CN100385809C - 使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备 - Google Patents

使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN100385809C
CN100385809C CNB038253623A CN03825362A CN100385809C CN 100385809 C CN100385809 C CN 100385809C CN B038253623 A CNB038253623 A CN B038253623A CN 03825362 A CN03825362 A CN 03825362A CN 100385809 C CN100385809 C CN 100385809C
Authority
CN
China
Prior art keywords
spread spectrum
interval
noise
sign indicating
indicating number
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
CNB038253623A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1703840A (zh
Inventor
阿泽恩科特·耶胡达
拉基布·塞利姆什洛莫
顾振忠
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Iris Enterprise Co ltd
Iris International Intellectual Property Co ltd
Iris Technology
Arris Enterprises LLC
Arris Technology Inc
Original Assignee
Terayon Communication Systems Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Terayon Communication Systems Inc filed Critical Terayon Communication Systems Inc
Publication of CN1703840A publication Critical patent/CN1703840A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100385809C publication Critical patent/CN100385809C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Burglar Alarm Systems (AREA)
  • Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
  • Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)

Abstract

一种能在CDMA系统中检测低电平和高电平脉冲噪声的脉冲检测器，包括计算未用码中的背景噪声电平的电路。另一电路计算每个扩频间隔的未用码中的平均噪声功率以输出每个扩频间隔的噪声功率。输出平均背景噪声功率的另一电路在扩频间隔上持续计算该平均值。比较器将当前扩频间隔中的噪声功率与背景噪声功率加上可编程的阈值相比较，并在超过背景噪声功率加上判别阈值时产生删除指示。

Description

使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备
背景技术
在线缆调制解调器和蜂窝式系统以及其他的使用调制射频载波将数字数据从一个地方传输到另一地方的无线技术中，总是存在脉冲噪声破坏传输并产生错误的问题。脉冲噪声可由多种来源引起。
数字数据传输通常涉及数据比特流，这些数据比特被分解成用于与检错位和纠错位(以下称作ECC位)一起编码的码字，例如Reed-Solomon块码。然后，将这样编码的码字调制到一个或多个RF载波上并进行传输。在接收端，恢复经过编码的码字，并且利用ECC位来确定是否有错误发生并纠正错误。根据可以被检测和纠正的错误的数量，ECC位仅有一个预定的有限“范围”。当脉冲噪声存在并被检测到时，错误的符号可以被标记为删除，从而提高了纠错码的纠错能力。
时域脉冲噪声检测已为人熟知，并在商业上用于由本发明的受让人提供的名为Jasper I的线缆调制解调器终端系统(以下称作CMTS)接收器码中。时域脉冲检测技术使用具有不同采样宽度的窗口，检测窗口中接收到的功率，并将其与阈值相比较。CMTS电路通过下行信息来控制每个突发脉冲的发射功率，因此知道期望的功率。阈值被设置为足够高，使得没有被脉冲噪声破坏的数据传输不会具有足够的超过阈值的功率。如果在窗口中超过了阈值，就认为脉冲噪声对有效负载数据有叠加效应而将其破坏，并超过了噪声阈值。这种时域系统可以发现高功率脉冲噪声，并采取在可能被噪声破坏的窗口中的任意符号上设置删除位的措施来使其影响最小化。
然而，对于低功率脉冲噪声，检测问题就变得复杂得多，因为很难区别什么是噪声和什么是真实信号，并且更加难以仅仅除去噪声。这是因为功率阈值的使用是有一定限度的，当其低到足以检出低功率信号时，未被破坏的有效负载数据的功率也可能超过阈值，并导致产生没有被噪声破坏的符号的错误的删除指示。设置噪声功率阈值与期望的功率接近的程度存在一定的限制。这就使得一些被低功率噪声破坏的符号也能通过系统的检测，并导致恢复有效负载数据时发生错误，并使CMTS跟踪回路不同步。
因此，需要提出一种检测低功率或高功率脉冲噪声、而不用在未被噪声破坏的符号上给出删除指示的方法。
发明内容
根据本发明的类型的系统可以通过计算未用码中的背景噪声电平，然后检测出脉冲过程中未用码上的功率，以及将检测出的功率与背景噪声电平相比较，来检测出码分多址或同步码分多址(以下分别称作CDMA和SCDMA)传输中的低功率或高功率脉冲噪声。由于假设未用码中不存在超过背景噪声电平的信号功率，因此如果检测到的功率超过背景噪声电平某一阈值(优选为可编程的)，就认为存在脉冲噪声。未用码是指在特定帧或扩频间隔中未分配的码，或者已经被CMTS指明为无效的码。通常，在较早的高噪声电缆线路中，CMTS会预留一些功率足够高的码作为无效码，来保证每个码的功率足够高，以使系统内的接收器能够充分接收有效码上的数据。未分配码是在特定扩频间隔和帧内因为通信负载较小而未分配给任何线缆调制解调器的码。在需要使用本发明的脉冲检测技术进行噪声检测和管理的噪声系统中，实际上总是存在可用来实施本发明的无效码或未分配(赋值)码。
在未用码上检测到的任何功率都是噪声，并表明有效载荷数据的传输可能被破坏了。任何能检出未用码上的功率以确定噪声的存在、并能够采取措施从被恢复数据的末级输出中去除噪声的系统都能够实施本发明。在优选实施方式中，当发现噪声时，将接收到的可能被噪声破坏的符号(也叫码元)标注上删除位，这样可以在数据恢复过程中忽略这些符号，而不被用在CMTS接收器的各种跟踪回路中来跟踪符号时钟等，同样也被用于改进纠错码(例如ReedSolomon码和格码)的纠错能力。
未用码技术对于现有的时域技术的优势在于，在现有的时域技术中，当噪声功率与所需信号功率混合在一起通过叠加效应增加了由阈值检测到的总接收功率时，使用功率阈值来进行检测。因为在噪声功率和所需信号功率之间没有区别，所以阈值可以被设置得与预期的功率接近的程度存在一个极限，这使得低功率脉冲噪声能够潜入系统。对于未用码技术，由于任何未用码上都没有期望的合法信号功率，因此在未用码上检测到的任何功率一定是噪声。因为分配码上的合法信号功率和未分配码上的有害噪声功率间存在的这种差别，与现有的时域/功率阈值技术相比，可能检测出更低电平的噪声功率。
尽管本发明是按照线缆调制解调器系统中的CMTS接收器来说明的，但是它也可以应用于任何使用码分多址的有线或无线系统，其中至少在某些传输过程中存在可以被接收和分析的未用扩频码，以确定在未用码中是否存在功率。
在优选实施方式中，旧的时域脉冲检测与新的未用码噪声检测电路结合起来使用，可以选择使用任意一个或都不使用或两者都用。
基本上，实现本发明的方法仅需要执行三个步骤。首先，需要计算足够多扩频间隔的未用码中的背景噪声功率电平，以确定其为真实背景噪声功率电平。该背景噪声功率计算可以通过以下步骤进行：计算大量扩频间隔的未用码中的噪声功率电平的平均值或计算其移动平均值，或仅仅建立取自多个扩频间隔或多帧的未用码的大量采样上的噪声功率电平的表或列表，并对这些值进行研究及选出作为针对未用码列出的大部分背景噪声功率电平的典型背景噪声功率值。在可选实施方式中，在载有有效载荷数据的码上使用限幅误差信号计算背景噪声电平。在其他的实施方式中，可以使用限幅误差信号利用所有的分配码及使用本文中描述的技术利用所有的未用码来计算背景噪声。因为在估算中使用了所有的码，这给出了更精确的估算。通常，背景噪声被计算为至少一帧(通常为多帧)的扩频间隔上的平均值。这种计算的优选类型是将未用码中的背景噪声电平计算为从开始起已经处理的多帧的扩频间隔上的移动平均值。
第二步，通过计算扩频间隔中所有未用码的噪声功率的平均值来确定每个扩频间隔的噪声功率电平。该步骤包括接收扩频间隔的可能被噪声破坏的解扩频符号，并确定未用码中的噪声功率电平。通常，这通过计算在被传输时具有零幅度或零值的接收符号中的噪声功率的平均值来进行。在正交幅度调制系统或任何用幅度和相位来定义各个符号的系统中，符号的功率是I2+Q2，其中I和Q是星座图中的接收符号的笛卡尔坐标。在其他实施方式中，在表中列出被假定为零的各个符号(“未用码”)中的噪声功率，并通过选取特征值或者计算扩频间隔中的所有未用码的平均值来确定扩频间隔的噪声功率。这并不是最精确的方法，因为脉冲噪声持续的时间可能小于整个扩频间隔，但是因为在解扩频过程中，脉冲噪声被扩频到所有的接收符号上，所以该实施方式同样有效。
步骤2是开始实质行为的地方，因为如果在扩频间隔的“未用码”中的噪声功率高出背景噪声某阈值，则脉冲噪声已经破坏了在扩频间隔内传输的符号。因为和扩频间隔的未用码中的噪声功率相比的标准是多个扩频间隔的未用码中的背景噪声，所以与现有技术中的时域脉冲噪声检测器相比，有可能有更精确的判别力。这可能是因为在未用码中不包括在判定过程中必须考虑的实际有效载荷信号，所以任何存在的功率都是噪声功率。
第三步，将根据多个扩频间隔和(优选地)多个帧中的未用码所确定的背景噪声电平与每个扩频间隔中的噪声功率电平相比较。在优选类别中，背景噪声功率加上某一判别阈值被用来作为和测得的扩频间隔上的噪声功率相比的标准。优选地，判别阈值是可编程的，并且被设定为足够高，使得在假定接收器的限幅器和跟踪循环电路具有纠错及其他能力的情况下，如果被噪声破坏的符号仍有足够高的信噪比使得被破坏的符号可以成功地接收到，就不会产生删除指示。
附图说明
图1A是本发明的未用码脉冲检测电路的可选实施方式的结构图。
图1B是本发明的未用码脉冲检测电路的优选实施方式的结构图。
图2是SCDMA帧结构图，用来解释典型的具有多个脉冲的SCDMA帧的结构，并示出了未用码。
图3示出了线缆调制解调器的矩阵乘法，将1×128线性信息矢量Sk乘以128×128码矩阵C而产生将在扩频间隔内传输的1×128项(chip)结果矢量Rk。
图4是详细示出由图3中的矩阵乘法求和而产生结果矢量的第一项R1的部分乘积的数学等式。
图5是定义了结果矢量Rk中任一元素Ri的值的通用数学表达式，并且是定义了如何进行线性矢量与二维矢量的矩阵乘法的数学表达式。
图6中示出了标号为20的结果矢量Rk乘以标号为24的码矩阵C的转置矩阵CT。
图7中的数学表达式定义了接收符号矢量Y中任一元素Yj的值，并示出了每个Yj都是结果矢量的独立项乘以转置矩阵CT的对应行的对应元素的部分乘积之和。
图8是将图5中的Ri表达式替换图7求和中的Ri得到的结果的数学表达式。
图9是图8的简化。
图10是在一个扩频间隔内传输信息矢量的一个符号的过程图，示出了信道中时域脉冲噪声是如何影响被传输的项和接收符号的。
图11是分配码的映射的举例。
图12是移动平均值计算的数学表达式。
图13是更详细的优选删除判定逻辑电路的结构图。
图14是解释两个判别阈值的使用的示意图。
图15是根据本发明的电路结构图。
具体实施方式
在线缆调制解调器(CM)使用SCDMA技术传输上行突发脉冲的有线系统的CMTS接收器中，存在着扩频间隔。为了说明，假设存在128个不同的循环或者不循环的扩频码。在每个扩频间隔中，这些码中一些或全部被分配到一个或多个CM上来传输突发脉冲(脉冲串)。各个CM将使用不同的扩频码，因此在由不同的CM同时传输两个或多个突发脉冲的情况下，其传输可以被CMTS区分
开来。参考图2理解扩频间隔、SCDMA帧和未用码的概念。
图2是单个SCDMA帧的示意图，用来解释典型的具有多个突发脉冲的SCDMA帧的结构，并示出了未用码。本发明同样适用于任何具有未用扩频码的码分多址数字数据传输系统，只是此处假设为同步码分多址访问(SCDMA)系统。每一个帧包含一个或多个扩频间隔。在各个扩频间隔内，使用扩频多址传输来传送与码簿中的扩频码数量相同的符号，使得来自一个或多个线缆调制解调器或其他发射器的多个突发脉冲可以同时传送。
列11表示SCDMA帧中的第一扩频间隔，列21代表该帧中的第二扩频间隔。在DOCSIS 2.0兼容系统中，最多有32个扩频间隔。每个扩频间隔的垂直长度被分为128行，每一行代表码簿中的128个循环正交扩频码的一个。块(block)23和25分别代表第一和第二突发脉冲中的传输符号，这些符号是同时在图2所示的帧的扩频间隔内由不同的CM使用不同的扩频码传送的。在每个扩频间隔内，可以传输128个符号，图3所示的信息矢量16中的128个符号被划分为被传输的突发脉冲、空SID和未用码。也就是说，在列11中，第一和第二突发脉冲的符号的频谱通过一组128个循环正交扩频码中的不同组的扩频码将其频谱扩频。码0由底部的行13来表示。用来扩频第一突发脉冲频谱的码由括号15中的行表示，而用来扩频第二突发脉冲频谱的码由括号17中的行表示。第一和第二突发脉冲同时传送，并在CMTS接收器上由解扩频器以已知的方式区分。
括号19中的行是未用码。根据有效码数量的可编程值(由CMTS控制)以及是否使用空SID来把一个信道分割成不同的逻辑子信道，每个DOCSIS上行SCDMA帧中可能包含有一些未用码。
CM上发送各个突发脉冲的频谱扩频过程涉及矩阵乘法，其中，包含128个符号的线性信息矢量Sk乘以一个包含128个扩频码中的各个元素的128×128的二维码矩阵。矩阵乘法的结果是一个包含128项的输出矢量，其中每项为部分乘积之和，其中每个部分乘积是来自信息矢量的符号乘以来自扩频码的对应元素的积。
信息矢量的所有符号可以来自单个线缆调制解调器的脉冲串，或者可以来自多个不同的调制解调器，这种情况下，每个线缆调制解调器将符号在仅与其分配码对应的位置上插入其信息矢量，并将所有其他的位置置0，其中分配码在来自CMTS的带宽分配下行信息中被接收。然后，通过叠加，具有指定带宽的所有调制解调器的结果矢量一起叠加在混合光纤同轴线(HFC)上，以传输到CMTS。
在每个扩频间隔中，包含128项的结果矢量Pk被传输。这128项从一个或多个由分配了针对扩频间隔的带宽的线缆调制解调器产生的信息矢量中产生。如果一个以上的调制解调器被指定了带宽，将产生一个以上的信息矢量，但是具有指定带宽的CM产生的信息矢量中的所有符号总数不超过128个。每个具有指定带宽的CM产生一个结果矢量，但是如果所有的结果矢量加在一起，结果是一个具有128项的矢量，即一个具有128个符号的信息矢量与码矩阵做矩阵乘法。
各个矢量Rk是在DOCSIS 2.0规范中被称作Sk的信息矢量乘以码矩阵C的矩阵乘法的结果。在DOCSIS 2.0规范的6.2.14部分中教导了完成该计算的细节，该6.2.14部分在本文中与DOCSIS 2.0规范中的其他部分一起作为参考(在DOCSIS 2.0规范中Rk与Pk相同)。图3示出了线缆调制解调器上图中标号为16的1×128线性信息矢量Sk与图中标号为18的128×128矩阵C相乘得到图中标号为20的在扩频间隔内被传输的1×128项结果矢量Rk的矩阵乘法的细节。图4的数学等式详细地示出了由图3中矩阵乘法的部分乘积求和得到的结果矢量的第一项R1。图4示出了结果矢量Rk的第一元素R1是信息矢量Sk的符号Sm与码矩阵C第一列(列号为1)中对应的码元(具有与m相同的行号)的部分乘积之和。图5的一般数学表达式定义了结果矢量Rk的任意元素Ri的值，并定义了线性矢量与二维矢量相乘的矩阵乘法是如何计算的。
在CMTS中，如图6所符号化的，标号为20的结果矢量与标号为24标记为CT的码矩阵C的转置矩阵进行矩阵乘法。注意在转置矩阵中，行号和列号是颠倒的。该矩阵乘法恢复了图中标号为26的具有1×128个符号的接收符号矢量Y。这些符号可能被AWG和脉冲噪声破坏。转置矩阵CT就是图3中标号为18的码矩阵C的行被设置为转置矩阵的列的矩阵。图7的数学表达式定义了接收符号矢量Y的任意元素Yj的值，并示出了每个Yj是结果矢量的各个项与转置矩阵CT的对应行的对应元素相乘的部分乘积之和。因此，Y1＝R1*C1，1+R2*C1，2...R128*C1，128。因为码矩阵的行和列是对称的，所以转置矩阵的行与对应的码矩阵的列是相同的。
用图5中的Ri的表达式替换图7求和中的Ri得到图8的表达式。简化图8的表达式得到图9的表达式。因为码元Cm，i和Cj，i仅有两个值1和0，所以图9的表达式只有在j＝i时是非零值，其中i是码矩阵C的码元的列号，j是转置矩阵CT的行号。
图10是在一个扩频间隔中传输信息矢量的一个符号的过程图，示出了信道中的时域脉冲噪声如何影响传输项和接收符号。被传输的信息矢量图中标号为28，并具有128个符号。这些符号的值标号为30。在该例中，因为被用来扩频符号S1和S2的扩频码在扩频间隔内保持未分配状态，所以S1和S2的值被设置为0。符号S3～S128的值为X3～X128。通过矩阵乘法器29对信息矢量30的扩频得到一个128项R1～R128的结果矢量，其值为X1’～X128’，图中标号为32。尽管S1和S2的值为0，但X1’和X2’的值由于从图5确定的矩阵乘法的作用而不为0。传输所有128项所需的时间间隔是一个扩频间隔。
现在假设脉冲噪声34发生在扩频间隔中期，并叠加到扩频间隔中的一些项的值上。当结果矢量32被接收并由CMTS解扩频器36对其解扩频时，时域中的脉冲34的额外脉冲噪声能量扩频到标号为38的整个接收符号矢量上，并在每个接收符号Y1～Y128上增加一些能量。这就是为什么扩频技术提供了码增益的原因一信道中的噪声将其频谱在解扩频器中扩频，与此同时，在有效载荷数据的扩频被解扩频以将每个符号的能量重新集中到信号中时，实际传输符号的扩频被解扩频。经过信道传输后，结果矢量32的被噪声破坏的接收项的解扩频得到被噪声破坏的线性接收符号矢量38，它具有128个接收符号Y1～Y128。接收符号Y1和Y2分别对应传输符号S1和S2，但是，在本例中，它们已被噪声破坏。如果在信道中没有脉冲噪声，那么因为传输符号S1和S2的值是0，则分别与Y1和Y2对应的N1和N2为0。但是因为脉冲噪声由解扩频器36扩频到所有的接收符号Y1～Y128上，所以N1和N2的值不为0。此外，假定对应于S3的值X3的Y3的值实际上是X3加上一些源于脉冲噪声34的扩频的噪声系数N。
因为N1和N2的值不为0但假设为0，所以可以通过检验与0值传输符号相对应的接收符号的值，由CMTS检测出低电平脉冲噪声。因为CMTS为扩频间隔分配扩频码，所以CMTS知道由于用来扩频Y1和Y2的码未被赋值而应为0。因为Y1和Y2的值，也就是，N1和N2不是0，所以CMTS可知道在这个扩频间隔中信道内产生了脉冲噪声，并可把在该扩频间隔中接收到的所有符号都标注删除指示，以利于CM接收器的使用。通常，通过将该扩频间隔内的每个符号的数字表示中的删除位设置为逻辑1来标记该符号的删除指示。
被标注了删除位的符号不是被删除，而是使得纠错和检错过程更仔细地检测这些符号以确保这些符号不被解码成错误比特。标记有删除位的符号同样也不被CM接收器的跟踪回路用来使符号时钟等同步。在纠错电路中使用删除位的过程可理解为电路使用符号的删除位，并在CMTS接收器的跟踪回路中忽略这些删除位。
图1A和图1B：检测低电平脉冲噪声的电路
图1A的电路是使用上述数学方法通过检测帧中未用码中的噪声功率来检测低或高电平脉冲噪声的可选实施例。图1A中的脉冲检测器可处理整个SCDMA帧，而不管在帧中有多少脉冲被传输。
图1A是使用CDMA系统中的未用码或未分配码来检测低功率或高功率脉冲或其他噪声的存在的电路的结构图。线10是可选的删除输入线，其来自于现有技术中的时域脉冲噪声检测电路(如果使用了该回路的话)。如果现有技术的时域脉冲噪声检测电路检测到脉冲噪声的存在并且希望当前进入线12中的符号被忽略，则该线在各个符号的基础上激活。通常，在相同的扩频间隔内的所有符号具有相同的删除指示。被解扩频的接收符号，即，图10中矢量38中的符号Y1～Y128，通过线12进入脉冲噪声检测器。如果现有技术的时域脉冲噪声检测系统的每次噪声检测忽略一个特殊符号，则线10上的信号在被忽略的符号到达线12时激活。
在优选实施例中，如图1B所示，没有前面所述的时域脉冲噪声检测电路，并且也不存在输入线10。在优选实施例中，所有的脉冲噪声检测通过图1的电路完成，但是由不带删除输入线10和“或”门74的图1A的电路构成的可选实施例同样可以实现。
未用码索引信号进入线40。该信号由从CMTS接收到的MAC数据产生，并且通知电路哪些符号应假设为0值。该信号由分配码的映射产生，该映射是由在CMTS中的媒体访问控制(MAC)过程提供的，其中CMTS负责接收上行带宽请求、授予带宽、并向CM发送下行MAP和UCD信息，通知CM哪些码和微时隙可以用于CM的上行脉冲。图11是分配码的映射的实例。标号为42和44的块B1和B2分别代表分配给第一和第二脉冲的码。标号为46、48和50的块代表两种不同类型的未用码。块46表示发生在每个DOCSIS帧中的扩频间隔内的未分配码。在DOCSIS系统中，通常在每个扩频间隔内有多个未分配码，被用来在任何用来接收SCDMA芯片的DOCSIS接收器中的均衡和预测电路中的限幅电路的校准。每个信道的UCD信息的信道参数限定了可用于信道的可供扩频的码的总数。任何未用码总是从码0开始。因此如果128个可扩频码中仅有126个可以被使用在上行SCDMA信道，那么在该信道上码0和1是未用的。在较早的高噪声有线系统中，未用码的数量由CMTS控制，以确保每个分配码的功率足够获得正确接收所需的足够信噪比。还有，频繁出现的空SID用来将不同的逻辑子信道与在相同信道上不同时间传输的重叠带宽分隔。在本发明中，这些空SID也可以用于脉冲噪声检测。
块48和50表示的码对应空SID。空SID是用于上行多模传输的未分配脉冲，其中具有不同调制类型和/或不同符号率的两种不同突发脉冲类型在具有重叠带宽的不同逻辑信道或子信道中的相同信道上传输。空SID在这些逻辑信道间建立了保护频带，用来防止彼此间的重叠和干扰。未分配码或空SID码都可以被用来实施本发明，但是当检验所有未用码来确定噪声的存在时，可靠性增加。这是因为脉冲噪声的幅度可发生变化，并且任一未用码中的能量值与其他未用码中的能量相比较时可以变化。因此使用未用码查找脉冲噪声的存在更加可靠。
在图1A和1B的实施例中，通过将每个扩频间隔的所有未用码(在优选实施例中最多有32个未用码)中的噪声功率电平或信号的幅度相加，完成脉冲噪声功率的查找。然后通过将噪声功率与从对应每个未用码数量的不同阈值的查找表中得到的阈值相比较检测出脉冲噪声。这就避免了做除法计算平均值的需要。然而，在可选实施例中，所有未用码中的能量或者优选地仅用32个未用码平均，也就是，求和并除以和中未用码的数量，接下来将平均值和从对应每个未用码数量的不同阈值的查找表中查找的可编程阈值电平相比较。与噪声功率平均值比较的阈值电平用来区分突发脉冲噪声和持续背景噪声。理想情况下，因为没有背景噪声，所以该阈值为0。然而，在实际情况下因为背景噪声的持续存在，判别阈值不为0。
在优选实施例中，通过计算每个扩频间隔内和使用所有未用码或至少32个未用码的帧的所有扩频间隔内的移动平均值来计算背景噪声。然而在可选实施例中，脉冲噪声检测可以通过查找任何一个未用码中的能量来实现。这样的可靠性较差。
图1的电路完成上述过程之一，从而通过计算一个或多个未用码的噪声功率平均值并将其与由背景噪声电平设定的判别阈值相比较来确定扩频间隔中的脉冲噪声的存在。
基本上，仅需要完成三步来实现本发明的方法。根据本发明的设备如图15的结构块图所示。首先，需要计算足够多扩频间隔内的未用码中的背景噪声功率电平，以确定它是实际背景噪声功率电平。这是通过图15的电路106完成的。该背景噪声功率计算可以通过以下步骤进行，计算大量扩频间隔的未用码中的平均噪声功率电平或计算其中的移动平均值，或只是建立来自多个扩频间隔或多个帧的未用码的大量采样的噪声功率电平的表或列表，并测值及选出针对未用码所列出的大部分背景噪声功率电平的典型的背景噪声功率值。块106代表完成这些过程的任一电路。通常，背景噪声被计算为至少一个帧(通常为多个帧)的扩频间隔上的平均值。该类计算的优选类型是将未用码中的背景噪声电平计算为从开始起已经处理的多个帧的扩频间隔上的移动平均值。
第二步，确定每个扩频间隔中的噪声功率电平。该步由图15中的块108来完成，并包含接收扩频间隔的可能被噪声破坏的解扩频符号和确定未用码中的噪声功率电平。通常这是通过计算在被传输时具有0幅度或0值的接收符号中的噪声功率的平均值来进行。在正交幅度调制系统或任何幅度和相位被用来定义每个符号的系统中，符号的功率是I2+Q2，其中I和Q是星座图中接收到的符号的笛卡尔坐标。在其他实施例中，被假设为0的每个符号(“未用码”)中的噪声功率被列在表中，并且通过选择特征值来确定扩频间隔的噪声功率。这不是最精确的方法，因为脉冲噪声可能持续的时间少于整个扩频间隔的时间，但是因为在解扩频过程中脉冲噪声被扩频到所有的接收符号上，所以本实施例同样有效。块108代表能完成这些方法中任一电路，并且通过线109输出每个扩频间隔的噪声功率。
步骤2是开始实际行为的地方，因为如果在扩频间隔的“未用码”中的噪声功率高出背景噪声达到一定的阈值，则脉冲噪声已经破坏了在扩频间隔内被传输符号。因为和扩频间隔的未用码中的噪声功率相比的标准是多个扩频间隔上的未用码中的背景噪声，所以与现有技术的时域脉冲噪声检测器相比，有可能有更精确的辨别力。这可能是因为在未用码中没有在判定过程中必须考虑的实际有效载荷信号，所以任何存在的功率都是噪声功率。
第三步，从多个扩频间隔和优选地多个帧中的未用码确定的背景噪声电平与每个扩频间隔中的噪声功率电平相比较，并且由比较结果确定脉冲噪声是否破坏了在所述的扩频间隔内接收到的符号。该步骤由图15中的比较电路110来实现。在优选类别中，背景噪声功率加上某判别阈值被用作和扩频间隔上的噪声功率相比的标准。背景噪声功率加上一定的判别阈值由电路106输出到线112。优选地，由于在线114上被输入数据符号化，所以判别阈值是可编程的，并被设置得足够高，以保证如果被噪声破坏的符号仍有很高的信噪比而可以被成功地接收时，不会产生删除指示。
图1的电路完成上面定义的计算在至少包含当前扩频间隔帧的前一被处理帧的多帧上的背景噪声的移动平均值的优选类型。图1的电路实现的方法同样应用两个不同的阈值，两者都必须被满足。最后，如果现有技术的时域脉冲噪声检测器发现需要删除或图1的电路确定需要删除，那么图1的电路将输出删除指示。
图1中的设备的第一任务是计算除了当前帧之外的所有帧上的未用码中的背景噪声功率，以建立基准噪声功率电平来与扩频间隔的未用码中的噪声功率相比较。处理过程的第一步是由电路52完成，其功能是计算所有或至少一些当前被处理的扩频间隔中未用码中的平均噪声电平。在时域高功率脉冲噪声检测器在图1电路前并且输入线10存在的实施例中，电路52仅计算其符号没有被时域脉冲检测器(图中未显示)标记删除指示的扩频间隔的未用码中的平均噪声功率。通常，其中现有技术的时域高功率脉冲噪声检测器检测到脉冲噪声的扩频间隔中的所有符号将以设置(逻辑1)删除位的形式被标记删除指示。
块54用于计算每帧的未用码中的噪声功率的移动平均值以确定背景噪声最低标准。在理想情况下，未用码中的能量应为0。然而，没有系统是理想的，并且在未用码中即使是没有脉冲噪声的情况下也总是会有一些背景噪声功率。脉冲功率必须和噪声最低标准相比，以使背景噪声不会被错误地认为是脉冲噪声。块54计算帧的所有扩频间隔内的噪声功率电平的移动平均值，并且在每个扩频间隔使用由电路52输出到线56上的每个扩频间隔的平均噪声功率来更新移动平均值一次。用于计算移动平均值的公式与图12所示格式相同。在帧结束时，输出移动平均值。帧的扩频间隔内的噪声功率的移动平均值的初始值是在第一扩频间隔的平均值输出到线56时被设定的。其后，在帧中32个扩频间隔中的每个扩频间隔内，帧噪声功率移动平均值被更新一次。
块60计算从初始化开始被处理的所有帧的未用码中的总体噪声移动平均值，并将该移动平均值输出到线64上。在电路54向线64输出刚被处理的帧的噪声功率移动平均值时，该移动平均值在每帧被更新一次。输出到线64上的移动平均值代表系统的信噪比。将移动平均值存储在线64上的全局噪声寄存器(NGBL)中设置的初始值被设定为最大值，以避免开始时有关脉冲噪声存在的错误判断。在块60中依据图12中的公式计算每帧的噪声功率的移动平均值。图12公式中的系数Outk-1由电路66产生。该电路在线64的移动平均值上强加了一帧延时，并将经过延时的移动平均值应用于电路60的输入，并通过线68应用于删除判定逻辑58的输入。针对各帧，使用刚被处理过的帧的新的移动平均值更新全局噪声寄存器的值，该移动平均值是该帧内的扩频间隔中的未用码中的背景噪声的移动平均值。以这种方式，背景噪声的移动平均值不需要每一帧都重新计算。
尽管脉冲噪声不定时发生并增加了移动平均值，但移动平均值仍是背景噪声的很好估计。因为脉冲噪声本质上是暂时的，不会使移动平均值增加得太多而使背景噪声的估计失真太多，从而导致系统的不可靠。通过使用移动平均值，即使噪声的最低标准提高了，但平均值同样也提高了，以致脉冲噪声可以从噪声中被辨别出来。
线56上的每个扩频间隔的平均噪声功率也被应用到删除判定逻辑58中。
有关脉冲噪声是否存在的实际判定是由删除判定逻辑58来完成的。其通过线70接收控制脉冲检测是开或是关的控制信号。电路58接收线56上的被处理的当前扩频间隔的未用码中的平均噪声功率或归一化噪声功率。电路58同样接收来自延时电路66的线68上的被处理的先前帧的全局背景噪声移动平均值。如果线56上的当前扩频间隔的未用码中的平均噪声功率高于线68(图1B实施例中的线62)上信号代表的背景噪声功率某一增量值(该在优选实施例中是可编程的，在可选实施例中是固定的)，那么删除判定逻辑在线76上输出删除指示。线76上的删除指示以每个符号为基础输出，并且用作该符号的删除位。在所示的实施例中，“或”门74在一个输入端接收线72的信号，并接收来自线10上的现有技术的高功率脉冲噪声检测器的以每个符号为基础的删除指示，并且如果任意一个或两个信号表明脉冲噪声存在，则在线76上产生输出删除指示。在可选实施例中，没有使用现有技术的时域高功率脉冲噪声检测器，所以不存在“或”门74和输入端10，线72作为脉冲噪声删除指示。
图13是删除判定逻辑58电路的详细结构图。线68上的信号NSEG来自图1中的延迟电路66中的寄存器，并代表通过当前扩频间隔所在帧的前一帧处理的所有帧的未用码中的背景噪声的移动平均值。线56上的NSES信号是当前被处理的扩频间隔的未用码中的平均噪声功率。在下面的讨论中，背景噪声功率和扩频间隔中的平均噪声功率及两个判别阈值有时按信噪比(SNR)来表示。因为SNR的定义是10log10Spwr/Npwr，并且信号功率Spwr为0，所以用SNR表示背景噪声功率和阈值等不是非常精确。为了讨论，假设未用码中的信号功率是某一无限小非零值，所以可以采用适宜的术语SNR。谨记本发明的总目的是测定背景噪声功率和来自被扩频的、信号能量为0的信息矢量的符号的被接收和被解扩频的形式中的噪声功率。在被接收到的QAM符号中，无论信号功率或噪声功率或两者的结合，由I2+Q2来定义，其中I和Q是星座点的矢量正交分量。本发明可以如同与判别阈值相比较一样简单地按多个帧上的未用码中的平均噪声功率与特定扩频间隔的脉冲噪声功率相比来表示，所有的都以传统的功率表示方法dBm或dBmv表示。
图13中，线80上的DTHR信号和线82上的ATHR信号来自可编程寄存器(图中未示出)。DTHR信号定义了删除指示被触发前，未用码中背景噪声功率的移动平均值和当前被处理的扩频间隔的未用码中平均噪声功率间的差值或增量的大小。换句话说就是，DTHR信号确定在触发删除指示输出信号前扩频间隔信噪比可以达到多低(低SNR意味着存在更多噪声)。线82上的ATHR信号是绝对阈值。其设定了噪声功率电平或最低可能的SNR，如果扩频间隔中的平均噪声功率超过了最低可能的SNR，必将导致比较器86产生删除指示。换句话说，如果被处理的扩频间隔中的未用扩频码中的噪声功率的绝对平均值高于该ATHR电平，那么因为噪声功率的电平会干扰正常的接收而产生删除指示，然而有超过DTHR阈值的低电平噪声功率仍然可以被正确接收。ATHR信号被用来保证判定逻辑不会在背景信噪比特别高时给出删除指示，也就是说信道足够安静没有产生删除指示的必要。
电路87和91是乘法器。如果当前扩频间隔中的噪声功率超过阈值，乘法器87将全局背景噪声与增量值相乘以使其增加到可以触发删除指示的某阈值电平。
理论上，DHTR和乘法器87都是使电路工作所必需的。然而，在实际情况下，由DTHR确定的增量不足以有效地区别脉冲噪声，因为其可能导致在存在脉冲噪声时的删除，但接收到的符号的信噪比完全在接收器限制接收符号并检查及纠正生成的已恢复数据的错误的能力范围之内。例如，假设线78上的背景噪声NSEG为37dB(SNR)，当前扩频间隔的SNR(NSES)是32dB。这种情况下，如果判别阈值DTHR被设定为4dB，将输出不必要的删除指示。该删除指示是不必要的，这是因为32dB的SNR正好位于接收器正确恢复在接收符号中编码的有效载荷数据的能力范围内。为了防止这种情况，使用了ATHR阈值。在本例中，ATHR阈值被设定为3dB的SNR，则不会有删除指示被触发。在电缆操作员知道信道SNR的情况下，ATHR信号同样可以作为手动检测阈值重写DTHR。
图14是更清楚解释DTHR和ATHR间关系的曲线图。线88表示背景噪声的移动平均值。峰90代表SNR形式的扩频间隔2的未用码中信号的平均噪声功率。扩频间隔1中的信号的SNR在背景噪声电平周围下降并由基本上位于背景噪声线88之上的峰92表示。线94代表被编程为高于背景噪声SNR电平5dB的DTHR SNR电平。假设背景噪声功率电平是37dB，扩频间隔2中的SNR大约是31dB并超过了DTHR阈值，但是噪声的电平无疑处于接收器正确接收的能力以内。因此，不需要触发删除指示。ATHR阈值被用来防止这种情况发生。其被设置为更高的脉冲噪声功率电平，这可能破坏传输数据的正确接收。在本例中，ATHR阈值由线96表示，并被设置为“低于”(更多噪声存在)背景噪声电平88的20dB。仅有扩频间隔5的平均噪声功率或未用码中的SNR超过ATHR阈值，并将触发删除指示。
右移电路98和乘法器91都是必要的ASIC特殊实现，因为线100的位数小于线82的位数。在其他实施例中，乘法器91和右移常数电路98都可以除去，而ATHR信号线82直接与电路102连接。电路102的作用是比较线100和线104上的两个阈值，并将最大的噪声功率阈值(最低SNR值)应用于比较器86的输入端，用于与被处理的扩频间隔的未用扩频码中的平均噪声功率即线56上的NSES相比较。这就确保除非DTHR和ATHR噪声功率阈值都被超过了，否则不产生符号的删除指示。
线70上的IDUC允许信号被输入到“与”门84，“与”门84在线72上输出删除指示信号。如果IDUC允许信号为0，那么“与”门迫使线72上的删除指示信号总是0，即使有脉冲噪声存在。
线76上的删除指示信号与格码解调器、均衡过滤和时钟恢复电路相连，用于防止这些电路在工作时或在设定用来区分不同信号电平和相位的均衡电路限幅标准时使用被破坏符号，并实现更好的纠错和检错。
尽管在此根据优选和替换实施例描述了本发明，但本领域的技术人员将明白，在不背离本发明的精神和范围的条件下，可以对在此所述的讲解进行可能的替换和其他修改。所有的这些替换实施例和其他的修改均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种检测同步码分多址扩频数字数据传输系统中的低功率脉冲噪声的方法，所述扩频数字数据传输系统用于在多个线缆调制解调器和线缆调制解调器终端系统之间传输数据，所述方法包括以下步骤：
a)通过在同步码分多址传输的多个扩频间隔上确定空业务标识符码和/或未分配码上接收到的噪声功率来确定背景噪声功率；
b)接收在同步码分多址帧的一个扩频间隔内使用分配扩频码进行传输的符号，通过确定空业务标识符码上接收到的和/或接收符号矢量的空符号中接收到的噪声功率来确定所述扩频间隔内的噪声功率电平，其中，所述空符号相当于在所述扩频间隔内通过未分配码在线缆调制解调器中进行扩频的信息矢量的符号，所述信息矢量中的所述空符号的值没有被设置为零，所述接收符号矢量由接收到的结果矢量乘以扩频码矩阵的转置矩阵进行的矩阵乘法得到，所述码矩阵的转置矩阵在所述线缆调制解调器中用于对将在所述扩频间隔内传输到所述线缆调制解调器终端系统的所述信息矢量中的符号进行频谱扩展；以及
c)将步骤b中确定的所述扩频间隔内所述空符号中的和/或空业务标识符码上接收到的噪声功率电平与步骤a中确定的所述背景噪声功率加上预定阈值相比较，并由所述比较确定在所述扩频间隔内接收到的符号是否已被脉冲噪声破坏到所述符号无法正确接收的程度，并针对每个在所述扩频间隔内接收的噪声破坏符号产生删除指示。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤a通过计算除包含当前被处理的扩频间隔的当前帧之外的所有被处理的帧的未分配码和/或空业务标识符码的背景噪声功率的移动平均值来执行。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤a通过创建多个扩频间隔的未分配码和/或空业务标识符码中的所有背景噪声功率的表或列表，并选出与在大多数未分配码和/或空业务标识符码中检测到的背景噪声功率电平相一致的背景噪声功率的值来执行。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤b通过计算假设为0的接收到的空符号中的噪声功率的平均值来完成。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤b通过列出假设为0的接收到的空符号中的噪声功率，并从这些符号中选出噪声功率数值来代表所述扩频间隔的噪声功率来完成。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤c通过在步骤a确定的所述背景噪声功率电平上增加绝对判别阈值，并把合成值用作与步骤b中确定的在所述空符号中和/或空业务标识符码中接收到的噪声功率相比较的比较标准来完成。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤c通过在步骤a确定的以dB为单位的所述背景噪声功率电平上增加以dB为单位的可编程的判别阈值，并把以dB为单位的合成值用作与步骤b中确定的在所述空符号中和/或空业务标识符码上接收到的噪声功率相比较的比较标准来完成。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述可编程的判别阈值这样设定，如果噪声破坏符号仍然具有能够成功接收到的足够高的信噪比，则不产生删除指示。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，所述判别阈值包括第一可编程阈值和第二绝对阈值，所述第二绝对阈值被设置为充分低于所述背景噪声功率电平的信噪比电平，以低于所述第二绝对阈值的信噪比接收到的符号将被脉冲噪声破坏，从而因为所述符号无法正确接收而要求删除指示，并且，步骤c包括仅在扩频间隔中的符号的信噪比低于所述第一可编程阈值和第二绝对阈值时产生删除指示。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤a通过求多个扩频间隔上的未分配码和/或空业务标识符码上的背景噪声功率的移动平均值来执行。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤a通过在检测分配码中被传输的有效载荷数据符号中使用限幅误差来执行。
12.一种用于检测以多帧形式传输同步码分多址扩频符号的扩频数字数据传输系统中的低功率脉冲噪声的设备，其中，每个帧由一个或多个扩频间隔构成，在所述扩频间隔中，少于或等于码簿中的扩频码数量的多个符号通过扩频多址传输进行传输，一些扩频码在每个扩频间隔中未分配，或空业务标识符码被提供给独立的不同逻辑信道，没有数据被传输，所述设备包括：
第一装置，用于接收在扩频间隔内传输的符号，其中，扩频间隔内传输的信息矢量的所述符号中的至少一些是空符号，当所述空符号通过与包括码簿的扩频码的码矩阵进行矩阵乘法来扩展频谱时，所述空符号的值为零，通过确定在所述扩频间隔内传输、并假设具有0值的所述空符号中的噪声功率来确定每个扩频间隔内的噪声功率，并在输出端输出每个扩频间隔的噪声功率；
第二装置，具有与所述第一装置的所述输出端相连的输入端，用于接收每个扩频间隔数据的噪声功率和使用所述数据确定大量扩频间隔内的平均背景噪声功率，以及用于将可编程的判别阈值加到所述背景噪声功率上，并在输出端输出代表所述背景噪声功率加上所述判别阈值的信号；
比较电路，与所述第一和第二装置的所述输出端相连，并具有输出端，当利用扩频间隔的未分配码传输的所述空符号中的所述噪声功率超过所述背景噪声功率加上所述判别阈值时，在所述输出端针对在所述扩频间隔内传输的各个符号产生删除指示。
13.一种用于检测以多帧形式传输扩频符号的扩频数字数据传输系统中的低功率脉冲噪声的设备，其中，每个帧由一个或多个扩频间隔构成，在所述扩频间隔中，与码簿中的扩频码数量相等数量的符号通过扩频多路存取传输被传输，所述设备包括：
第一电路，用于接收扩频间隔的符号，对在假定具有0值的符号中的噪声功率求平均值，并在输出端输出所述扩频间隔的未用码中的平均噪声功率；
第二电路，与所述第一电路的所述输出端相连，用于计算帧中的所有扩频间隔的未用扩频码中的平均噪声功率的移动平均值，并在输出端输出所述移动平均值；
第三电路，与所述第二电路的所述输出端相连，用于通过计算由所述第二电路输出的所述移动平均值的移动平均值来计算多帧中的每一帧的扩频间隔的未用码中的背景噪声功率的移动平均值，并输出所述移动平均值作为背景噪声功率；以及
删除判定逻辑电路，具有与所述第一电路的所述输出端相连的第一输入端及与所述第三电路的所述输出端相连的第二输入端，并具有删除指示信号输出端，当所述第一输入端的信号超过所述第二输入端的信号加上预定阈值时，在所述删除指示信号输出端设定删除指示信号。
14.根据权利要求13所述的设备，还包括“或”门，所述“或”门具有与所述删除指示信号输出端相连的第一输入端及连接用来接收来自现有技术的时域脉冲噪声检测器的删除指示信号的第二输入端。
15.一种用于在数字数据接收器中产生删除指示的设备，所述数字数据接收器在每个码分多址帧中的一个或多个扩频间隔期间接收使用码分多路技术传输的信号，所述设备包括：
第一电路，用于接收在每个同步码分多址帧的每个扩频间隔内传输的符号，针对被处理的扩频间隔内所有未分配码和/或空业务标识符码计算每个同步码分多址扩频间隔的平均噪声电平，并具有输出端，所述未分配码和/或空业务标识符码中的每个扩频间隔的所述平均噪声电平出现在该输出端；
第二电路，用于接收由所述第一电路输出的每个扩频间隔信号的所述平均噪声电平，并计算到当前帧为止已被处理的各个帧中所有扩频间隔上的未分配码和/或空业务标识符码中的噪声功率电平的移动平均值，以确定背景噪声功率电平，并具有输出端，所述背景噪声的移动平均值出现在该输出端；以及
删除判定逻辑电路，连接用来接收由所述第一电路输出的所述未分配码和/或空业务标识符码中的每个扩频间隔的所述平均噪声电平和来自所述第二电路的所述背景噪声的所述移动平均值，并且用于比较这两个信号，以及如果所述未分配码和/或空业务标识符码中的每个扩频间隔的平均噪声电平超过所述背景噪声某一预定值，用于输出删除指示。
CNB038253623A 2002-09-25 2003-09-23 使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备 Expired - Lifetime CN100385809C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/255,286 2002-09-25
US10/255,286 US6859488B2 (en) 2002-09-25 2002-09-25 Detection of impulse noise using unused codes in CDMA systems

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1703840A CN1703840A (zh) 2005-11-30
CN100385809C true CN100385809C (zh) 2008-04-30

Family

ID=31993450

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB038253623A Expired - Lifetime CN100385809C (zh) 2002-09-25 2003-09-23 使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备

Country Status (8)

Country Link
US (1) US6859488B2 (zh)
EP (1) EP1543632B1 (zh)
JP (1) JP4272159B2 (zh)
KR (1) KR101021194B1 (zh)
CN (1) CN100385809C (zh)
AT (1) ATE548806T1 (zh)
CA (1) CA2498146C (zh)
WO (1) WO2004029554A2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102624425A (zh) * 2011-01-27 2012-08-01 瑞萨电子株式会社 电力线通信装置及其噪声检测方法

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7236545B2 (en) * 2001-06-08 2007-06-26 Broadcom Corporation Chip blanking and processing in SCDMA to mitigate impulse and burst noise and/or distortion
US7315967B2 (en) * 2003-07-31 2008-01-01 Terayon Communication Systems, Inc. Method and apparatus for automatic rate adaptation in a DOCSIS upstream
JP3961999B2 (ja) * 2003-09-22 2007-08-22 株式会社東芝 マルチキャリヤ伝送システム、マルチキャリヤ受信機、及び送信機
US7443916B2 (en) * 2003-11-24 2008-10-28 2Wire, Inc. Method and apparatus for communication in the presence of impulse noise
US7433395B2 (en) * 2004-02-04 2008-10-07 2Wire, Inc. Reliable multicarrier communication in the presence of timing phase error
US7421015B2 (en) 2004-02-26 2008-09-02 2Wire, Inc. Bit-loading in multicarrier communication systems in the presence of an asymmetric, correlated gaussian noise sources
EP1805927A1 (en) * 2004-10-11 2007-07-11 2Wire, Inc. Periodic impulse noise mitigation in a dsl system
US7379752B2 (en) * 2004-10-13 2008-05-27 Mediatek Inc. Methods and apparatus for communication in a wireless system
US20060078068A1 (en) * 2004-10-13 2006-04-13 Aiguo Yan Methods and apparatus for wireless communication
CN101040437B (zh) * 2004-10-13 2010-05-12 联发科技股份有限公司 用于通信系统的滤波器以及滤波方法
ES2257183B2 (es) * 2004-10-15 2007-02-16 Universidade De Vigo Procedimiento de supresion de ruido impulsivo por diversidad de polarizaciones, para sistemas de comunicacion mediante ondas radioelectricas.
ES2259525B2 (es) * 2004-11-10 2008-03-01 Universidad De Vigo Procedimiento de supresion de ruido impulsivo en un canal de comunicacion por radio mediante la monitorizacion de otro canal en una frecuencia diferente.
US7953163B2 (en) * 2004-11-30 2011-05-31 Broadcom Corporation Block linear equalization in a multicarrier communication system
US7852950B2 (en) * 2005-02-25 2010-12-14 Broadcom Corporation Methods and apparatuses for canceling correlated noise in a multi-carrier communication system
US7839775B2 (en) * 2005-03-15 2010-11-23 Cornell Research Foundation, Inc. Methods and systems for channel sensing multiple access communications with multipacket reception
US9374257B2 (en) * 2005-03-18 2016-06-21 Broadcom Corporation Methods and apparatuses of measuring impulse noise parameters in multi-carrier communication systems
US7813439B2 (en) * 2006-02-06 2010-10-12 Broadcom Corporation Various methods and apparatuses for impulse noise detection
US8612797B2 (en) * 2006-03-31 2013-12-17 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Systems and methods of selectively managing errors in memory modules
US8634869B2 (en) * 2006-09-15 2014-01-21 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to multi-mode wireless communications device supporting both wide area network signaling and peer to peer signaling
US8929281B2 (en) * 2006-09-15 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to peer to peer device
US8369800B2 (en) * 2006-09-15 2013-02-05 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to power control and/or interference management in a mixed wireless communications system
JP4868999B2 (ja) * 2006-09-22 2012-02-01 富士通株式会社 音声認識方法、音声認識装置及びコンピュータプログラム
JP2008283514A (ja) * 2007-05-11 2008-11-20 Sanyo Electric Co Ltd 雑音成分推定装置及び受信機
US8233572B2 (en) * 2007-09-25 2012-07-31 Qualcomm Incorporated Interference mitigation for impulse-based communication
US8014478B2 (en) * 2007-12-26 2011-09-06 Broadcom Corporation Method and apparatus for impulse noise detection and suppression for DVB-T
JP4862185B2 (ja) * 2008-01-22 2012-01-25 独立行政法人産業技術総合研究所 ｍ倍拡散フィルタ及び拡散伝送システム
US8797854B2 (en) * 2008-09-29 2014-08-05 Cisco Technology, Inc. Scheduling for RF over fiber optic cable [RFoG]
US8605837B2 (en) 2008-10-10 2013-12-10 Broadcom Corporation Adaptive frequency-domain reference noise canceller for multicarrier communications systems
US8437332B2 (en) * 2009-06-22 2013-05-07 Qualcomm Incorporated Low complexity unified control channel processing
US8929324B2 (en) * 2009-07-16 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Facilitating noise estimation in wireless communication
KR101643952B1 (ko) * 2009-12-23 2016-08-01 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
US8582624B2 (en) 2010-10-01 2013-11-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for enhancing the accuracy of the estimated covariance matrix in wideband-CDMA systems
US8929477B2 (en) * 2011-02-17 2015-01-06 Industry-Academic Cooperation Foundation, Yonsei University Data transferring device, data transferring method and data receiving method
EP2503726A3 (en) * 2011-03-25 2017-05-03 Broadcom Corporation Upstream burst noise measurement and characterization
US9209858B2 (en) * 2011-04-12 2015-12-08 Alcatel Lucent Method and apparatus for determining uplink noise power in a wireless communication system
US8767799B2 (en) 2011-04-12 2014-07-01 Alcatel Lucent Method and apparatus for determining signal-to-noise ratio
EP2795820A4 (en) * 2011-12-21 2015-08-05 Ericsson Telefon Ab L M METHOD, NETWORK N UD, COMPUTER PROGRAM AND COMPUTER PROGRAM PRODUCT FOR DECODING A SIGNAL
CN104838702A (zh) * 2012-09-20 2015-08-12 奥普蒂斯无线技术有限责任公司 噪声功率估计方法和设备
US9571185B2 (en) * 2013-05-20 2017-02-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Robust, fast unused-code detection
US9270388B2 (en) 2014-03-21 2016-02-23 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for impulse noise mitigation for power line networking
US9354970B2 (en) * 2014-03-31 2016-05-31 Advanced Micro Devices, Inc. Method and apparatus for encoding erroneous data in an error correction code protected memory
GB2531367B (en) * 2015-01-09 2016-12-28 Imagination Tech Ltd Impulsive noise rejection
US9813265B2 (en) 2015-04-14 2017-11-07 Gainspan Corporation Receiver DC offset calibration with antenna connected
TWI593238B (zh) * 2016-05-17 2017-07-21 晨星半導體股份有限公司 脈衝雜訊偵測電路與方法
IT201900006711A1 (it) 2019-05-10 2020-11-10 St Microelectronics Srl Procedimento di stima del rumore, dispositivo e prodotto informatico corrispondenti
CN110545124B (zh) * 2019-08-09 2021-07-27 天津大学 一种基于蟋蟀叫声的伪装隐蔽通信结构及方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5703904A (en) * 1995-12-29 1997-12-30 Globespan Technologies, Inc. Impulse noise effect reduction
CN1217623A (zh) * 1997-11-10 1999-05-26 三星电子株式会社 脉冲噪声消除装置和方法
EP1089456A2 (en) * 1999-09-29 2001-04-04 Nortel Networks Limited Outer loop power control in discontinuous transmission mode

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996000475A1 (fr) * 1994-06-23 1996-01-04 Ntt Mobile Communications Network Inc. Procede de decodage et de detection synchrone a vraisemblance maximale
EP0744847B1 (fr) 1995-05-23 2005-08-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Système de transmission d'information utilisant, en redondance, au moins deux canaux
US5805583A (en) * 1995-08-25 1998-09-08 Terayon Communication Systems Process for communicating multiple channels of digital data in distributed systems using synchronous code division multiple access
US6647070B1 (en) * 1998-09-10 2003-11-11 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for combating impulse noise in digital communications channels
US6604070B1 (en) * 1999-09-22 2003-08-05 Conexant Systems, Inc. System of encoding and decoding speech signals
US6671667B1 (en) * 2000-03-28 2003-12-30 Tellabs Operations, Inc. Speech presence measurement detection techniques
US6920194B2 (en) * 2001-05-29 2005-07-19 Tioga Technologies, Ltd. Method and system for detecting, timing, and correcting impulse noise
GB0126067D0 (en) * 2001-10-31 2001-12-19 Zarlink Semiconductor Ltd Method of and apparatus for detecting impulsive noise method of operating a demodulator demodulator and radio receiver
JP4641399B2 (ja) * 2004-06-30 2011-03-02 株式会社リコー カラー画像形成装置およびその制御方法
KR100605942B1 (ko) * 2004-07-16 2006-08-02 동부일렉트로닉스 주식회사 반도체 소자용 금속 배선의 후처리 방법
KR100603572B1 (ko) * 2004-09-30 2006-07-24 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서의 파일럿 신호 검출 장치 및 그 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5703904A (en) * 1995-12-29 1997-12-30 Globespan Technologies, Inc. Impulse noise effect reduction
CN1217623A (zh) * 1997-11-10 1999-05-26 三星电子株式会社 脉冲噪声消除装置和方法
EP1089456A2 (en) * 1999-09-29 2001-04-04 Nortel Networks Limited Outer loop power control in discontinuous transmission mode

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102624425A (zh) * 2011-01-27 2012-08-01 瑞萨电子株式会社 电力线通信装置及其噪声检测方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR101021194B1 (ko) 2011-03-16
WO2004029554A3 (en) 2004-06-17
CA2498146A1 (en) 2004-04-08
US6859488B2 (en) 2005-02-22
EP1543632A2 (en) 2005-06-22
ATE548806T1 (de) 2012-03-15
JP4272159B2 (ja) 2009-06-03
JP2006500870A (ja) 2006-01-05
KR20050084593A (ko) 2005-08-26
EP1543632A4 (en) 2007-10-10
CN1703840A (zh) 2005-11-30
WO2004029554A2 (en) 2004-04-08
EP1543632B1 (en) 2012-03-07
US20040057502A1 (en) 2004-03-25
CA2498146C (en) 2009-05-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100385809C (zh) 使用未用扩频码的脉冲噪声检测方法和设备
CA2162417C (en) Data rate detector for terminal station receiver
KR970008172B1 (ko) 직교 코딩된 시스템에서 전력값 추정을 위한 방법 장치
KR200298815Y1 (ko) 기지국 버스트 검출기
US7554956B2 (en) Method and apparatus for multi-user code channel activation detection in wireless communication system
EP2151936B1 (en) A method, device and system for detecting pilot sequence signal
EP1210803B1 (en) Determination of data rate, based on power spectral density estimates
CA1241777A (en) Channel quality monitoring apparatus
SE520542C2 (sv) Förfarande och anordning för koherent kommunikation i ett spread-spectrum-system
EP1495536B1 (en) Improved signal detection in a direct-sequence spread spectrum transmission system
US7489732B2 (en) Decreasing computational complexity of TD-SCDMA measurement process
EP2151081B1 (en) Processing transmissions in a wireless communication system
AU4730397A (en) Transmission timing offset method for ds-cdma mobile telephone systems
EP1238470B1 (en) Data rate estimation in a communication system
EP0405384B1 (en) Apparatus for estimating communication link quality
JP2002185364A (ja) スペクトル拡散通信において信号を検出する方法
MXPA99009566A (en) Forward link power control in a cellular system using nt

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: State of Georgia, US

Patentee after: AI Ruishi Enterprise Co.,Ltd.

Address before: State of Georgia, US

Patentee before: Iris Enterprise Co.,Ltd.

CP01 Change in the name or title of a patent holder
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20220707

Address after: State of Georgia, US

Patentee after: Iris Technology

Address before: Pennsylvania USA

Patentee before: GENERAL INSTRUMENT Corp.

Effective date of registration: 20220707

Address after: Pennsylvania USA

Patentee after: GENERAL INSTRUMENT Corp.

Address before: California, USA

Patentee before: TERAYON COMMUNICATION SYSTEMS, Inc.

Effective date of registration: 20220707

Address after: State of Georgia, US

Patentee after: Iris Enterprise Co.,Ltd.

Address before: State of Georgia, US

Patentee before: Iris Technology

Effective date of registration: 20220707

Address after: London, England

Patentee after: Iris International Intellectual Property Co.,Ltd.

Address before: State of Georgia, US

Patentee before: AI Ruishi Enterprise Co.,Ltd.

TR01 Transfer of patent right
CX01 Expiry of patent term

Granted publication date: 20080430

CX01 Expiry of patent term