KR910001051B1 - 에너지 억압용 필터 - Google Patents

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KR910001051B1 KR1019860007865A KR860007865A KR910001051B1 KR 910001051 B1 KR910001051 B1 KR 910001051B1 KR 1019860007865 A KR1019860007865 A KR 1019860007865A KR 860007865 A KR860007865 A KR 860007865A KR 910001051 B1 KR910001051 B1 KR 910001051B1
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Abstract

내용 없음.

Description

에너지 억압용 필터
제1도는 본 발명에 사용된 무한 임펄스 응답(IIR) 필터.
제2도는 제1도의 필터를 사용하는 이중톤 다중-주파수(DTMF) 수신기의 블록 다이어그램.
제3도는 제1도의 필터 동작을 도시하는 플로우 차트.
제4도는 시스템 이득이 증가함에 따라 시스템의 극이 이동하는 피드백 제어 시스템의 블록다이어그램.
제5도는 제1도에 따르는 4차 필터에 대한 증배기 값을 선택하기 위하여 도시되는 플로우 차트.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11, 12 : 가산기 15, 16, 18, 19 : 증배기
20 : DTMF 수신기 21 : 대역 소거 저 대역 필터
22 : 대역 소거 고대역 필터 25, 26, 27 : 고 대역 공진회로
31, 32, 33, 34 : 저 대역 공진회로
본 발명은 스톱-노치(stop-notch)필터 기능에 관한 것으로, 특히 시간 변화 또는 집합(ensemble)변화 주파수로 에너지를 적응 가능하게 억압(suppress)찰 수 있는 스톱-노치 필터기능에 관한 것이다.
통상적인 통신 시스템은 선택된 주파수에서 에너지를 억압하기 위한 무한 임펄스 응답(IIR) 필터를 포함한다. 상기 필터는 하나 이상의 개별 필터부를 구비하고, 상기 각 필터부는 가산기와 병렬로 접속된 한쌍의 증배기를 갖는다. 소정 필터부의 고유 특성은 증배기 값에 의해 결정된다. 예를 들어, 이런 증배기 값은 고 대역 주파수를 위한 대역 소거(stop)기능 또는 저 대역 주파수를 위한 대역 소거 기능을 실행하도록 선택된다.
필터부내의 증배기의 특정치의 선택은 많은 고정된 필터 기능에 대해 종래 기술에서 공지되어 있다. 이런 증배기 값의 선택은 증배기가 피드백 경로내에 있기 때문에 조심스럽게 이루어진다. 만약 증배기 값의 선택이 조심성 없이 이루어진다면, 필터의 불안정 동작이 나타날 수 있다 피드백 시스템내의 증배와 연관된 포텐셜 불안정에 대해서는 또한 종래 기술에서 공지되어 있다. 예를 들어, 1970년 뉴욕 맥그로우-힐에서 발간된 DAzzo 및 Houpis의 피드백 제어 시스템 분석 및 합성을 참조할 수 있다.
시간 변화 또는 집합 변화 주파수로 에너지의 억압을 필요로하는 몇가지 응용이 있다. 그런 응용의 예는 전화선 상의 호출 진행(progress)신호의 검출, 변복조 장치내의 반송파 검출 사전에 왜곡된 신호의 자동 균등화 및, 전화 시스템에서 이중 톤 다중-주파수(DTMF)톤의 검출을 포함한다. 이런 시간 변화 또는 집합 변화 주파수에 대해, 고정 필터는 적합하지 못한다.
미합중국 특허 제4,223,272호에는 저역 통과. 고역 통과, 대역 통과, 전 통과 또는, 대역 소거 필터로 선택적으로 변환할 수 있는 4단자 회로망이 기술되어 있다. 4단자 회로망은 2차 방정식을 실질적으로 만족하는 전달 함수를 가지는데, 여기서 2차 방정식의 계수는 회로망의 함수를 변경하도록 변화된다. 2차 방정식의 계수는 회로망에서 저항간을 변화시킴으로써 변경된다. 이런 저항은 4단자 회로망을 한 형태의 필터에서 다른 형태의 필터로 변환하는 정도만을 제외하고는 스위치 가능하다. 이런 저항은 어느 하나의 시간 변화 또는 집합 변화 주파수에 대해 동적 기초로 필터 특성을 변경하도록 동적으로 스위치할 수 없다.
미합중국 특허 제4,182,997호에는 제1신호 주파수를 억압하여, 많은 감쇠없이도 접해 있는 제2신호 주파수를 전달하도록 설계된 통신 시스템용 필터가 기술되어 있다. 통과 및 소거 기능이 실행되는 주파수는 제1 및 제2캐패시터와 제1 및 세 2인덕터의 값에 의존한다. 이와 유사하게, 미합중국 특허 제3,531,652에는 다른 주파수를 감쇠하는 동안 감쇠가 매우 작은 소스 주파수를 통과할 필터 기능에 적합한 활성 필터 회로가 기술되어 있다. 이에 부가하여, 미합중국 특허 제3,628,057호에는 노이즈 신호를 필터하여 제거할 활성 협(narrow) 노치 필터가 공지되어 있다. 그러나, 상기 공지 기술중 어느것도 시간 변화 또는 집합 변화 주파수로 에너지를 억압하기 위해 동적으로 변할 수 있는 필터를 기술하지 않고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 향상된 필터를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 시간 변화 또는 집합 변화 주파수로 에너지를 억압하기 위한 필터를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 동작하는 동안 동적으로 변할 수 있는 적응(adaptive)스톱-노치 필터를 제공하는 것이다.
상기 본 발명의 목적에 따르면, 스톱 노치가 기술되는데, 여기서 필터를 포함한 증배기의 값은 시간 변화 또는 집합 변화 주파수로 에너지를 억압하기 위해 동작하는 동안 동적으로 변화될 수 있다. 증배기의 제1세트 및 증배기의 재 2세트간 선택되어, 두 세트가 안정 필터부를 형성한다. 사용시 상기 세트는 두 세트의 극사이에서 Z-평면 궤전이 모든점에서 단위 원내에 있을 경우에 불안정성 없이 소정율로 토글된다. 본 명세서에 기재된 양호한 실시예에서, 동적으로 적응 가능 필터는 DTMF수신기내의 대역 소거 필터로서 사용된다.
상기 대역 소거 필터중 하나는 각각의 저 주파수 DTMF 톤을 40db 정도 감쇠시키는 저 대역 소거 필터이다.
이와 유사하게, 고 대역 소거 필터는 고 주파수 DTMF 톤을 40db 정도 감쇠시킨다.
이하, 도면을 참조하면서 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
통상적인 무한 임펄스 응답(IIR) 필터부(10)가 제1도에 도시되어 있다. 상기 필터부는 가산기(11, 12) 뿐만아니라 4개의 증배기(15, 16, 18, 19)를 포함한다. 제1도에 도시된 바와 같은 필터부(10)에서, 몇개의 필터 기능중 하나는 4개의 증배기(15, 16, 18, 19)에 주어진 값에 따라 형성된다. 도시된 바와 같이, 증배기(15, 18)는 피드백 경로에 접속되는 반면에 증배기(16, 19)는 순방향 경로에 접속된다. 그러므로, 가산기(11)에 대한 입력은 필터 입력(51)과, 증배기(15, 18)의 출력인 라인(52)이다. 딜레이(delay)블록(14)은 점(13)과, 증배기(15, 16)의 입력 사이에 접속된다. 딜레이 블록(17)은 증배기(15, 16)의 입력과, 증배기(18, 19)의 입력 사이에 접속된다.
필터부(10)에 대한 입력 샘플은 라인(51)이다. 가산기(11)의 출력은 필터 입력(51)+딜레이 블록(17)×증배기(18)+딜레이 블록(14)×증배기(15)가 된다. 가산기(12)의 출력은 가산기(11)의 출력(13)+딜레이 블록(14)×증배기(16)+딜레이 블록(17)×증배기(19)와 같다. 증배기(17, 16, 18, 19)의 값에 저한 선택은 다수의 고정된 필터 기능을 위한 종래 기술에 공지되어 있다. 증배기(15, 18)를 위한 값의 선택은 증배기(15, 18)가 가산기(11)에 대해 피드백 경 위치되기 때문에 상기 불안정한 동작을 피하기 위해 신중을 기해야 한다. 필터부(10)는 다른 상기 필더부에 종속 접속되어, 더 복잡한 필터기능을 제공하도록 한다. 필터부(10)의 상기 동작은 제3도에 상세히 도시된다
증배기(15,16,18,19)의 값은 동작 동안, 즉 불안정성을 야기하지 않고 입력 신호가 필터 입력(51)에 제공될시에(도시되지 않음) 적당한 수단에 의해 동적으로 변화될 수 있다. 값의 제1세트가 증배기(15,16,18,19)에 선택되며, 값의 제2세트가 상기 증배기에 선택될 경우, 필터부(10)의 동작은 상기 증배기에 대한 값의 두세트 사이에서 토글될 수 있다. 두 세트의 값의 극 사이의 Z-평면이 궤적이 모든 점에서 단위 원내에 있다고 가정한되면, 증배기(15,16,18,19)에 이용되는 값의 세트는 불안정하지 않고 선택된 값 세트 사이에서 소정율로 토글되거나 동적으로 변화될 수 있다. 그것은 제4도에 더욱 상세히 도시된다. 증배기에 대한 값의 세트를 선택하는 동작을 제5도의 플로우 차트에 도시된다. 함수 f(t)에 대해, 복소 변수(s)는
Figure kpo00001
로 정의된다.
함수 F(s)는 흔히 f(t)의 라플라스 변환으로서 언급되는 복소 변수이다. s=σ+jw에서, 실행가능한 전자 회로망이 F(s)에 의해 특징지워짐을 나타낸다. 어떤 입력 신호 i(t)를 합성신호 f(t)에 적용시키면, 출력 o(t)가 발생한다. o(t)의 부호는 I(s) 및 F(s)를 얻기위해 I(t) 및 f(t)의 라플라스 변환을 계산하고, I(s) 및 F(s)를 서로 급하여, o(t)을 얻기위해 역 라플라스 변환을 곱함으로써 결정된다.
라플라스 변환의 그런 특성은 안정할 회로망에 대해 아래식의 분모, 즉 D(s)가 σ이 0 이하이도록 S의 값에 대해서만 0을 가짐을 나타내는 나이키스트 안정기준과 종래 기술에 기술되어 있는데,
Figure kpo00002
여기서 D(s)는 아래의 S형의 다항식이다.
Figure kpo00003
이득 K(42) 및 순방향 전달 함수 F(s)(41)로 피드백하는 제4도에 도시된 바와 같이 시스템(40)에서, 전달 함수는 아래식으로 주어지는데,
Figure kpo00004
여기서, (s)는 출력(46)이고, e(s)는 가산기(45)의 출력 및 순방향 전달 함수(41)의 입력에서 나타나는 에러 함수(43)이다.
에러 함수(43)는 아래식으로 주어지며,
Figure kpo00005
여기서 I(s)는 시스템(40)의 입력(44)이다.
O(s)는 [I(s)-KO(S)] F(s)와 동일하므로, O(s)+KO(s)F(s)=I(s)F(s) 및, O(s)[+KF(s)]=I(S)F(S)이며, 제4에 도시된 시스템의 전달 함수인,
Figure kpo00006
이다.
식 2를 식 5에 대입하면, 아래와 같은 전달 함수가 주어지며,
Figure kpo00007
그로부터 전달 함수는 아래식과 같이 주어진다.
Figure kpo00008
식(6)으로부터 개방루프 시스템, 즉 0인 K가 F(s)라고 볼 수 있다. 이득 K(42)의 값이 증가함에 따라, 전달 함수의 0은 전달 함수의 극이 변화하는 것을 제외하고는 고정되어 남아있다. 이득 K(42)의 매우 큰 값에 대해, 식(6)의 분모가 매우 작게되어, 전달 함수는 1이 된다. 식(6)의 극은 이득 K(42)의 값이 증가함에 따라 0으로 향한다. 극이 좌측 평면에 남아 있는한, 즉 시그마(σ)가 0보다 작다면, 제4도에 도시된 시스템은 안정 된다.
라플라스 영역에서, 고정된 딜레어(T)의 유니트는 전달 함수 F(s)=esp(sT)를 갖는다. 상기 함수의 Z 변환은 Z=esp(σ+jw) T인 Z=exe(sT)로서 정의된다.
시그마 및 오메가양자 모두가 0일 경우, Z는 exp(o) 또는 1이다. 시그마가 0이고, 오메가가 2π/T이면, Z는 exp(j 2π)이고, 반면에 시그마가 0 보다 큰 K값이고, 오메가가 0이하면, Z는 exp(K) 이다. 시그마가 K이고, 오메가가 X라면, Z=exp(K+jx)=exp(K) exp(jx)가 된다. (K+jx)이다. 마지막으로, 시그마가-K이고, 오메가가 2π/T 보다 작은 값 X라면, 2=exe(jx-k)=exp(jx)/exp(k)이다.
상술된 바와 같이, 1인 Z는 허수부가 없는 당의 부호인 1유니트이다. 시그마가 0이고, 오메가가 2π/T이면, Z는 허수부가 없는 -1이다. 시그마가 K이고, 오메가가 0이면, Z는 0보다 더 큰 양의 부호의 실수이다. 시그마가 K이고, 오메가가 X라면, Z는 임의의 각과 1 보다 더 큰 값을 갖는 복소 변수이다. 마지막으로, 시그마가 -K이고, 오메가 X라면, Z는 임의의 각과 1 보다 더 작은 값을 갖는 복소 변수이다.
시그마가(0보다 더 큰) K이고, 오메가가 X라면, 시그마 및 오메가의 값은 S-평면의 우측에 시그마가 -K이고, 오메가가 X라면, 상기 값은 오메가가 2π/T로 제한되는 S-평면의 좌측부에 주파수가 1/T 보다 작다면, 좌측 평면에서의 S의 극은 Z-평면내의 단위원내로 맵된다. 상기 원내의 극은 상기 식(2) 및 식(6)에서 나타난 것 같이 안정된다. 역 변환에 의해, 단위원내 Z-평면극은 오메가 축의 좌측 및 1/T보다 작은 주파수로의 S-평면 극내에 맵된다. 식(2) 및 식(6)을 같게 함으로써, 단위원내 궤적을 따라 이동하는 극을 안정하다.
제1도의 동적 가변 필터에 대한 응용은 DTMF 수신기를 나타내는 제2도에 도시된다. 제2도의 DTMF수신기(20)는 제1도 및 제4도의 필터 구조 및 동적 변화를 사용하는 대역 소거 저 대역 필터(21) 및 대역 소거 고 대역 필터(22)를 포함한다. 소자(23)는 DTMF수신기(20)에 자동 이득 제어(AGC)를 제공하고, 반면에 소자(25,26,27)는 고 대역 공진회로이다. 소자(31 내지 34)는 저 대역 공진회로로 동작하고, 반면에 소자(29, 35)는 결정 머신이다. 마지막으로, 소자(36)는 상태 머신이다.
상술된 바와 같이, DTMF 수신기(20)에는 저 대역 소거 필터(21) 및 고 대역 소거 필터(22)가 있다. 저 대역 소거 필터(21)는 40db 정도 저 주파수 톤이 감쇠하도록 요구된다. 반면에, 고 대역 소거 필터(22)는 40db정도 고 주파수 톤을 감쇠해야 한다. DTMF 수신기(20)의 각 신호 경로에는 상기 대역을 위한 소거 대역 필터 바로 다음에 진폭 리미터(도시되지 않음)가 있다. 바꿔 말해서, 릴터(21) 다음의 저 대역 진폭 리미터와, 필터(22)다음의 고 대역 진폭 리미터가 있다. 상기 각각의 리미터의 목적은 입력(30)에서 스피치(speech)하는 동안 수신된 에너지를 스플래터(splatter)하는 것이다. 상기 스플래터 프로세스는 공진회로(25 내지 27, 31 내지 34)간에 더욱 균등히 스피치 에너지를 펼쳐, 어떤 공진회로도 결정 머신(29 또는 35)중 어느 하나가 DTMF 톤이 검출된 것을 기록하도록 입력 스피커에 의해 충분히 에너지화되지 않게 한다.
DTMF톤이 신호화하는 동안, 대역 소거 필터(21, 22)는 두개의 수신된 톤, 즉 높은 톤과 낮은 톤 중 어느 하나를 제거하여, 오직 단일 주파수 톤만이 진폭 리미터에 존재된다. 단일 주파수 톤이 주어지면, 진폭 리미터에 의해 발생된 스플래터는 입력 톤 주파수의 모든 기수 고조파로 구성된다. 공진회로(25 내지 27, 31 내지 34)가 상기 기수 고조파 효과를 피하기 위해 선택되기 때문에, 상기 공진회로중 어느 것도 어떤 DTMF톤의 기수 고조파에 민감하지 못하다. 그 결과, DTMF 톤이 신호화하는 동안 상기 진폭 리미터의 효과는 최저가 된다. 만약, 대역 소거 필터(21, 22)가 진폭 리미터로 스피치 에너지를 입력하기 전에 불필요한 톤을 충분히 감소시키지 않는다면, 진폭 리미터의 출력은 두가지 톤의 모든 상호 변조 생성물(products)로 구성된다. 그 결과, 하나 이상의 공진회로가 충분히 공지되어, 톤은 결정 머신(29 또는 35)에 의해 인식되지 않도록 된다.
대역 소거 필터(21, 22)의 부재에서 조차, 공진회로가 매우 활성적으로 될 수 있다. 즉, 모든 유효한 DTMF톤을 위해 다른 공진회로 보다 더 큰 출력을 발생한다는 것을 인식해야 한다. 따라서, 상기 공진회로의 출력은 톤 검출의 포지티브 표시로서 사용될 수 없다. 이것을 극복하기 위해, 결정 머신(29,35)은 이중 기능을 실행한다. 제1기능은 톤이 검출되는 바와 같이 요구될 수 있도록 공진회로(25 내지 27, 31 내지 34)의 출력 중 하나가 충분히 우세할시에 보고하는 것이다. 결정 머신(29, 35)에 의해 실행된 제2기능은 공진회로(25 내지 27, 31 내지 34)중 주어진 하나가 특정 주파수 대역에서 다른 공진회로 보다 작은 마진만큼 우세한 소거 대역 필터(21, 22)에 표시할 수 있다는 것이다. 상기 신호화 경로는 교차 결합된다. 즉, 우세한 저 톤은 반대로 고 대역 경로에 있는 대역 소거 필터로 신호화 된다 즉, 우세한 저 톤은 결정 머신(29)에 의해 라인(38)을 통해 필터(21)로 보고되는 반면에, 우세한 고 톤은 결정 머신(35)에 의해 라인(37)을 통해 필터(22)로 보고 된다.
제1도의 IIR 필터를 따라 DTMF 수신기(20)의 동작은 770Hz 톤 공진회로인 공진회로(72)에 관해 아래에 상세히 기술된다. 공진회로(72)가 저 대역에서 가장 활성이라고 결정 머신(35)이 보고할때, 필터(21)를 구비하는 제1도의 증배피(15,16,18,19)의 값은 770Hz 톤을 매우 심하게 감쇠하기 위해 선택된다. 제1도의 필터동작에 의해 770Hz 톤은 연속적으로 고 대역 리미터 및 고 대역 공진회로에 도달하지 못하게 한다. 입력(30)에서 정확한 DTMF 톤의 수신시 먼저 몇 밀리초 동안, AGC(23)의 잡음 및 세틀링(seitling)은 공진회로(25 내지 27, 31 내지 34)중 하나가 우세한 것에 관해 어떤 불명확성을 야기한다. 서로 다른 공진회로가 모든 입력 샘플 시간 동안 우세하다는 것을 결정 머신(29, 35)이 보고하기 때문에, 필터(21, 22)는 모든 입력 샘플 시간 동안 특성을 변화시킨다. 즉, 증배기(15,16,18,19)에 대한 서로다른 값을 갖는다. 각 선택된 세트의 극 사이에서 Z-평면 궤적이 모든점에서 단위 원내에 있다는 것을 제공하기 위해 증배기(15,16,18,19)에 대한 값의 각 세트측 선택되기 때문에, 동작시 불안정성이 일어나지 않는다.
본 발명이 특히 본 발명의 양호한 실시예에 관하여 도시되고 서술되었지만, 형태와 내용에서 다른 변화가 본 발명의 정신과 범위에 벗어남이 없이 본 명세서에서 이루어지는 것을 숙련된 기술하는 이해할 수 있을 것이다.

Claims (7)

  1. 시간 변화 주파수로 에너지를 억압하는 필터로서, 제1증배기부(15)가 제1가산기(11)의 출력(13) 및 입력(52)사이의 피드백 경로내에 접속되고, 제2증배기부(18)가 상기 제1가산기의 딜레이된 출력과 상기 입력 사이에 접속되는 2개 이상의 증배기부와, 2개의 이상의 시간 변화 주파수 사이에서 동작하는 2개 이상의 상기 증배기부를 동적으로 변화시키는 수단을 포함하여 이루어지는데, 상기 수단에 의해 상기 필터는 2개 이상의 상기 시간 변화 주파수를 동적으로 억압하는 에너지 억압용 필터.
  2. 제1항에 있어서, 2개 이상의 상기 증배기부의 각각은 증배기를 포함하며, 상기 2개 이상의 증배기부의 각각의 증배기의 출력은 상기 가산기의 입력에 접속되는 에너지 억압용 필터.
  3. 제2항에 있어서, 2개 이상의 상기 증배기부에 각각은 딜레이 블록을 더 포함하며, 제1딜레이 블록(14)은 제1가산기의 출력과 제1증배기의 입력 사이에 접속되고, 제2딜레이 블록(17)은 상기 제1증배기의 입력과 제2증배기의 입력 사이에 접속되는 에너지 억압용 필터.
  4. 제2항에 있어서, 제2가산기(12)의 제1입력(53) 및 제2입력(54)사이의 순방향 경로내에 접속되는 각각의 2개 이상의 부가적인 증배기부(16,19)를 더 포함하여, 상기 제2가산기의 제1입력은 상기 제1가산기의 출력에 접속되는 에너지 억압용 필터.
  5. 제4항에 있어서, 2개 이상의 상기 부가적인 증배기부의 각각은 상기 제2가산기의 제2입력에 접속된 출력을 가진 증배기를 포함하며, 2개 이상의 상기 부가적인 증배기부의 각각의 증배기의 입력은 피드백 경로내에 접속된 증배기부내의 증배기중의 하나의 입력에 접속되는 에너지 억압용 필터.
  6. 제4항에 있어서, 2개 이상의 상기 시간 변화 주파수 사이에서 동작하는 2개 이상의 상기 부가적인 증배기부를 동적으로 변화시키는 수단을 더 포함하여, 상기 필터가 2개 이상의 상기 시간 변화 주파수로 에너지를 동적으로 억압하는 에너지 억압용 필터.
  7. 제6항에 있어서, 2개 이상의 상기 부가적인 증배기부를 동적으로 변화시키는 상기 수단은 2개 이상의 상기 부가적인 증배기부를 대한 제1 및 제2세트 이상의 값을 선택하기 위한 수단을 포함하며, 상기 2개 이상의 세트의 값은 Z-평면 궤적의 단위원내에 위치한 극을 가지는 에너지 억압용 필터.
KR1019860007865A 1985-10-11 1986-09-17 에너지 억압용 필터 KR910001051B1 (ko)

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