力される。BPF23では、希望周波数成分のみを抜き出す。
【0008】
BPF23の出力は、ミキサ24、25にそれぞれ入力する。ミキサ24、25には、局部信号発生器26からの信号を入力とする90度位相器27からコサイン信号およびサイン信号が入力されている。ミキサ24、25は、IF周波数であるBPF23の出力をダウンコンバートして、実軸(I軸)成分と虚軸(Q軸)成分からなるLow IF信号に変換し、アナログ/デジタル変換器7、8に出力する。
【0009】
アナログ/デジタル変換器7、8では、アナログ信号(I軸成分、Q軸成分)をデジタル信号に変換してFFT回路9に出力する。FFT回路9では、入力信号に対して高速フーリエ変換を行い、時間軸データを周波数データに変換して、周波数デインタリーブ回路12に出力する。
【0010】
周波数デインタリーブ回路12では、電波の反射などによる特定周波数信号の欠落を補うために行われた周波数インタリーブを元に戻す。周波数デインタリーブ回路12の出力は、時間デインタリーブ回路13に送られる。時間デインタリーブ回路13は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す。
【0011】
時間デインタリーブが行われたI軸およびQ軸信号はデマッピング回路14に送られ、2ビット(QPSK)、4ビット(16QAM)または6ビット(64QAM)に変換される。デマッピングが行われた信号はビットデインタリーブ回路15に送られる。ビットデインタリーブ回路15は、誤り耐性を増す目的で行われたビットインタリーブを解除する。ビットデインタリーブ回路15の出力は、ビタビ復号回路16に送られる。ビタビ復号回路16は、送信側で行われた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行う。
【0012】
ビタビ復号が行われた信号は、バイトデインタリーブ回路17に送られる。バイトデインタリーブ回路17は、ビットインタリーブ同様誤り耐性を増す目的で行われたバイトインタリーブを解除する。バイトデインタリーブ回路17の出力は、RS復号回路18に送られる。RS復号回路18は、RS(リードソロモン)復号を行って誤り訂正を行う。誤り訂正された信号は、MPEGデコード回路19に送られる。MPEGデコード回路19は、誤り訂正された信号(圧縮信号)を伸長し、デジタル/アナログ変換20に出力する。デジタル/アナログ変換20は、MPEGデコード回路19から送られてきた信号を、アナログ映像及びアナログ音声信号に変換して出力する。
【0013】
日本の地上デジタル放送方式においては、セグメント分割された信号形式が採用され、テレビ放送の場合は、13セグメントを1まとめにして6MHzの帯域内に伝送している。また、13セグメントの内の中央の1セグメントにおいては1セグメントのみでデータ放送などが行える部分受信が可能である。13セグメント受信に対して、部分受信においては帯域が1/13になるのみであり、ほぼ同じ構成で受信が可能である。
【0014】
図2は、部分受信を行った場合の図1の各部のスペクトラムを示している。
【0015】
図2(a)は、地上デジタル放送(UHF)に対するRF信号スペクトラムを示している。図2(a)では、UHF14〜16チャンネルに対するスペクトラムが図示されている。1チャンネルは6HMzで、1チャンネルは13セグメントのセグメントで構成されている。このうちの中央のセグメントは部分受信用の信号である。
【0016】
図2(b)は、UHF15のRF信号のスペクトラムを示し、13セグメントのうち、中央部の6つのセグメントS15−0〜S15−6に対するスペクトラムを示している。
【0017】
図2(c)は、ミキサ21から出力されるUHF15に対するIF信号のスペクトラムを示し、13セグメントのうち、中央部の6つのセグメントS15−0〜S15−6に対するスペクトラムを示している。
【0018】
図2(d)は、部分受信時において、BPF23から出力されるIF信号のスペクトラムを示している。部分受信時においては、BPF23によって、UHF15のIF信号のスペクトラムのうち、中央部の1つの部分受信対象セグメントS15−0に対するスペクトラムのみが抽出される。
【0019】
図2(e)は、部分受信時において、ミキサ24、25から出力されるLow IF信号のスペクトラムを示している。
【0020】
受信方式として、上述の説明では、IF周波数に一旦変換し、その後Low IFに変換する所謂スーパヘテロダイン方式について説明を行った。QPSK変調など単一キャリア伝送方式では、この他の受信方式として、RF信号を直接ベースバンド信号に変換するダイレクトコンバージョン方式も用いられる。ダイレクトコンバージョン方式では、通常SAWフィルタで実現されるバンドパスフィルタ23などが不要になるため、部品点数の削除が可能である。
【0021】
図3は、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の構成を示している。
図3において、図1と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。図3の従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機と図1のスーパヘテロダイン方式の受信機との相違点は、次の通りである。
【0022】
(1)RF信号をIF信号に変換し、さらにLow IF信号に変換するための回路(ミキサ21、局部信号発生器22、BPF23、局部信号発生器26、ミキサ24、25および90度位相器27)を削除したこと。
(2)部分受信対象セグメントの占有周波数の中心周波数が周波数零(直流成分)となるように、RF信号を周波数変換するダウンコンバータ(局部信号発生器1、ミキサ2、3、90度位相器4)およびLPF5、6を追加したこと。
【0023】
図4は、図3の各部のスペクトラムを示している。
【0024】
図4(a)は、地上デジタル放送(UHF)に対するRF信号スペクトラムを示している。
【0025】
図4(b)は、UHF15の拡大図で、部分受信対象セグメントをS15−0、前後のセグメントをS15−1〜S15−12とし、そのうちのS15−0〜S15−6が図示されている。
【0026】
図4(c)は、ダウンコンバータ(局部信号発生器1、ミキサ2、3、90度位相器4)による周波数変換後のスペクトラムを示している。このダウンコンバータは部分受信対象セグメントS15−0の占有周波数の中心周波数が周波数零(直流成分)となるようにRF信号を周波数変換するため、部分受信対象セグメントS15−0の占有周波数の半分の周波数は折り返しが発生し、折り返した信号が多重されることになる。
【0027】
図4(d)は、LPF5、6によって、部分受信対象セグメントS15−0より高い周波数成分(不要成分)が除去された後のスペクトラムを示している。
【0028】
図4(e)は、FFT9にて、時間軸データが周波数軸データに変換された後のスペクトラムを示しており、部分受信対象セグメントS15−0に対する信号のみが得られる。
【0029】
このように、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機では、LPF5、6によって、部分受信対象セグメントS15−0以外の不要成分を除去しているため、LPF5、6として急峻な特性を持つアナログのフィルタが必要となる。
【0030】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、受信対象セグメント以外の不要成分を除去するために急峻なアナログフィルタを用いる必要がなくなるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを目的とする。
【0031】
【課題を解決するための手段】
この発明によるダイレクトコンバージョン受信機は、1チャンネルが13セグメントで構成され、中央の1セグメントが部分受信用に構成されている、OFDM方式で変調されたアナログ信号のうち、部分受信用の1セグメントを復調するダイレクトコンバージョン受信機であって、OFDM方式で変調されたアナログ信号を、部分受信対象セグメントの占有周波数内のいずれかの周波数を零とし、前記部分受信対象セグメントの両隣の隣接セグメントの周波数を多重するように周波数変換するダウンコンバータ、前記ダウンコンバータによって得られたダウンコンバート信号に存在する、前記周波数変換後の部分受信対象セグメントのみならず、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメントの少なくとも一部をも通過させる、緩やかな特性を持つローパスフィルタ手段、前記ローパスフィルタ手段の出力をデジタル信号に変換するAD変換手段、前記AD変換手段の出力に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するFFT手段、および前記FFT手段の出力から、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメント成分を除去する不要成分除去手段を備えていることを特徴とする。
【0033】
【発明の実施の形態】
以下、図5および図6を参照して、 この発明の実施の形態について説明する。
【0034】
図5は、部分受信を行うためのデジタルテレビ受信機の構成を示している。図6は、図5の各部のスペクトラムを示している。
【0035】
図5において、図3と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。図5の受信機と図3の従来例との相違点は、次の通りである。
【0036】
(1)LPF5、6として、従来例に比べて、緩やかな特性を持つアナログフィルタを用いていること。
(2)不要成分除去回路10、11を追加したこと。
【0037】
地上デジタル放送では、図6(a)に示すようなスペクトラムで送信される。図6(a)では、UHF14〜16チャンネルに対するスペクトラムが図示されている。1チャンネルは6HMzで、1チャンネルは13セグメントのセグメントで構成されている。このうちの中央のセグメントは部分受信用の信号で、部分受信部のみの受信が可能である。UHF15を部分受信する場合について説明する。
【0038】
図6(b)は、UHF15の拡大図で、部分受信対象セグメントをS15−0、前後のセグメントをS15−1〜S15−12とし、そのうちのS15−0〜S15−6が図示されている。
【0039】
UHF15のRF信号は、図5のダウンコンバータ(局部信号発生器1、90度位相器4およびミキサ2、3)によって周波数変換される。局部信号発生器1からは、部分受信対象セグメントS15−0の占有周波数の中心周波数が周波数零となるようにRF信号を周波数変換するための周波数の信号が出力される。また、90度位相器4からは、実軸および虚軸成分を出力するため、コサイン信号およびサイン信号がミキサ2、3に出力されている。
【0040】
ダウンコンバータによる周波数変換後のスペクトラムは、図6(c)に示すようになる。ダウンコンバータは部分受信対象セグメントS15−0の占有周波数の中心周波数が周波数零(直流成分)となるようにRF信号を周波数変換するため、部分受信対象セグメントS15−0の占有周波数の半分の周波数は折り返しが発生し、折り返した信号が多重されることになる。
【0041】
この信号に対してLPF5、6で高調波成分を取り除く。LPF5、6による高調波成分除去後の出力信号のスペクトラムは、図6(d)に示すようになる。
LPF5、6として、従来例に比べて、緩やかな特性を持つアナログフィルタを用いているため、LPF5、6による高調波成分除去後の出力信号のスペクトラムには、部分受信対象セグメントS15−0以外に、それに隣接するセグメントS15−1、S15−2も残っている。
【0042】
この信号に対してFFT9にて、時間軸データを周波数軸データに変換する。
FFT9の出力信号のスペクトラムは図6(e)に示すようになる。
【0043】
FFT9の出力を不要成分除去回路10、11にて、部分受信対象セグメントS15−0以外の不要成分であるセグメントS15−1、S15−2を除去し、周波数デインタリーブ回路12に出力する。したがって、不要成分除去回路10、11の出力信号のスペクトラムは図6(f)に示すように、部分受信対象セグメントS15−0のみとなる。周波数デインタリーブ回路12以降の信号処理は図1の受信機と同じである。
【0044】
参考のため、部分受信対象セグメントS15−0の折り返った信号成分を、FFT回路9によって分離できる原理について述べる。
【0045】
簡単のため、部分受信対象セグメントS15−0の中心の周波数をwcとし、wcから上下に±α離れた部分にキャリアが1本づつあるとすると、セグメントS15−0の信号S0は、次式(1)で表される。
【0046】
S0=A*cos((wc+α)t) + B*sin((wc-α)t)) …(1)
【0047】
ここで、A 〜B は信号の振幅である。
【0048】
この信号に、実軸、虚軸それぞれのRF信号の中心をDCに変換するため、cos(wct)、sin(wct)を掛けた後、高調波成分を除くと(係数は1/2は省略)、実軸成分Iは次式(2)で示すようになり、虚軸成分Qは次式(3)で示すようになる。
【0049】
I=A*cos(αt) + B*sin(-αt) …(2)
Q=A*sin (-αt) + B*cos (αt) …(3)
【0050】
この信号をFFTするため、この信号に cos(-αt) -jsin(-αt)を掛けて1周期分積分するとAが得られ、また、cos(αt) - jsin(αt)を掛け1周期分積分すると、Bが得られるので、正の周波数成分と負の周波数成分は完全に分離が可能である。
【0051】
【発明の効果】
この発明によれば、受信対象セグメント以外の不要成分を除去するために急峻なアナログフィルタを用いる必要がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のスーパヘテロダイン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図2】図1の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【図3】従来のダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図4】図3の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【図5】この発明の実施の形態のダイレクトコンバージョン方式のデジタルテレビ受信機の構成を示すブロック図である。
【図6】図5の各部のスペクトラムを示す模式図である。
【符号の説明】
1 局部信号発生器
2、3 ミキサ
4 90度位相器
5、6 LPF
9 FFT回路
10、11 不要成分除去回路
Claims (1)
- 1チャンネルが13セグメントで構成され、中央の1セグメントが部分受信用に構成されている、OFDM方式で変調されたアナログ信号のうち、部分受信用の1セグメントを復調するダイレクトコンバージョン受信機であって、
OFDM方式で変調されたアナログ信号を、部分受信対象セグメントの占有周波数内のいずれかの周波数を零とし、前記部分受信対象セグメントの両隣の隣接セグメントの周波数を多重するように周波数変換するダウンコンバータ、
前記ダウンコンバータによって得られたダウンコンバート信号に存在する、前記周波数変換後の部分受信対象セグメントのみならず、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメントの少なくとも一部をも通過させる、緩やかな特性を持つローパスフィルタ手段、
前記ローパスフィルタ手段の出力をデジタル信号に変換するAD変換手段、
前記AD変換手段の出力に対して、高速フーリエ変換を施して、時間軸を周波数軸に変換するFFT手段、および
前記FFT手段の出力から、前記周波数変換後の前記周波数が多重された両隣の隣接セグメント成分を除去する不要成分除去手段、
を備えていることを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
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