CN100514809C

CN100514809C - 电荷泵电路

Info

Publication number: CN100514809C
Application number: CNB2006100772290A
Authority: CN
Inventors: 增子裕之; 宇都宫文靖
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Ablic Inc
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2006-04-28
Publication date: 2009-07-15
Anticipated expiration: 2026-04-28
Also published as: CN1855678A; US20060255853A1; TW200701608A; JP2006311703A; KR20060113534A; KR101048174B1; US7436239B2

Abstract

提供一种电子设备，包括其电路结构是简单的并且升压效率是高的电荷泵电路。该电荷泵电路使用MOSFET作为电荷转移元件并具有这样的结构，其中电荷转移MOSFET的栅极的电压根据由于连接在其源极和栅极之间的第一电阻和连接在其漏极和栅极之间的第二电阻引起的分压而被控制为预定电平，而且用于电荷转移MOSFET的导通/断开控制的时钟脉冲通过电容被提供给栅极。

Description

电荷泵电路

技术领域

本发明涉及用于电子设备等的电荷泵电路。

背景技术

现有的电子设备包括多个IC，以实现其功能。这些IC在不同的电压上被驱动，因此需要多个不同于电源电压的电压。至今，利用开关调节器或电荷泵电路，产生多个电压。

开关调节器具有高的功率效率。但是，具有缺点，即在电流开关时引起谐波噪声，因此需要使用防护的电源电路。另外，需要线圈作为外部部件，导致开关调节器不适合于小型电子设备。

另一方面，电荷泵电路能利用低噪声产生高电压。但是，具有功率效率低的缺点，使得电荷泵电路不适合作为电源电路用于其中功率效率设置在最高优先级上的移动设备。因此，如果能实现具有高功率效率的电荷泵电路，则该电荷泵电路变成最适合于小型移动设备的电源。

在基本电荷泵电路中，使用二极管作为电荷转移元件，并且将电荷连续转移至下一级，以增大电压。与此相反，在安装在MOS集成电路上的电荷泵电路中，因为对处理的适应性，使用MOSFET代替二极管作为电荷转移元件。但是，在使用MOSFET作为电荷转移元件的电荷泵电路中，由于用于电荷泵电路的基体的效应，增加每个MOSFET的阈值电压Vth，导致功率效率随着级数量的增加而减少。因此，已经提出了一种电荷泵电路，其中减少由于每个电荷转移MOSFET的阈值电压Vth引起的电压损失，以改善功率效率(例如，参见JP 2002-233134 A)。

图4是表示使用电荷转移MOSFET的常规电荷泵电路的电路图。

使用电荷转移MOSFET的常规电荷泵电路包括：N型MOSFET 700至703，在每个N型MOSFET中其源极与其基体相连接；耦合电容710至712，每个电容与相应一个N型MOSFET 700至703的漏极相连接；时钟发生电路730；和逆电平移动电路720至723，用于将从时钟发生电路730输出的时钟信号转换成电压并将电压传递至N型MOSFET 700至703的相应栅极。N型MOSFET 702和703之间的连接点与包括两个N型MOSFET 704和705的Dickson电荷泵电路以及两个耦合电容713和714相连接(下文称之为“分支电荷泵电路733”)。每个逆电平移动电路720至723中位于低电位侧上的电源端子与设置在相应级中的N型MOSFET 700至703之一的源极相连接。每个逆电平移动电路720和721中位于高电位侧上的电源端子与设置在第二下一级中的N型MOSFET 702和703之一的源极相连接。

当时钟脉冲CLK’为L电平时，逆电平移动电路720将电压V2输出至N型MOSFET 700的栅极，因此该N型MOSFET 700变为导通状态。当时钟脉冲CLK’为H电平时，逆电平移动电路720将电压Vdd输出至N型MOSFET 700的栅极，因此该N型MOSFET 700变为断开状态。同样，每个逆电平移动电路移动时钟脉冲CLK’和时钟脉冲CLKB’的电平并将相应的电压提供给每个N型MOSFET的栅极。

接下来，将描述处于稳态中的电荷泵电路的升压操作。当每个N型MOSFET 700和702处于导通状态(CLK’＝L电平)时，V1＝Vdd，V2＝3Vdd，和V3＝3Vdd。在分支电荷泵电路733中，(V4＝5Vdd-Vth)和(V5＝5Vdd-2Vth)。这里，Vth表示每一个N型MOSFET 704和705的阈值电压。

另一方面，当每个N型MOSFET 701和703被接通(CLKB’＝L)时，V1＝2Vdd，V2＝2Vdd和V3＝4Vdd。在分支电荷泵电路733中，(V4＝4Vdd-Vth)和(V5＝6Vdd-2Vth)。

如上所述，在每个N型MOSFET被接通时Vgs的绝对值变为大致相同的值(2Vdd)，并且在每个N型MOSFET被断开时Vgs的绝对值变为0V。因此，Vgs是高电压，从而每个N型MOSFET的导通电阻减小。因此，能实现具有大输出电流容量的高效电荷泵电路。

但是，电平移动电路用于使用电荷转移MOSFET的常规电荷泵电路，因此由于电平移动电路的电流消耗以及在电平移动电路的输出被反相时直通电流流动，增加该电荷泵电路的电流消耗。因此，电平移动电路阻碍了升压效率的提高。

基于在第二下一级中引起的电位，电平移动电路生成待供应给电荷转移MOSFET的栅极的电压。因此，存在的问题是：在施加电源电压之后，花费长时间来获得稳定的状态。

发明内容

为了解决上述问题，作出本发明。根据本发明，有可能提供一种电荷泵电路，其为简单电路并具有高的升压效率和短的启动时间。

根据本发明的电荷泵电路采用包括下列装置的结构，其中电压被供应给电荷转移MOSFET的栅极。即，该电荷泵电路采用这样的结构，该结构包括：

多个串联连接的电荷转移MOSFET；

第一耦合电容，其中第一耦合电容的第一端与电荷转移MOSFET的相应连接点相连接，并且其中其相位被相互反相的第一时钟脉冲被提供给第一耦合电容的第二端；

第二耦合电容，其中第二耦合电容的第一端与电荷转移MOSFET的栅极相连接，以及其中其相位被相互反相并具有不同于第一时钟脉冲的电位的第二时钟脉冲被提供给第二耦合电容的第二端；

第一电阻，其第一端与电荷转移MOSFET的源极相连接，并且其第二端与电荷转移MOSFET的栅极相连接；和

第二电阻，其第一端与电荷转移MOSFET的漏极相连接，并且其第二端与电荷转移MOSFET的栅极相连接。

根据本发明中的电荷泵电路，能利用简单的电路将高电压应用为电荷转移MOSFET的栅-源(极)电压Vgs。因此，有可能提供具有高升压效率的电荷泵电路。

待提供给电荷转移MOSFET的电压基于在前一级和下一级中引起的电压。因此，能缩短在施加电源电压之后获得稳定状态所必需的时间。

附图说明

在附图中：

图1是表示根据本发明的第二实施例的电荷泵电路的电路图；

图2是表示根据本发明的第一实施例的电荷泵电路的电路图；

图3是表示根据本发明的第一实施例的电荷泵电路的操作的说明性定时图表；和

图4是表示使用电荷转移MOSFET的常规电荷泵电路的电路图。

具体实施方式

(第一实施例)

图2是表示根据本发明的第一实施例的电荷泵电路的电路图。

在图2中，用于电荷转移的n个N型MOSFET 100至105串联连接，其中在每个N型MOSFET中其源极与其衬底相连接。用于电荷转移的相应相邻的N型MOSFET相互连接的节点与第一耦合电容110至115的第一端相连接。用于电荷转移的每个N型MOSFET 100至105的栅极通过第一电阻130至135中相应的一个与其源极相连接并通过第二电阻140至145中相应的一个与其漏极相连接。另外，N型MOSFET的栅极与第二耦合电容120至125的第一端相连接。假设每个第一电阻的电阻值等于每个第二电阻的阻值。电源电压Vdd作为输入电压Vin被供应给位于第一级中的用于电荷转移的N型MOSFET 100的源极。从位于最终级中的用于电荷转移的N型MOSFET 105的漏极输出提升电压Vout。用于电荷转移的N型MOSFET 105的漏极与输出电容150和负载151相连接。

其相位被相互反相的第一时钟脉冲CLK和CKLB交替地被输入至第一耦合电容110至115的第二端。其相位被相互反相的第二时钟脉冲CLKG和CLKGB被交替地输入至第二耦合电容120至125的第二端。每个第一时钟脉冲CLK和CLKB的峰值为Vdd。基于第一时钟脉冲CLK和CLKB生成第二时钟脉冲CLKG和CLKGB。为了防止流入用于电荷转移的N型MOSFET 100至105的电流的反向流动，用于L电平的时间周期被缩短，并且峰值被设置为等于或大于用于导通/断开用于电荷转移的N型MOSFET 100至105的Vdd的合适电压(例如，2Vdd)。

将用于电荷转移的N型MOSFET 100、第一耦合电容110、第二耦合电容120、第一电阻130和第二电阻140的组合设置为第一级升压单元。在用于电荷转移的N型MOSFET 100和第一耦合电容110之间的连接点上的电压利用V1来表示。在升压电路中的升压单元数量设置为升压电路的级的数量。将用于电荷转移的N型MOSFET 105、第一耦合电容115、第二耦合电容125、第一电阻135和第二电阻145的组合设置为第n级升压单元。

将参照图3描述用于电荷转移的N型MOSFET 100至105的导通/断开控制。假设每个第二时钟脉冲CLKG和CLKGB的峰值为2Vdd。

如图3所示，当第一时钟脉冲CLK为处于稳态中的第二级升压单元中的H电平时，用于电荷转移的N型MOSFET 101的源极电压V1等于Vdd。用于电荷转移的N型MOSFET 101的漏极电压V2通过第一时钟脉冲CLK的泵激(pumping)操作而变为3Vdd。如图3所示，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，用于电荷转移的N型MOSFET 101的源极电压V1通过第一时钟脉冲CLK的泵激操作而变为2Vdd。用于电荷转移的N型MOSFET 101的漏极电压V2变为2Vdd。如图3的虚线所示，当省略第二耦合电容121时，用于电荷转移的N型MOSFET 101的栅极(节点A)的电压Vga为恒定电压2Vdd，该恒定电压利用第一电阻和第二电阻通过电压V1和V2而获得。根据供应给第二耦合电容121的第二端的第二时钟脉冲CLKGB的泵激操作，电压Vga如上所述相对于2Vdd而改变。也就是说，当第二时钟脉冲CLKGB为L电平(第一时钟脉冲CLK为H电平)时，电压Vga变为Vdd。另一方面，当第二时钟脉冲CLKGB为H电平(第一时钟脉冲CLK为L电平)时，电压Vga变为3Vdd。

换句话说，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，V1＝2Vdd并且Vga＝3Vdd。随后，位于第二级中的用于电荷转移的N型MOSFET 101的栅-源(极)电压Vgs2如下获得：

Vgs2＝Vga-V1＝3Vdd-2Vdd＝Vdd

因此，位于第二级中的用于电荷转移的N型MOSFET 101变为导通状态。另一方面，当第一时钟脉冲CLK为H电平时，V1＝Vdd并且Vga＝Vdd。随后，位于第二级中的用于电荷转移的N型MOSFET 101的栅-源电压Vgs2如下获得：

Vgs2＝Vga-V1＝Vdd-Vdd＝0V

因此，位于第二级中的用于电荷转移的N型MOSFET 101变为断开状态。

为第三级升压单元的用于电荷转移的N型MOSFET 102以与上述相同的方式操作。当第一时钟脉冲CLK为L电平时，V2＝2Vdd。此时，根据第一时钟脉冲CLKB的泵激操作，V3＝4Vdd。另一方面，当第一时钟脉冲CLK为H电平时，V2＝3Vdd并且V3＝3Vdd。根据第二时钟脉冲CLKG的泵激操作，节点B的电压Vgb相对于3Vdd而改变。也就是说，当第二时钟脉冲CLKG为H电平时，电压Vgb变为2Vdd。当第二时钟脉冲CLKG为L电平时，电压Vgb变为4Vdd。

换句话说，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，位于第三级中的用于电荷转移的N型MOSFET 102的栅-源极电压Vgs3如下获得：

Vgs3＝Vgb-V2＝2Vdd-2Vdd＝0V

因此，位于第三级中的用于电荷转移的N型MOSFET 102变为断开状态。另一方面，当第一时钟脉冲CLK为H电平时，位于第三级中用于电荷转移的N型MOSFET 102的栅-源极电压Vgs3如下获得：

Vgs3＝Vgb-V2＝4Vdd-3Vdd＝Vdd

因此，位于第三级中的用于电荷转移的N型MOSFET 102变为导通状态。

如上所述，根据本发明的电荷泵电路能获得与图4中示出的常规电荷泵电路相同的升压效率，而不使用电平移动电路和用于将电源电压供应给电平移动电路的分支电荷泵电路。另外，根据本发明的电荷泵电路，基于在前一级和下一级中引起的电压，生成在级中提供的用于电荷转移的N型MOSFET的栅极电压，从而与常规电荷泵电路的情况相比，能缩短在施加电源电压之后获得升压操作的稳定状态所必需的时间。

(第二实施例)

图1是表示根据本发明第二实施例的电荷泵电路的电路图。这是具有最佳结构的电荷泵电路，其中电压被施加给用于电荷转移的N型MOSFET 100和105的栅极，这些N型MOSFET 100和105是在根据本发明第一实施例的电荷泵电路中位于第一级的升压单元和位于最后一级的升压单元。

仅基于在后一级中产生的电压，生成施加给用于电荷转移的N型MOSFET 100的栅极的电压，该N型MOSFET 100为位于第一级中的升压单元。基于输出端的电压，产生施加给为位于最后一级中的升压单元的用于电荷转移的N型MOSFET 105的栅极的电压。

假设电源电压Vdd被提供作为用于第一级的输入电压Vin，则第一时钟脉冲的峰值为Vdd，并且第二时钟脉冲的峰值为2Vdd。当使用上述结构时，位于第一级中的升压单元和位于最后一级中的升压单元如下所述操作。

首先，将描述位于第一级中的升压单元的操作。当第一时钟脉冲CLK为H电平时，电荷存储在第一耦合电容110中，因此V1变为Vdd。另一方面，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，V1由于第一耦合电容110的泵激操作而变为2Vdd。当省略第二耦合电容的泵激操作时，用于电荷转移的N型MOSFET 100的栅极电压Vg1由于第二电阻140和第二耦合电容120引起的CR效应而变为1.5Vdd，这是Vdd和2 Vdd之间的平均电平。因此，栅极电压Vg1由于供应给第二耦合电容的第二端的第二时钟脉冲CLKG的泵激操作而相对于1.5Vdd被改变。

换句话说，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，位于第一级中用于电荷转移的N型MOSFET 100的栅-源极电压Vgs1如下获得：

Vgs1＝Vg1-Vdd＝0.5Vdd-Vdd＝-0.5Vdd

因此，位于第一级中用于电荷转移的N型MOSFET 100变为断开状态。另一方面，当第一时钟脉冲CLK为H电平时，位于第一级中的用于电荷转移的N型MOSFET 100的栅-源极电压Vgs1如下获得：

Vgs1＝Vg1-Vdd＝2.5Vdd-Vdd＝1.5Vdd

因此，位于第一级中用于电荷转移的N型MOSFET 100变为导通状态。

在这种情况下，位于第一级中用于电荷转移的N型MOSFET 100的栅-源极电压Vgs1在它处于导通状态时变为1.5Vdd。因此，施加给栅极的电压变得高于位于其他级中的每个升压单元中的电压。因此，位于第一级中用于电荷转移的N型MOSFET 100利用小于位于其他级中用于电荷转移的每个N型MOSFET的尺寸来设计。

下面，将描述位于最后级中的升压单元的操作。在位于最后级的升压单元中，用于电荷转移的N型MOSFET 105的漏极电压为输出端电压Vout并且连续地变为“n”×Vdd的恒定电压。也就是说，当忽略第二耦合电容125的泵激操作时，用于电荷转移的N型MOSFET 105的栅极电压Vgn变为“n”×Vdd。栅极电压Vgn由于第二时钟脉冲CLKGB的泵激操作而根据“n”×Vdd被改变。

换句话说，当第二时钟脉冲CLKGB为L电平时，栅极电压Vgn变为(n-1)×Vdd。当第二时钟脉冲CLKGB为H电平时，栅极电压Vgn变为(n+1)×Vdd。

因此，当第一时钟脉冲CLK为L电平时，位于最后一级中用于电荷转移的N型MOSFET 105的栅-源极电压Vgsn如下获得：

Vgsn＝Vgn-V(n-1)＝(n+1)×Vdd-n×Vdd＝Vdd

因此，用于电荷转移的N型MOSFET 105变为导通状态。

另外，当第一时钟脉冲CLK为H电平时，位于最后一级中用于电荷转移的N型MOSFET 105的栅-源极电压Vgsn如下获得：

Vgsn＝Vgn-V(n-1)＝(n-1)×Vdd-(n-1)×Vdd＝0V

因此，用于电荷转移的N型MOSFET 105变为断开状态。

如上所述，从根据第一实施例的电荷泵电路中去除在位于第一级的升压单元中提供的电阻和在位于最后一级的升压单元中提供的电阻。因此，能进一步减小电荷泵电路的尺寸。

Claims

1、一种电荷泵电路，包括多个串联连接的单元升压电路，位于第一级的单元升压电路包括：

电荷转移MOSFET；

与电荷转移MOSFET的漏极相连接的第一电容；

连接在电荷转移MOSFET的漏极和栅极之间的第二电阻；和

与电荷转移MOSFET的栅极相连接的第二电容，

位于最后一级的单元升压电路包括：

电荷转移MOSFET；

连接在电荷转移MOSFET的漏极和栅极之间的第二电阻；和

与电荷转移MOSFET的栅极相连接的第二电容，以及

其他的单元升压电路包括：

电荷转移MOSFET；

与电荷转移MOSFET的漏极相连接的第一电容；

连接在电荷转移MOSFET的源极和栅极之间的第一电阻；

连接在电荷转移MOSFET的漏极和栅极之间的第二电阻；和

与电荷转移MOSFET的栅极相连接的第二电容，

其中第一时钟脉冲被提供给单元升压电路的第一电容，并且提供给相邻两个单元升压电路的第一电容的第一时钟脉冲具有相反的相位，以及

其中第二时钟脉冲被提供给单元升压电路的第二电容，并且提供给相邻两个单元升压电路的第二电容的第二时钟脉冲具有相反的相位。

2、根据权利要求1所述的电荷泵电路，位于第一级中的单元升压电路还包括：

连接在电荷转移MOSFET的源极和栅极之间的第一电阻。

3、根据权利要求1所述的电荷泵电路，位于最后一级中的单元升压电路还包括：

连接在电荷转移MOSFET的源极和栅极之间的第一电阻。

4、根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中被提供给相邻两个单元升压电路的第一时钟脉冲和第二时钟脉冲是其相位被相互反相并且不引起同时导通状态的时钟脉冲。