CN1004958B

CN1004958B - 自适应阻-陷滤波器

Info

Publication number: CN1004958B
Application number: CN86106494.1A
Authority: CN
Inventors: 林恩·帕克·维斯特
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1985-10-11
Filing date: 1986-09-29
Publication date: 1989-08-02
Also published as: JPS6288414A; US4679001A; CN86106494A; PH22707A; BR8604623A; KR870004572A; CA1251527A; EP0218861A2; EP0218861A3; KR910001051B1

Abstract

一种滤波器在时变或集变频率上抑制能量，这种滤波器包括一些乘法器节，这些乘法器节具有一些数值组，在接收时变或集变能量时，这些数值组可动态地改变，乘法器节的这些数值的改变提供在时变或集变频率上的能量的抑制，乘法器节的数值组是这样选取的，就是使这些数值的极点位于Ｚ－平面轨迹的单位圆内，在单位圆内的这些极点的位置保证即使乘法器被放在反馈通路上，滤波也能保持稳定。

Description

自适应阻-陷滤波器

本发明涉及一种阻-陷（stop-notch）滤波的功能，特别涉及在时变或集变（ensemble varing）的一些频率上自适应地抑制能量。

典型的通信系统为了在选定的一些频率上抑制能量，均包括有无限脉冲响应（IIR）滤波器。这类滤波器包括一个或多个单节滤波器，每节滤波器具有一对与一个加法器并联的乘法器。任何给定的一节滤波器的特性是由乘法器的值来确定的。例如，乘法器的值可以这样选择用来实现高频段的带阻功能或低频段的带阻功能。

单节滤波器中的乘法器的比值的选取，在先有技术中已有大量的固定滤波功能提供了证明。由于这些乘法器是处于反馈通路中，所以必须慎重地选取它们的值。如果不注意选取这些乘法器的值，其结果将造成滤波器的工作不稳定。关于在一个反馈系统中与相乘有关的潜在不稳定性，在先有技术中也是熟知的。请参阅范例，反馈控制系统的分析与综合，D′AZZO ＆ Houpis，MCGraw-Hill，N.Y，1960。

在一些当用场合，需要在时变或集变频率上抑制能量。这类应用的例子包括：电话线上呼叫进行信号的检测;调制解调器中载频的检波;调制解调器中的鉴别;预加重信号的自动均衡;和在电话系统中的双音多频音调（DTMF）的检波。对于这些时变或集变频率，固定滤波可能是不适用的。

美国专利4，223，272公开了一个四端网络，该四端网络可以有选择地变换为一个低通，高通，带通，全通，或带阻滤波器。这个四端网络具有一个传递函数，该传递函数实质上能满足一个二次方程，该二次方程的系数可以改变，用来改变网络的功能。通过变换网络中的电阻值即可改变该二次方程的系数。这些电阻可用开关转换，但只能使四端网络从滤波器的一种形式转到另一种形式。在时变或集变频率的动态基础上，这些电阻不能用开关作动态地转换来改变滤波器的特性。

美国专利4，182，997描述一个为长途通信系统而设计的滤波器，该滤波器抑制第1个信号频率和没有显著衰减地发送邻近的第2频率。在其上完成通、阻功能的频率取决于第1和第2电容器以及第1，第2电感器的值。与此相类，美国专利3，531，652公开了一个有源滤波器电路，该滤波器功能适合于在衰减其它频率的同时，能以很少的衰减来通过一个源频率。此外，美国专利3，628，057公开了一个有源窄陷波器用来滤去噪声信号。然而，这些先有技术的参考文献中没有一个公布出一个能够动态可变地在时变或集变频率上抑制能量的滤波器。

因此，本发明的目的是提供一种改进了的滤波器。

本发明的另一个目的是提供一个滤波器，用来在时变或集变频率上抑制能量。

本发明还有一个目的是提供一个在工作时动态可变的自适应阻-陷滤波器。

按照本发明的这些和其它目的，在这里公开一个阻-陷滤波器，其中对组成滤波器的乘法器的一些值，在工作时可以动态地改变，以便在时变或集变频率上抑制能量。选出第1组的乘法器和选出第2组乘法器，而使这两组都产生稳定的滤波器节。只要两组极点间的Z-平面的轨迹各点都在单位圆内，使用的乘法器组可以任何速度反转而没有不稳定性。在这里公开的最佳的实施方案中，动态自适应滤波器是作为带阻滤波器用在双音调多频（DTMF）接收机中。这些带阻滤波器中的一个是低带阻滤波器，它使每个低频DTMF音调衰减40db。一个高带阻滤波器同样地使高频DTMF音调衰减40db。

图1是用在本发明中的一个无限脉冲响应（IIR的滤波器。

图2是一个采用图1的滤波器的双音调多频接收机的方框图。

图3是一个描述图1中的滤波器工作的流程图。

图4是一个反馈控制系统的方框图，其中当系统增益提高时，系统的极点移动。

图5是一个根据图1为双四线滤波器选择乘法器值的流程图。

图1示出一个典型的无限脉冲响应（IIR）滤波器节10。这个滤波器节包括四个乘法器15，16，18和19以及加法器11和12。已给出如图1所示的滤波器节10，滤波器的几个功能中的任何一个功能的实现取决于乘法器15，16，18和19的给定值。如图所示，乘法器15和18被连接在反馈通路内，而乘法器16和19被连接在正向的通路中，这样，加法器11的两个输入是滤波器输入51和线路52，线路52就是乘法器15和18的输出。延迟块14被连结在接点13和乘法器15和16的输入之间，延迟块17被接在乘法器15、16的输入和乘法器18、19的输入之间。

滤波器节10的瞬时值输入是线路51，于是加法器11的输出就成为滤波器输入51加上乘法器18与延迟块17的乘积再加上乘法器15与延迟块14的乘积。这样，加法器12的输出就等于加法器11的输出13加上乘法器16与延迟块14的乘积再加上乘法器19与延迟块17的乘积。乘法器15，16，18和19的一些数值的选择在先有技术中对大多数的固定滤波的功能是熟知的。对乘法器15和18的一些数值的选择必须审慎以避免这些滤波器的工作不稳定，这是因为乘法器15和18是处于加法器11的反馈通路中。滤波器节10可以和其它这类滤波器节级联起来以便提供更复杂的滤波器功能，图3详细地列出滤波器节10的上述工作。

乘法器15，16，18和19的一些数值可在工作时动态地改变（即当输入信号提供给滤波器输入51时）也不引起不稳定性。假定为乘法器15，16，18和19选定了第1组数值，并且为这些乘法器选定了第2组数值，则滤波器节10的工作可以在这些乘法器的两组数值之间翻转。只要在两组数据的极点之间的Z-平面的轨迹在各点上处于单位圆之内，则乘法器15，16，18和19使用的数值组可以在选定的数值组之间以任何速度反转或作动态地改变而不出现不稳定。这将联系图4进行更详细的表示。图5中的流程图表示出乘法器节选取数值组的工作情况。

对函数f（t），一个复变量S可定义为，

F（S）＝∫⁰⁰ ₀f（t）exp（-st）dt公式1

函数F（S）是一个复变函数，通常称为f（t）的拉普拉斯变换，由于S＝δ+jω，可以证明任何能够实现的电子网络都可以用F（S）来表示，如果给该网络加上一个输入信号i（t），将产生一个输出o（t）。o（t）的特征的确定可通过计算i（t）和f（t）的拉普拉斯变换求出I（S）和F（S）;把后二者相乘;然后对乘积进行拉氏反变换而得出o（t）。

这些拉普拉斯变换的特性在先有技术中有过很好的证明，如奈奎斯特的稳定性，判据说明当一个网络稳定时，

F（S）＝〈`-;N（S）;D（S）`〉公式2

的分母，即D（S），D（S）必须仅对S值具有零点，以致于δ小于零，式中的D（a）是一个S的多项式其形式如下，

D（S）＝d1S+d2S²+d3S³+d4S⁴……

如果一个系统40（如图4所示的）使用具有增益K（42）的反馈，正向传递函数为F（S）（41），那么传递函数由

O（S）＝e（s）F（S）公式3给出，

式中，O（S）是输出，46，e（S）是误差函数，43，该误差函数是出现在加法器45的输出和正向传递函数41的输入上的。

误差函数由下式给出，

e（S）＝O（S）K+I（S）公式4

式中I（S）是系统40的输入44。

O（S）等于〔I（S）-KO（S）〕F（S），所以O（S）+KO（S）F（S）＝I（S）F（S），和O（S）〔1+KF（S）〕＝I（S）F（S），并且

O（S）/I（S）＝F（S）/〔1+KF（S）〕公式5

这就是图4所示的系统的传递函数。

把公式2代入公式5，得出传递函数为：

O（S）/I（S）＝〈`-;N（S）/D（S）;1+KN（S）/D（S）`〉

由此，传递函数可由下式给出，

O（S）/I（S）＝N（S）/D（S）+KN（S）公式6

由公式6可以看出，开环系统（即K等于零）就是F（S），还可以看出当增益K，42，的值增加时，传递函数的诸零点保持固定，但传递函数的诸极点却在变，在增益K，42，的极大值时，公式6的分母变得非常小，于是传递函数趋向于1，当增益K，42，的值增大时，公式6的诸极点趋向于零，只要诸极点保持在左边的平面内，即δ小于零，图4所示的系统即可保持稳定。

在拉普拉斯域中，固定延迟T的一个单元有一个传递函数F（S）＝exp（ST），这个函数的Z变换，可定义为，

Z＝exp（ST）即，

Z＝exp（δ+jω）T

当δ和ω都等于0，则Z等于exp（o）或1。当δ等于零，ω等于2π/T，则Z等于exp（j2π），而当δ等于一个大于零的K值时，并且ω等于零，则Z等于exp（K），当δ等于K并且ω等于任何值X时，则Z＝exp（K+jX）exp（jX）。最后，当δ等于-K并且ω等于任何小于2π/T的值X，则

Z＝exp（jX-K）＝exp（jX）/exp（K）

从以上可以看出，Z等于1，这是没有虚数项的一个正单元，当δ等于零并且ω等于2π/T，则Z等于没有虚数项的-1，当δ等于K并且ω等0，则Z是一个大于零的实正数，当δ等于K并且ω等于X，则Z是一个任意角的复变数其值大于1。最后，当δ等于负K并且ω等于X，则Z是一个任意角的复变数其值小于1。

当δ等于K（大于零）并且ω等于任意X，则δ和ω的值定义S平面的右半部分，当δ等于负K并且ω等于X，则这些值定义S平面的左半部分，在其中ω被限于2π/T，于是，当频率小于1/T，则在平面左半部的一些S极点被变换到Z平面上的一个单位圆内，如以上公式2和公式6所示在该圆内所有的极点是稳定的。用反变换，在单位圆内的Z平面的极点将被变换为ω轴左面的S平面极点并且其频率小于1/T。由于等价于公式2和公式6，因此在单位圆内沿任何轨迹移动的极点都是稳定的。

图2表示一个图1的动态可变滤波器的一个应用。这是一个DTMF接收机，图2中的DTMF接收机包括一个带阻低带滤波器21和一个带阻高带滤波器22，该滤波器采用图1和图4的滤波器的结构和动态变换。单元23对DTMF接收机20提供自动增益控制（AGC），而单元25，26和27是高带谐振器，单元31到34其功能为低带谐振器，而单元29和35是判定装置，最后，单元36是一个状态装置。

如前所述，在DTMF接收机20中是低带阻滤波器21和高带阻滤波器22，低带阻滤波器21是用来对低频音调衰减40db，而高带阻滤波器22必须把高频音调衰减40db，在DTMF接收机20的每个信号通道中都有一个限幅器（未示出）。该限幅器紧跟在该频带的带阻滤波器之后，换言之，在滤波器21之后有一个低带限幅器和在滤波器22之后有一个高带限幅器，每个限幅器的目的是分散在输入30通话时接收到的能量。这个分散过程把语言能量均等地分散到谐振器25到27和31到34之间，以使没有任何一个谐振器可能被输入的语言能量充分地激励，而使任何一个判定机29或35报告已检测出一个DTMF的音调。

在传送DTMF音调信号时，带阻滤波器21和22除掉两个接收音调中的一个（高的或低的），于是只有一个频率音调送给限幅器，当给出一个单频单调时，由限幅产生的边带噪声包括了输入音调频率的全部奇次谐波。因为揩振器25到27和31到34是被选出来避开这些奇次谐波的，所以没有任何这些谐振器对任何DTMF音调的奇次谐波是敏感的。其结果是，这些限幅器在DTMF信号传输时的影响最小。如果带阻滤波器21和22在给限幅器输入话音能量之前不能充分地减少那些不需要的音调，则限幅器的输出将包括所有的两个音调的交叉调制的产物。结果，多于一个的谐振器可能充分地谐振，因此，该音调将不能被判定装置29或35所辩认。

已被公认，即使带阻滤波器21和22不存在，一个谐振器也能变得相当主动，也就是对所有的有效的DTMF音调它将产生一个比其它谐振器高的输出，其结果是，这样谐振器的输出不能作为音调检测的可靠指示。为了克服这一点，判定装置29和35完成双重功能。第一个功能是当谐振器25到27或31到34的这些输出中的一个是充分地占主导起位时报告，所以一个音调可视为已被检测到。判定装置29和35的第二个功能是给带阻滤波器21和22提供一个指示：谐振器25到27或31到34中的已给定的一个谐调器在个别的频带上即使复盖一个小边也比其它谐振更是占主导的。这个信号发送通道是交叉偶合的，即，主导低音调被送到带阻滤波器，这个滤波器是在高带通路中，反之亦然。这就是，主导的低音调由判定装置29通过线路38被报告给滤波器21，而主导的高音调由判定机35通过线路37被报告给滤波器22。

现将DTMF接收机20和图1中的IIR滤波器一起相对于770HZ的音调谐振器32作更详细的描述。当判定机35报告，谐振器32是在低带中最主动的一个，则包含滤波器21的图1中的乘法器15，16，18和19的值要这样选取，以使770HZ的音调被严重地衰减，由于图1中的滤波器的工作，770HZ的音调实质上被阻挡而达不到高带限幅器和高带谐振器，在输入30上接收一个真实的DTMF音调的头几个毫秒中，由于噪声和AGC23的恢复工作可能造成不能肯定谐振器25到27和31到34中哪一个是主导的。由于判定机29和35可能报告，对每一采样输入时间，有一个不同的谐振器是主导的，滤波器21和22可能改变它们的特性，即，在每个采样输入时间，乘法器15，16，18和19具有不同的值。由于乘法器15，16，18和19的每组值的选取是要能提供每个选出组的一些极点之间的Z-平面轨迹各点落在单位圆之内，因此，其结果没有不稳定的工作。

虽然在最佳实施例方面对本发明作了特别的说明和叙述，但应该了解，在不离开本发明的精神和范围，那些精通技术的人将对它在形式上和内容细节上进行前述的和其它一些改变。

Claims

1、一种在时变频率上抑制能量的滤波器包括：

至少两个乘法器节，其中每个都和一个反馈通路并联，其特征为：

一种用来在至少两个时变频率之间动态地改变至少两个上述乘法器节的操作的装置（40），借此，该滤波器在上述的至少两个时变频率上动态地抑制能量。

2、根据权利要求1的滤波器，其特征在于上述的至少两个乘法器节中的每一个均包括一个跨接在一个第1加法器（11）输入和输出端的乘法器（15，18）。

3、根据权利要求2的滤波器，其特征在于上述至少两个乘法器节中的每一个还包括一个延迟块（14，17），第1个延迟块（14）连接在该第1个加法器（1）的输出和第1个乘法器（15）的输入之间，第2个延迟块器（17）连接在该第1个乘法器（15）的输入和第2个乘法器（18）的输入之间。

4、根据权利要求2的滤波器，其特征在于该滤波器还包括至少两个附加的并联的乘法器节（16，19）和连接在该至少两个附加的乘法器的输出上的一个第2加法器（12），该至少两个附加的乘法器节和该第2加法器以级联方式连接到该至少两个乘法器节（15，18）上。

5、根据权利要求1的滤波器，其特征在于动态地改变该至少两个乘法器节的该装置包括一个为了选取该至少两个乘法器节的至少一个第1和一个第2组的值的装置，该至少的两组值具有位于Z-平面轨迹的单位圆内的一些极点。

6、根据权利要求4的滤波器，其特征在于还包括为了动态地改变该至少两个附加的乘法器节的装置，该乘法器用来工作在至少该两个时变频率之间，借此，该滤波器在该至少两个时变频率上动态地抑制能量。

7、根据权利要求6的滤波器，其特征在于，为了动态地改变该至少两个附加的乘法器节的该装置包括为了选取该至少两个附加的乘法器的至少一个第1和一个第2组值的装置，该至少两组值具有位于Z-平面轨迹的单位圆内的一些极点。