CN1004037B

CN1004037B - 一种通过传输媒质重现数字信息的装置

Info

Publication number: CN1004037B
Application number: CN85102104.2A
Authority: CN
Inventors: 比尔霍夫
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1985-04-01
Filing date: 1985-04-01
Publication date: 1989-04-26
Also published as: CN85102104A

Abstract

本文描述一种通过传播媒介重新复原所录的数字信息的装置，传播媒介特指一种用光学读出的唱片。为测定同步信号与数据信号用判别电平进行读出的交点之间的相位差，要对上述交点两侧的信号进行采样，采用内推法，而采样的幅值与判别电平进行比较，幅值差也即相位差的大小。

Description

一种通过传输媒质重现数字信息的装置

本发明涉及一种通过配有记录数字信息的径迹的传输媒质重现数字信息的装置，这种装置包括：

用于扫描所述传输媒质，且从传输媒质的被扫描部分读出信息信号的扫描装置，用于控制扫描装置，使得传输媒质沿所述径迹而被扫描的控制装置，用于产生时钟信号的振荡器装置，用于产生判别电平的装置，以及用于把信息与判别电平作比较，以恢复数字信号的装置。

这种装置使用在市场上出售的“小型唱片数字式电唱机”内，为菲利浦公司白炽灯制造厂产品，型号CD 100。这种电唱机的信号，产生于时钟同步信号与重现信号时基之间的相位差的大小，由复原信号与判别电平的交点来确定，为了锁定同步信号对上述交点的相位，采用锁相环路。此信号为相位差的大小，通过测定上述交点与时钟同步信号边缘的时间间隔而确定。当重现的信号相对较弱时，如由于唱片上存在指痕，该时间的测量变得非常不可靠，因为，这样一来测量的结果取决于与判别电平噪声等的交点。这引起相位检测的误差，并随之发生同步脉冲振荡器的失调。为了减轻这些问题的影响，万一信号丢失，相位检测随之中断，可是这种中断需要一定时间，因而同步振荡器仍然可能失调。

本发明的目的在于，提供一种如本文开始时所阐明的那种类型的装置，其中使用一种对于信号丢失期间的干扰并不敏感的相位检测。

为此目的，本发明的特点是：

对第一瞬间两侧的重现信号幅值进行采样的装置，在此瞬间重现信号与判别电平相交于两个可能的方向的第一方向，而采样由与同步信号的相位同步来实现，和

产生第一信号的装置，第一信号是判别电平与上述第一瞬间两侧重现信号采样的内插值之间幅值差的大小。

当相位差按照本发明的方法检测出来以后，代表相位差的第一信号与重现信号在交点附近的斜率成正比，因而也正比于该重现信号的幅值。在信号丢失的情况下，该幅值变小，结果第一信号也变小，几乎不会造成同步振荡器的失调。

本发明的装置，其另一特点是，适合于对第二瞬间两侧的重现信号的幅值进行采样的装置。此瞬间，重现信号与判别电平相交于与第一方向相反的第二方向，于是形成第二信号，它是判别电平与上述第二瞬间两侧采样的内插值之间幅值差的大小。

关于第一和第二信号的形成，本发明的装置之又一特点是：第一信号与第二信号的形成，其幅值满足关系式k+1-2m，其中k与l是第一或第二瞬间两侧信号采样的幅值，而m是判别电平的幅值。

至于同步脉冲振荡器的控制，本发明的装置之特点是：将与第一与第二信号的差值成比例的信号加到上述振荡器上，使同步脉冲信号的相位与重现的数字信号的时基锁定的方式控制所述振荡器。

为使数字信号获得最佳的重现效果，判别电平必须尽可能地对称。为此，本发明的装置具有以下特点：将一个与第一信号与第二信号之和成比例的信号，作为负反馈信号加于产生判别电平用的装置。

此第一和第二信号之和与同步信号和判别电平在两个方向的交点之相位差的差值成比例。此差值由于负反馈的作用而趋于最小。

以下参照附图中的实例对本发明作详细说明，附图包括：

图1为装置框图，其中使用了本发明所提出的相位检测器;

图2表示出图1装置内检测器19的实例;

图3表示用于说明图2检测器工作原理的波形图;

图4是用来说明图5电路工作原理的波形图;

图5表示输出信号SL的电路37（图1）的部分框图;

图6是用来说明图7电路工作原理的波形图;

图7表示本发明相位检测器58（图1）的实例。

图1所示装置采用本发明的相位检测器。图中，以断面示意图表示一盘形的记录载体1，这一记录载体包括在上面形成径迹结构的基片2，这种结构包含凹槽3及中间区域4。这种起伏状的径迹结构涂有反射层5及透明的保护层6。包含在起伏状径迹结构内的信息，由激光发生器7产生的激光束，通过一套透镜系统8聚焦后投射到径迹上加以读出。反射的激光束通过一半透明的反光镜9与分束器10，投射到一组4个成直线排列的光检测器11a、11b、11c、11d上。由这些光电检测器送出的电流，经一电流/电压变换器12转换成信号电压V₁、V₂、V₃与V₄。

为使信号能准确读出，透镜系统8由聚焦控制信号FE′加以控制，图中未示出被控制的方式。为了径向跟踪，激光束产生的光点的径向位置由径向控制信号RE′进行控制，此为一精确控制系统。粗略控制（控制方式图中未示出）是靠控制信号CE′的控制，径向移动整个光学系统7、8、9、10、11而获得的。

控制信号CE′、RE′及FE′，由信号电压V₁、V₂、V₃及V₄得出。除去还原高频数据信号所需的V₁+V₂+V₃+V₄之和以外，信号（V₁+V₄）-（V₂+V₃）用于信号FE′，信号（V₁+V₂）-（V₃+V₄）用于信号CE′及RE′。所有这些控制信号都可由A′，B′及C′三个信号取得，由信号V₁、V₂、V₃及V₄的不同组合可得A′、B′及C′。本实施例内，这些信号具有下列关系：

A′＝V₁+V₂

B′＝V₃+V₄

C′＝V₃+V₄

上述信号V₁、V₂、V₃及V₄的组合，由矩阵电路13实现。这种组合的优点是只有3个信号要求数字化，而不是4个，因而比起这些（4个）信号串行数字化的情况，可使用较低的本机同步时钟频率。为此目的，信号A′，B′及C′由多路转换器14转换成串行的形式，再经模-数变换器15变换成数字量，然后再由多路分离器16重新转换成并行形式，以得到相对应的数字采样值A、B及C，多路转换器14、模-数变换器15及多路分离器16，接受由同步时钟信号发生电路17输出的同步信号。时钟信号发生电路17在振荡器18的控制下，用使A、B及C的采样与数据信号的位频率同步传送的方式提供具有正确相位关系的所需同步信号。

为产生各种控制信号，至关重要的是尽可能压缩数据信号的频谱。这可以选择采样输出与数据的模式（凹槽及中间区域）同步来实现，因此，瞬时采样频率等于数据信号的瞬时频率。为此，对于每个凹槽（3）和每个中间区域（4）的一次采样是从各A、B及C的采样输出中选出。以将信号读出时，光的传输函数的影响（信号幅值是激光束相对于凹槽的投射位置的函数，趋于凹槽边缘，幅值减小）减至最小，仅为比规定的时钟周期数长的凹槽和中间区域采样，在本例中，长于5个时钟周期。为此，当第6个采样信号于一个凹槽上被检出时，检测器19（参照图2将作详细说明）在输出端20产生一脉冲;当第6个采样信号号于一个中间区域上被检出时，在输出端21产生一脉冲。检测器19的输入端22接受由振荡器18送来的同步信号，信号A与B的数字和由加法器25取得及由电路24均衡，由输入端23输入检测器19。

采样信号A、B及C，分别通过延迟网络26、27及28后，较振荡器18延迟3个时钟周期（τ），再分别经过均衡器29、30及31的均衡后，分别加到保持电路32和33，24与35以及36上。保持电路32、34与36由检测器19的输出端21送来同步信号，而保持电路33与35则由检测器19的输出端20送来同步信号。当各中间区域长于5个时钟周期，则采样信号A、B与C的第3采样信号a、b与c分别出现在保持电路32、34与36的输出端38、40与42上;而当各凹槽长于5个时钟周期时，则采样信号A与B的第3采样信号a与b分别出现在保持电路33与35的输出端39与41上。

信号a、a、b、b及c被送入处理电路37，并分别在输出端43、44与45输出信号RE、CE与FE，信号TL表示径迹损失，信号DO表示信号丢失，信号HFL表示高频数据信号的电平太低，而信号SL是用于数据信号处理的判别电平，以上四个信号分别由输出端46、47、48与49输出。信号RE、CE与FE由数-模转换器50、51与52转换成模拟信号，而后由放大器53、54与55将信号放大成模拟控制信号RE′、CE′与FE′，用作聚焦与跟踪控制。

信号A+B之和在加法器25内相加，经均衡器24输出，不仅施加于检测器19，同时也送到比较器56，判别电平SL也输入到比较器56，以复原数字化的数据信号，并由输出端57输出。信号A+B也输入到相位比较电路58，比较电路58将采样信号A+B的相位与记录载体1上的数据信号的相位进行比较，而后将此相位大小的信号由输出端59输出;而另一个A+B信号的非对称度大小的信号则由输出端60输出，并被送到电路37，将参照图7另作详细说明。输出端59上的相位误差信号，经低通滤波器61控制振荡器18。

图2为图1所示装置内检测器19的实例，而图3给出波形图，以解释图2电路的工作原理。图2电路内，来自均衡器24的信号A+B，经输入端23加到高通滤波器62上，以滤除低频分量，从而由一简单比较器63将数字化数据信号再现。方波数据信号的边缘，由电路64检出，有如一个微分器。此边缘检测器启动计数器65，计数器65根据边缘检测器64的脉冲所确定的瞬间，对输入端22的同步时钟脉冲（来自振荡器18）进行计数。译码电路66对规定的计数进行译码，在本例中为6，当计数到“6”时，有脉冲送到“与”门67及68。“与”门67在反相输入端同时输入再现的数据信号，而“与”门68在同相输入端也同时输入此信号。由此，当计数到达“6”时，在正数据信号（3c）期间，则输出端21出现脉冲，在负数据信号期间，则输出端20出现脉冲。

图3a表示记录载体上的部分数据径迹，该径迹包含凹槽3与凹槽之间的中间区域4，图3b显示出采样信号A、B，出自图3a的径迹。图3c示出经比较器63以后的再现的数据信号，数据信号基本上为一方波信号，其周期对应于凹槽与中间区域的长度，图3d表示出由数据信号边缘形成的计数器65的起始脉冲。该计数器开始计数示于图3e的同步信号脉冲。每当计数到达“6”时，计数器65提供一个脉冲，对于正的数据信号（图3c），即当处于中间区域期间，输出端21就出现脉冲（图3f），而对于负的数据信号，即当处于凹槽部位期间，则输出端20出现脉冲（图3g）。已经延迟3个时钟周期，为此保持电路32（图1）对每个长于5个时钟周期的中间区域保持住第3个采样脉冲（信号示于图3i），而采样与保持电路33对每个长于5个时钟周期的凹槽，保持住第3个采样脉冲（信号示于图3j）。

在图1所示的装置内，数据信号A+B被加到比较器56，以再现数据信号。在此比较器内，采样信号A+B与电路37输出端49输出的判别电平SL进行比较，此判别电平须使再现的数据信号精确对应唱盘上凹槽的模型。如图4所示信号A+B在电平a+b与a+b之间变化，a+b与a+b是信号A+B分别在长的中间区域或凹槽的第3个采样期间的值。判别电平SL采用的第一次近似计算为介于上述a+b与a+b电平之间的居中值，故有：

SL＝1/2（a+b+a+b）

只有当信号A+B在中间区域及凹槽期间的变化是对称的，这种近似的处理才是正确的，但情况并不总是这种。所以判别电平必须由一估量信号A+B非对称度的因数α加以修正。对于形成因数α，由图6及图7加以说明。

图5表示电路37产生判别电平SL的部分的实例。通过加法器79，确定采样信号a、a、b、b之和，并经除法器80作除2运算，其结果值1/2（a+a+b+b）应以因数α乘之，以修正非对称度。然而，上述因数α的乘法运算意味着必须采用快速型乘法器，以适应1/2（a+b+a+b）较快的变化。更加有效的方法是以因数a＝（1+e）代替因数α进行乘法运算，这表明除2电路80的输出信号中，有一分数值要通过加法器81加到上述输出信号中去。此分数e取自乘法器82输出，而因数e是从相位比较器58（图1）的输出端60，经一低通滤波器83得到的。这样处理的优点在于乘法器82不再需要快速型的，因为因数e的变化与数值1/2（a+b+a+b）比较起来相对较慢。另一优点是，在控制系统已经工作，当一长的凹槽与一长的中间区域以后的电平a+b与a+b被识别时，甚至在修正因数e被决定之前，即有一相当可靠的判别电平SL＝1/2（a+b+a+b）出现在输出端49上。

图7为电路58（图1）的实例，用于产生一个同步信号与记录在唱片上的数据信号之间相位误差大小的信号，以及另一个表示信号A+B的非对称度大小的信号，并被加到图5的电路中，以修正判别电平SL。图7电路的工作原理可参照图6加以说明，其中（A+B）_n-1与（A+B）_n是信号A+B处于判别电平SL的不同侧的两个连续采样信号。假定此模拟信号在（A+B）_n-1及（A+B）_n两个采样信号之间，呈线性变化，则与上述判别电平的交点P可由线性内插法来确定。

交点P相对于采样值（A+B）_n-1与（A+B）_n出现的瞬间之间精确中点瞬间的相对偏差，也就是采样值（A+B）_n和（A+B）_n-1与之间同步瞬间的同步信号与凹槽3的边缘之间的瞬时相位差的大小，因此也即与录制的数据信号位频率间的瞬时相位差。图6内，此同步信号以Sc标记，而相位差以Qn标记。对于判别电平SL在采样值（A+B）_m与（A+B）_m-1之间的交点P_m对应于凹槽3的另一边缘，以同样方法可以确定瞬时相位差Q_p。

Q_p+Q_n之和现在是两侧边缘平均相位偏差的大小，因而也是同步脉冲振荡器18相位误差的大小，而相位误差Q_p与Q_n之间的差值是判别电平SL对要求电平的偏差。实际上，如果电平SL上升，Q_p增加而Q_n减小，因而差值Q_p-Q_n在正的方向增加，如电平SL减小并低于要求电平，则差值Q_p-Q_n变负。

因此，差值Q_p-Q_n即图5电路的修正因数e的大小。相位差Q_p与Q_n可由下述的线性内插法确定：

aQ_n＝（A+B）_n-1+（A+B）_n-2SL〈＆＆〉

-aQ_p＝（A+B）_m-1+（A+B）_m-2SL

式中a为一取决于内插线斜率的系数，因而与读出的数据信号的幅值成正比。这些要求的信号由图7所示的电路产生。采样A+B被加到输入端84，并送到装置85，装置85将采样值延迟1个时钟周期τ，因而在正的边缘期间，与电平SL相交的情况下，而采样（A+B）_m与（A+B）_m-1分别出现在上述装置85的输入与输出端，而在负的边缘期间相交的情况下，采样（A+B）_n与（A+B）_n-1分别出现在装置85的输入与输出端。由图5电路产生的判别电平被加到输入端89，此判别电平SL连同输入端84上的信号一起送到比较器86，当输入端84上的信号超过判别电平SL时，比较器86产生一输出信号。判别电平和延迟网络85输出的延迟信号，一起输入比较器87，当判别电平高出延迟网络85的输出信号时，比较器87产生一输出信号。两个比较器86与87的输出信号被送入“与”门90及“负与非”门91，结果，当处于正的边缘，判别电平SL出现交点时，“与”门90输出一信号，而当处于负的边缘，判别电平SL出现交点时，“负与非”门91输出一信号。得自延迟元件85两端的信号，利用加法器88彼此相加，其后，通过乘法器92，将判别电平加倍，再经一减法电路93，将后者从前者中减去，其结果分别由保持电路94及95在门电路90及91的控制下被采样，因而在保持电路94输出端的信号等于aQ_n，而在保持电路95输出端的信号等于-2Q_p。此两信号由减法电路97相减，因此在该电路输出端59出现的信号等于a（Q_n+Q_p）。这是要求的信号，即同步信号相位误差大小。振荡器18由该信号经过低通滤波器61而进行修正。保证同步信号与录制的数据信号之间具有固定的相位关系。两个保持电路输出端的信号，经加法器96相加。因而在加法器输出端60的信号等于a（Q_n-Q_p），此即非对称度的大小。此信号被加到产生阀值电平的装置上（图5），因而构成一控制环路，此控制环路用这样的方式，即信号a（Q_n-Q_p）趋于零时，相位差Q_n与Q_p相等，来控制阈值电平的高度。

出现在输出端59与60的信号与信号A+B的幅值成比例。这种关系的优点在于，当信号丢失时，其所生成的信号也变为零，因而振荡器18及图5所示的电路上将无信号输入，而不是像通常的相位检测器那样，经常出现相当大的虚假信号。

Claims

1、一种通过配有记录数字信息的径迹的传输媒质重现数字信息的装置，这种装置包括：

用于扫描所述传输媒质，且从所述传输媒质的被扫描部分读出信息信号的扫描装置，

用于控制所述扫描装置，使得所述传输媒质沿所述径迹而被扫描的控制装置，

用于产生时钟信号的振荡器装置

用于产生判别电平的装置，以及

用于把所述信息信号与所述判别电平作比较，以恢复所述数字信号的装置，

其特征在于：

对第一瞬间两侧的重现信号幅值进行采样的装置，在此瞬间重现信号与判别电平相交于两个可能的方向的第一方向，而采样由与同步脉冲信号相位同步来实现，和

产生第一信号的装置，该第一信号是判别电平与所述第一瞬间两侧的重现信号采样的内插值之间幅值差的大小。

2、根据权利要求1所述的装置，其特征在于：产生第一信号的装置产生根据函数式k+1-2m的第一信号，其中k与1为在第一瞬间两侧信号取样的幅值，而m为判别电平的幅值。

3、根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于：所述第一信号被加于振荡器，用于以使同步脉冲信号的相位与重现的数字信号的时基锁定的方式控制所述振荡器。

4、根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于：采样用的装置适合于对第二瞬间两侧的重现信号幅值进行采样。在此瞬间重现信号与判别电平相交于与第一方向相反的第二方向，于是形成第二信号，该第二信号是判别电平与所述二瞬间两侧采样的内插值之间幅值差的大小。

5、根据权利要求4所述的装置，其特征在于：以其幅值满足关系式：k+1-2m形成第一与第二信号，其中k与1是第一或第二瞬间两侧信号采样的幅值，而m是判别电平的幅值。

6、根据权利要求4或5所述的装置，其特征在于：将与第一和第二信号之间的差值成比例的信号加于振荡器上，用于以使同步脉冲信号的相位与重现的数字信号的时间基锁定的方式控制所述振荡器。

7、根据权利要求4、5或6所述的装置，其特征在于：将一个与第一和第二信号之和成比例的信号，作为负反馈信号加于产生该判别电平的装置。

8、根据权利要求7所述的装置，其特征在于：在同步脉冲信号的控制下，进行该重现信号的采样，该采样值与延迟所述同步脉冲信号一个周期的采样值相加，并减去判别电平的2倍，将所得到的信号在每次第一瞬间之后，贮存在第1保持电路内，以获得第1信号∶而在每次第二瞬间后，将所得到的信号贮存在第2保持电路内，以获得第2信号。