CN100385732C - 共面波导滤波器 - Google Patents

Abstract

将多个四分之一波长共面谐振器(5a到5d)串联形成在电介质衬底(1)上，而将共面输入/输出终端部分(4a和4b)形成在串联连接的相对端的电介质衬底上，用于分别与谐振器(5a和5d)耦合。谐振器(5a到5d)的每个的中央导线宽度(w₁)等于输入/输出终端部分(4a和4b)的每个的中央导线宽度(w_io)，但谐振器(5a到5d)的每个的接地导体间距(d₁)大于输入/输出终端部分(4a和4b)的每个的接地导体间距(d_io)。有助于保持设计的精确度，并能够减小谐振器中的最大电流密度。

Description

共面波导滤波器

技术领域

本发明涉及一种在移动通信、卫星通信、固定微波通信和其它通信技术领域中，在有选择地分离特定频带的信号中使用的共面波导滤波器，尤其涉及用共面线构造的这种滤波器及其形成方法。

背景技术

近来，提出将采用共面线构造的共面波导滤波器来作为在微波通信的发送和接收过程中的信号分离中使用的滤波器。将通过参照图1来描述共面线的概念。

在图1中，在电介质衬底1上形成带状(ribbon-like)中央导体2、以及第一和第二接地导体(ground conductor)3a和3b，所述第一和第二接地导体3a和3b被置于中央导体2的相对侧，且具有与中央导体之间的等间距。包括中央导体2、第一和第二导体3a和3b的三个部件被彼此平行且彼此共面地形成在电介质衬底1的公共表面上。共面线具有以下特征：在形成电感耦合器的过程中不需要通孔(via-hole)，有可能不用改变特性阻抗而实现小型化，并可得到更大的设计自由度。用w表示中央导体2的宽度，并用s表示中央导体2与第一和第二接地导体3a和3b中的每个之间的间距，则共面线具有由中央导体2的线宽w、以及第一和第二接地导体3a和3b之间的间距d(w+2s)所确定的特性阻抗。

参照图2A到2C，现在将描述共面波导滤波器的传统例子，其中，第一到第四谐振器5a到5d被置于一条线上。每个谐振器包括具有等价于四分之一波长的电长度的中央导体2、以及置于中央导体2的相对侧、并与中央导体2平行且以间距s与中央导体2隔开的第一和第二接地导体3a和3b，上述部件形成在电介质衬底1的公共表面上。

向共面波导输入信号的共面波导的第一输入/输出终端部分4a与第一谐振器5a电容性耦合(capacitively couple)。在示出的例子中，第一输入/输出终端部分4a的中央导线2_4a的一端和第一谐振器5a的中央导线2_R1的一端被用梳齿方式(comb teeth)以彼此配对的关系放置、并以间隙g1被隔开以便增强电容性耦合，从而形成第一电容耦合器6a。通过分别连接到第一和第二接地导体3a和3b的短线导体(shorting line conductor)7a1和7a2，将中央导线2_R1的另一端和第二谐振器5b的中央导线2_R2的一端连接在一起，从而在第一和第二谐振器5a和5b之间形成第一电感耦合器8a。

在短线导体7a1和7a2的每一边上，凹槽(cut)20被形成到第一和第二接地导体3a和3b中，由此短线导体7a被明显地延长，从而增加了第一电感耦合器8a的耦合度。在第二谐振器5b的中央导线2_R2的另一端和第三谐振器5c的中央导线2_R3的一端之间提供间隙g2，由此，通过第二电容耦合器6b将第二和第三谐振器5b和5c耦合在一起。

中央导线2_R3的另一端和第四谐振器5d的中央导线2_R4的一端通过短线导体7b1和7b2被连接在一起，并被连接到接地导体3a和3b，由此，通过第二电感耦合器8b将第三和第四谐振器5c和5d耦合在一起。在第二电感耦合器8b中，也将凹槽20形成到接地导体3a和3b中。

第四谐振器5d和第二输入/输出终端部分4b被电容性耦合。具体地，中央导线2_R4的另一端和第二输入/输出终端部分4b的中央导线2_4b被以啮合梳齿(meshing comb teeth)的结构形成，并以相对的关系放置，且以间隙g3隔开，由此形成在其间提供强耦合的第三电容耦合器6c。

如上面所提到的，由中央导线的宽度w、以及第一和第二接地导体3a和3b之间的接地导体间距d(w+2s)来确定共面线的特性阻抗。然而，为了易于设计，一起形成传统波导滤波器的谐振器5a、5b、5c和5d具有和连接到输入/输出终端部分4的各种设备的特性阻抗一样的50Ω的特性阻抗。(例如，参见H.Suzuki，Z.Ma，Y.Kobayashi，K.Satoh，S.Narashima和T.Nojima：“Alow-loss 5GHZ bandpass filter using HTS quarter-wavelength coplanar waveguideresonators”，IEICE Trans.Electron.，vol.E-85-C，No.3，pp714-719，March 2002.)

因此，在形成共面波导滤波器的实现中，通过设计如下滤波器，在电介质衬底上蚀刻导电膜(conductor film)来形成如图1A所示的模式，其中，当将输入/输出终端部分的接地导体间距d₁和中央导线宽度w₁选择为分别等于谐振器的接地导体间距d₂和中央导线宽度w₂时，所述滤波器满足具有50Ω的特性阻抗的预期滤波响应。将功率输送到生成的共面波导滤波器，并且，确定最大输入功率，使得出现的功率损耗等于或小于已知值，或者，如果使用超导材料来形成蚀刻的导电膜，则确定最大功率输入，以便避免超导状态的丢失。换句话说，直到已形成了滤波器之后，才能确定最大输入功率电平。

图3图示出传统共面波导滤波器的电流密度分布。在图3中，X轴表示共面线的长度的方向，而Y轴表示与其正交的方向，并且，沿着纵坐标指示给定坐标的电流密度。如后面将作进一步描述的，从图3中可以看出，电流密度在第一和第二电感耦合器8a和8b的边线9(用粗线表示)上达到其最大值，并且，这已成为造成功率损耗增加的关键因素。

在位于距共面线的输入约8.5mm距离的第一电感耦合器8a处、以及位于距该输入约20mm距离的第二电感耦合器8b处，电流密度呈现为约2200A/m的最大值。图4以放大比例图示了第一电感耦合器8a的电流密度分布。图4中示出的沿着X轴的位置表示以图2中示出的第一输入/输出终端部分4a的信号输入端作为基准的长度，而对应于8.892mm的位置在图2中用线IV-IV指示。具体地，从位于朝向第二谐振器5b的短线导体7a1的侧边缘(lateral edge)向输入退回0.014mm的X轴位置表示图4中示出的8.892mm的位置。图4示出从此位置到输出的0.1mm的范围内的电流密度分布。可以看出，电流密度在包括短线导体7a1接触第一接地导体3a的拐角α、以及短线导体7a1接触中央导线2_R2的另一个拐角β的两个位置处特别高，并且，该电流在位于第一接地导体3a中的矩形凹槽20的拐角α的相对侧上的拐角γ处被集中，其中所述矩形凹槽是为了增加电感耦合器8的耦合度的目的而提供的。电流集中的这种峰值还出现在相对于通过短线导体7a1的宽度的中心所画的中心线、与拐角α、β和γ线对称分布的各个拐角处。特别高的电流集中峰值出现在三个拐角α、β和γ处。应当理解，第二接地导体3b的一边上有着相同的趋势，在短线导体7a2和中央导线2_R2以及第二接地导体3b之间的每个拐角处产生电流集中。

在传统滤波器中，已有的增加电感耦合器的耦合度的方法为：减小短线导体7a1和7a2的宽度、或通过将凹槽20提供到接地导体3中来增大短线导体的实质长度。这种方法的结果是，电流集中出现在形成电感耦合器的短线导体的拐角处，并且，在其中由超导材料构成电介质衬底上的导电膜的滤波器中产生了一个问题，即，如果谐振器在临界温度以下被冷却，则超过临界电流密度的电流集中的出现会破坏超导状态。

还产生了一个问题，即，短线导体7a1、7a2、7b1和7b2的构造结构变得更精细或复杂，在保证设计精度方面带来了困难。

已考虑到这些方面而做出本发明，并且，为其目的，本发明提供一种共面波导滤波器，其通过确保可以维持设计精度、并在元件导电膜由超导材料构成的情况下避免超导状态被破坏的构造，来减小谐振器中的最大电流密度，并避免功率损耗的增加。

还应当理解，在传统形成方法中，在已形成共面波导滤波器之后确定滤波器输入信号的功率，并且，难以制造具有对预定的输入信号功率的期望响应的滤波器。

发明内容

本发明提供一种共面波导滤波器，包括：电介质衬底、在电介质衬底的一个表面上由第一中央导线和在所述电介质衬底的相对侧上分别形成的第一以及第二接地导体所形成的至少一个共面谐振器、以及共面输入/输出终端部分，由第二中央导线和与所述第一以及第二接地导体一体形成的第三以及第四接地导体形成在电介质衬底的所述一个表面上，并且分别布置在第二中央导体的相对侧上，所述第三以及第四接地导体之间限定了第二接地导体间距，以及电容耦合器，由所述第一和第二中央导线的沿其宽度方向延伸并且彼此相对的端部形成，用于在共面输入/输出终端部分与共面波导谐振器之间产生电容性耦合；其中，使共面谐振器的第一接地导体间距和第一中央导线的宽度中之一大于输入/输出终端部分的第二接地导体间距和第二中央导线宽度中对应的一个。

根据本发明，减弱共面谐振器中的电流密度的集中，以减小功率损耗，并且当限定滤波器的导电膜由超导材料构成时，防止了超导状态的破坏。

根据本发明的形成方法，基于预定的最大电流密度、中央导线宽度对电介质衬底的衬垫(spacer)导体间距的比值、以及接地导体材料之间的关系，来确定与给定的最大电流密度(功率)有关的接地导体间距和中央导线宽度，并且，基于所确定的值而将中央导线和接地导体的模式形成在电介质衬底上。

通过此形成方法，有可能为了预定所需输入功率而形成共面波导滤波器。

附图说明

图1为说明共面线的概念的透视图；

图2A为传统的共面波导滤波器的平面视图；

图2B为图2A的右手侧的正视图；

图2C为图2A的前视图；

图3图示出传统共面波导滤波器的电流密度分布；

图4图示出传统共面波导滤波器中的电感耦合器的电流密度分布；

图5A为实现本发明第一模式的、1/4波长四级共面波导滤波器的平面图；

图5B为图5A的右手侧的正视图；

图5C为图5A的前视图；

图6图示出根据第一模式的最大电流密度和谐振器的中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k之间的关系；

图7图示出根据第一模式的谐振器的无负载Q值和谐振器的中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k之间的关系；

图8示出图5所示的四分之一波长四级共面波导滤波器的电流密度分布；

图9示出图5所示的1/4波长四级共面波导滤波器中的电感耦合器的电流密度分布；

图10为根据第一模式的1/4波长四级共面波导滤波器中示例频率响应；

图11图示出相对于在根据实现本发明的第一模式的滤波器中的中央导线宽度对接地导体间距的比值k而绘制的示例性特性阻抗；

图12为实施例的平面图，其中将实现本发明的第一模式应用到单极谐振器滤波器；

图13A为一个例子的平面视图，其中将实现本发明的第二模式应用到四分之一波长四级共面波导滤波器；

图13B为图13A的右手侧的正视图；

图13C为图13A的前视图；

图14示出图13所示四分之一波长四级共面波导滤波器的电流密度分布；

图15图示出图13中所示的四分之一波长四级共面波导滤波器中的电感耦合器的电流密度分布；

图16图示出相对于中央导线宽度w₁而绘制的最大电流密度i_max，n；

图17为包含在金属外壳中的共面波导滤波器的一个实施例的透视图；

图18为实现本发明方法的模式的示例性处理程序的流程图；以及

图19为在图18中所示的处理程序的一部分中利用的辅助单元的示例性功能结构的方框图。

具体实施方式

现在将通过参照附图来描述实施本发明的模式。

实施本发明的第一模式

实施例1

将通过参照图5A到5C来描述实施本发明的第一模式。以四分之一波长四级共面波导滤波器的形式示出实施本发明的该模式，其中，四分之一波长共面谐振器5a到5d以与图2中所示的相似方式排列在一条线上。作为区别，将形成共面波导滤波器的每个谐振器的接地导体3a和3b之间的接地导体间距d₁选择为：大于输入/输出终端部分4a和4b中的每个的接地导体间距d_io。

例如，从与连接至第一输入/输出终端部分4a和4b的设备的特性阻抗相匹配的观点来说，将对其输入信号的第一输入/输出终端部分4a的特性阻抗选择为50Ω。

因此，在本例子中，将第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的每个中央导体的每条线2_4a和2_4b的宽度W_io选择为0.218mm，而将接地导体间距d_io选择为0.4mm。另一方面，在排列在第一和第二输入/输出终端部分4a和4b之间的谐振器5a到5d的每个中，中央导体2_R1到2_R4中的每个都具有等于0.218mm、并由此等于第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的中央导体宽度的宽度w₁，但在图5中，每个接地导体间距d₁被选择为大于0.4mm，并处于等于或小于最大值1.78mm的范围中。因此，在此例子中，每个谐振器的接地导体间距d₁大于第一和第二输入/输出终端部分4a和4b中的每个的接地导体间距d_io。然而，如从图6中将明显看出的，在此图中，当接地导体间距d₁增大时，i_max，n-k特性曲线向下移动，并且该曲线的斜率变得平缓，并且，因此d₁不被限制为等于或小于上面提到的1.78mm。

在第一输入/输出终端部分4a和第一谐振器5a之间形成第一电容耦合器6a的电容耦合端51和61以对应于增大的接地导体间距d₁的方式，朝向接地导体3a和3b延伸，并且，所述电容耦合端51和61以靠近相对方式、且以间隙g₁相隔开地被放置。例如，将以相对的关系放置所述端51和61的长度选择为等于图2中示出的第一电容耦合器6a的耦合端之间的相对的长度。因此，通过简单的构造来形成第一电容耦合器6a，其中，耦合端沿着直线相对，而不使用复杂的啮合梳齿结构。

在第一和第二谐振器5a和5b之间耦合的短线导体7a1和7a2具有足够的长度来提供满意的耦合度，以起到第一电感耦合器8a的作用，而不在这些短线导体7a1和7a2、以及第一和第二接地导体3a和3b之间的接合区域中，将如图2A所示的凹槽20形成到第一接地导体3a和第二接地导体3b中，这是因为接地导体间距d₁大于现有技术的对应值。因此，第一电感耦合器8a具有比图2中所示的结构简单的结构。

以和第一电感耦合器8a相同的方式来构造第二电感耦合器8b。因此，在实施本发明的第一模式中，没有为增加电感耦合器8a和8b的耦合度而将凹槽20形成到已在现有技术中使用的接地导体中。换句话说，中央导线2_R1到2_R4和接地导体3a及3b之间的间距S2等于形成电感耦合器8a和8b的短线导体7a1、7a2、7b1和7b2中的每个的长度L，并因此，不存在形成到接地导体3a和3b中的矩形凹槽20。

换句话说，短线导体7a1和7b1与接地导体3a成直角连接，并且，朝向接地导体放置的接合处的边缘延伸到与中央导线2_R1和2_R4平行的第一和第二电容耦合器6a和6b的位置。

由此，短线导体7a和7b及其与接地导体的接合呈现为可易于制造的简单结构，减小了电流密度很可能被集中的载流线(current carrying line)上的拐角。除了在结构上改变了电容耦合器的耦合端、以及在形成电感耦合器的短线导体和接地导体之间的接合区域中不形成凹槽之外，第一谐振器5a之后的结构和上面结合图2所描述的四分之一波长四级共面滤波器的配置相同。因此，仅简练地描述其连接。

由于以上面提到的方式来构造短线导体7a和7b，所以，谐振器5b、5c和5d的每个中央导线2_R2、2_R3和2_R4、以及接地导体3a和3b之间的间距等于S2。以和图2中示出的第二电容耦合器6a相同的方式来构造放置在第二谐振器5b和第三谐振器5c之间的第二电容耦合器6a。以和图5中示出的第一电容耦合器6a相同的方式来构造放置在第四谐振器5d和第二输入/输出终端部分4b之间的第三电容耦合器6c。具体地，中央导线2_R4的一端上的电容耦合端62、以及中央导体2_4b的一端上的电容耦合端52为简单的宽线性部件(wider linear member)，其在两边上，相对于中央导线的每一边交叉地延伸，并且，被靠近地隔开并彼此相对以增加耦合度。第二输入/输出终端部分4b具有等于0.218mm的中央导线宽度w_io、等于0.4mm的接地导体间距d_io、以及50Ω的特性阻抗，以便和与其连接的外部设备的特性阻抗相匹配。

图6中使用接地导体间距d₁作为参数，图示了对于以图5中所示方式构造的四分之一波长四级共面波导滤波器中的单个谐振器的、流过滤波器的电流的最大电流密度和比值k之间的关系的仿真结果，其中k是谐振器的中央导线宽度w₁和接地导体间距d₁之间的比值。因此，通过在电感耦合器的区域中没有将矩形凹槽20形成到接地导体中的条件下执行仿真来获得此结果。通过电压为1Vpp、且频率为5GHZ的正弦波输入，来进行该仿真。在图6中，横坐标表示中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k或w₁/d₁，而纵坐标表示由按最大电流密度归一化的最大电流密度i_max，n，其中所述最大电流密度在利用接地导体间距d₁＝0.4mm、以及50Ω的阻抗的谐振器中出现。将作为参数的接地导体间距d₁选择为0.4mm、0.545mm、0.764mm、1.055mm和1.780mm。因此，当接地导体间距d₁等于1.780mm时，中央导线宽度将处于其最大值，允许中央导线宽度w₁在从0.035mm到1.744mm (在接地导体间距d₁等于1.780mm时采用该宽度)的范围中变化。当中央导线宽度w₁增大、而维持接地导体间距d₁不变时，最大电流密度显示出具有凹形结构的响应，如二次曲线。

图6中用细线21绘制的数据表示当中央导线宽度w₁保持为0.218mm不变时所获得的数据。当接地导体间距d₁等于0.4mm时，随之k＝0.54，并且选择此点22作为表示用于最大电流密度的归一化的1.0。当接地导体间距d₁增大为0.545mm时，随之k＝0.4，由此，归一化的最大电流密度(下文中简单地称为“电流密度”)减小为约0.83。当接地导体间距d₁进一步增大为0.764mm时，随之k＝0.29，由此，电流密度减小为约0.69。当接地导体间距d₁增大为1.055mm时，随之k＝0.2，由此，电流密度减小为约0.56。当接地导体间距d₁增大为1.78mm时，随之k＝0.12，由此，电流密度减小为约0.4。

这样，当中央导线宽度w₁保持不变时，谐振器的最大电流密度随着接地导体间距d₁的增大而减小。

将更为细致地考虑图6。如前面提到的，当接地导体间距d₁等于0.4mm时，k＝0.54且特性阻抗等于50Ω。在此点22上，最大电流密度被归一化为1.0。假定可用范围处于从电流密度的最小值起+10％的范围内，那么，当接地导体间距d₁等于0.4mm时，其中最大电流密度等于或小于1.1的k的范围将处于从0.20到0.73的范围中。

当接地导体间距d₁等于0.545mm时，最大电流密度将为0.83，并在k＝0.47的情况下呈现出最小值。因此，其中最大电流密度保持在从最小值起的+10％内的可用范围将为：从最大电流密度为0.91处的k＝0.19到k＝0.71。当接地导体间距d₁等于0.764mm时，最大电流密度在k＝0.4处呈现为最小值0.68。因此，其中最大电流密度保持在+10％内的可用范围将为：从最大电流密度为0.75处的k＝0.13到k＝0.76。当接地导体间距d₁等于1.055mm时，最大电流密度在k＝0.4处呈现为最小值0.55。因此，其中最大电流密度保持在+10％内的可用范围将为：从最大电流密度为0.61处的k＝0.11到k＝0.75。考虑接地导体间距d₁等于1.780mm，则最大电流密度在k＝0.41处呈现为最小值0.37，并且，其中最大电流密度保持在+10％内的可用范围为：从最大电流密度为0.41处的k＝0.12到k＝0.70。

从上述结果中可以看出，对于如上面所考虑的在从0.4到1.78mm的范围中的接地导体间距d₁的值来说，最大电流密度可在k＝0.20到k＝0.70的范围中维持在从最小值起的+10％之内。

这样，以所述方式将接地导体间距d₁和中央导线宽度w₁设置为对应于其中相对于k的改变，最大电流密度没有实质改变的范围的中央部分。随后，通过遵循所设置的接地导体间距d₁和中央导线宽度w₁，在电介质衬底上蚀刻导电膜来形成共面波导滤波器以便可以满足预期的滤波器响应。那么，有可能通过预先确定其中最大电流密度相对于k没有实质改变的范围，遵循要求的规定，而以简单的方式来形成共面波导滤波器。

图6中的粗线23表示连接谐振器的特性阻抗Z₀保持为Z₀＝50Ω不变的点的曲线。在接地导体间距d₁等于0.4mm时提供50Ω的特性阻抗Z₀的中央导线宽度w₁被给定为w₁＝0.218mm，并且此点是最大电流密度被归一化为1.0之处。在接地导体间距d₁等于0.545mm时提供50Ω的特性阻抗Z₀的中央导线宽度w₁被给定为w₁＝0.325mm，并且电流密度约为0.84。在接地导体间距d₁等于0.764mm时提供50Ω的特性阻抗Z₀的中央导线宽度w₁被给定为w₁＝0.482mm，并且电流密度约为0.70。

在接地导体间距d₁等于1.055mm时提供50Ω的特性阻抗Z₀的中央导线宽度w₁被给定为w₁＝0.707mm，并且电流密度约为0.56。在接地导体间距d₁等于1.78mm时提供50Ω的特性阻抗Z₀的中央导线宽度w₁被给定为w₁＝1.308mm，并且电流密度约为0.4。

例如，当使谐振器的特性阻抗Z₀恒定在50Ω不变时，谐振器的最大电流密度可随着中央导线宽度w₁的增大而减小。选择大于d_io的d₁会引起最大电流密度减小，并且，最好选择大于w_io的w₁，以维持特性阻抗不变，并可通过调整所述两个参数，来将i_max，n保持为尽可能小。

减小最大电流密度具有减小谐振器中的导体损耗的效果。图7示出了谐振器的无负载Q值和k之间的关系。在图7中，横坐标表示中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值或k＝w₁/d₁，而纵坐标表示当对于接地导体间距d₁＝0.4mm、特性阻抗50Ω处的无负载Q值被归一化为基准1.0时的无负载Q值Q_0，n。通常，在从0.25到0.55的k的范围中，谐振器的无负载Q值呈现为其最大值。细实线24表示连接中央导线宽度w₁保持为0.218mm不变的点的曲线。粗实线26表示从点25开始的、连接特性阻抗Z₀＝50Ω的点的曲线，其中点25为在中央导线宽度w₁＝0.218且接地导体间距d₁＝0.4mm的情况下，特性阻抗Z₀＝50Ω的位置。

在共面滤波器需要低插入损失响应(low insertion loss response)的情况中，可作出排列来设置提供谐振器的最大无负载Q值的中央导线宽度对接地导体间距的比值k。

现在将描述特性阻抗和中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比之间的关系。在分布式恒定线(constant line)上的电流和电压之间的关系通常由下面的等式给出：

$\stackrel{\·}{I}=\frac{{\stackrel{\·}{V}}_i}{Z}{e}^{-\mathrm{\γZ}}-\frac{{\stackrel{\·}{V}}_r}{Z}{e}^{\mathrm{\γZ}}={\stackrel{\·}{I}}_i{e}^{-\mathrm{\γZ}}+{\stackrel{\·}{I}}_r{e}^{\mathrm{\γZ}}$

$Z=\sqrt{\frac{R+\mathrm{j\ωL}}{G+\mathrm{j\ωC}}},$ γ＝α+β， $\mathrm{\α}=\frac{R}{2}\sqrt{\frac{C}{L}}+\frac{G}{2}\sqrt{\frac{L}{C}},$ $\mathrm{\β}=\mathrm{\ω}\sqrt{\mathrm{LC}}$

其中，

I_i、V_i：行波的电流值和电压值

I_r、V_r：反射波的电流值和电压值

γ：传播常数

α：衰减常数

β：相位常数

Z：特性阻抗

R：串联电阻

L：串联电感

G：并联电导

C：电容

分布式恒定线上的电流值与特性阻抗成反比。共面类线(coplanar type line)的特性阻抗如下给出：

$Z_0=\frac{{\mathrm{\η}}_0}{4\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}}}\×\frac{K^{\′}\left(k\right)}{K\left(k\right)}$

其中，ε_eff表示共面类线的有效介电常数，η₀为自由空间中的波阻抗，K(k)为第一类的理想椭圆积分，而′为导数。

ε_eff、η₀和K(k)表示如下：

${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{eff}}=1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_r-1}{2}\×\frac{K^{\′}\left(k\right)}{K\left(k\right)}\×\frac{K\left(k_1\right)}{K^{\′}\left(k_1\right)}$

${\mathrm{\η}}_0=\sqrt{\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{{\mathrm{\ϵ}}_0}}=120\mathrm{\π}$

$K\left(k\right)={\∫}_0^1\frac{\mathrm{dx}}{\sqrt{(1-X^2)\×(1-k^2{X}^2)}}$

$k=\frac{w}{d}$

$k_1=\frac{\sinh (\mathrm{\πw}/4h)}{\sinh (\mathrm{\πd}/4h)}$

由k、电介质衬底的介电常数ε_r、以及电介质衬底的厚度h来确定特性阻抗Z₀。这样，可通过以适当的方式改变中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k来改变特性阻抗。

实施例2

考虑到以上内容，将描述本发明的另一个实施例。通过试图减小定义共面波导滤波器的谐振器的最大电流密度，已对增大的谐振器的特性阻抗的使用作出了研究。通过例子的方式，例如，考虑具有100Ω的特性阻抗的谐振器与具有50Ω的特性阻抗的第一输入/输出终端部分4a的组合。上述的、图5中所示的滤波器包括具有50Ω的特性阻抗的第一输入/输出终端部分4a，并且当谐振器具有100Ω的特性阻抗时，假定第一输入/输出终端部分4a的接地导体间距d_io为0.4mm且中央导线宽度w_io为0.218mm，则得出谐振器将具有1.780mm的接地导体间距d₁和0.218mm的中央导线宽度w₁。

图8中图示了此数值例子的、对四分之一波长四级共面波导滤波器中的电流密度分布执行仿真的结果，其对应于图4。电流密度在位于距共面线的输入端约8.0mm的距离的第一电感耦合器8a处、以及还在位于距该输入端约22mm的距离的第二电感耦合器8b处达到其最大值。电流密度的峰值约为1200A/m，该电流密度与图3中所示的略小于约2200A/m的峰值相比显著减小。图9以与图4相对应的方式、以放大比例图示了第一电感耦合器8a的电流密度分布。距第一输入/输出终端部分4a的信号输入端8.159mm的距离的位置落在短线导体7a1上，并对应于由图5中示出的线IX-IX所指示的部分。因此，从朝向谐振器5b放置的短线导体7a1的侧边缘退回约0.02mm的X轴位置，表示图9中示出的8.159mm的位置。图9图示了从此位置开始并向输出延伸约0.1mm的范围中的电流密度分布。可以看出，电流集中出现在短线导体7a1接触中央导线2_R2的拐角β处。图9中不存在其它出现电流集中的拐角。这样，通过此实施例，减小了电流密度中的峰值个数。所述单个峰值约为1200A/m的值，其被减小到约为传统值的55％的幅度。峰值个数减小的原因在于，作为在现有技术中出现的进入接地导体的矩形凹槽20在此实施例中不存在这一事实的结果，发生电流集中的拐角的数目减小。峰值电流密度的减小代表将谐振器的特性阻抗增大到100Ω的效果。

通过此实施例，减小了谐振器5a到5b的每个中的电流密度，并且，相对于图3和4，最大电流密度减小了45％，其被转换为约70％的功率减小。

应当注意，使用等于100Ω的谐振器的特性阻抗在第一和第二输入/输出终端部分4a和4b处产生特性阻抗的失配。在此方面中，对于第一输入/输出终端部分4a来说，在第一输入/输出终端部分4a和第一谐振器5a之间连接的第一电容耦合器6a用作防止反射损耗的发生的阻抗转换器。类似地，对于第二输入/输出终端部分4b来说，第三电容耦合器6c用作阻抗转换器。

图10示出在图5中所示的共面波导滤波器的频率响应。在图10中，横坐标表示频率f而纵坐标表示增益G。在图10中，虚线指示滤波器的通频带，而实线指示通频带内的信号反射量。从通频带宽度内的最大反射小到-30dB的事实中可以看出，不存在由第一和第二输入/输出终端部分4a和4b与谐振器5a到5d之间的特性阻抗的差引起的损耗。

在以上描述中，与特性阻抗等于50Ω的第一和第二输入/输出终端部分4a和4b相对，谐振器的特性阻抗呈现为100Ω，但应当理解，本发明不限于这一特性阻抗的组合。例如，通过适当改变中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k，相对于输入/输出终端部分的50Ω的特性阻抗而为谐振器选择150Ω的特性阻抗是容易实现的。图11图示了当中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k或k＝w₁/d₁变化时的特性阻抗Z₀的变化。在图11中，横坐标以对数比例来表示k，而纵坐标使用d₁作为参数来表示特性阻抗Z₀。当d₁等于0.100mm时，特性曲线与当d₁等于0.400mm时基本相同。当d₁等于1.780mm时，Z₀呈现为稍高的值。有可能为从0.54到0.65的k的范围建立50Ω的特性阻抗，为0.1左右的k值建立100Ω的特性阻抗，而为等于0.01的k值建立140Ω或更大的特性阻抗。

这样，通过减小k值，有可能增大特性阻抗。然而，简单增大特性阻抗不保证可减小最大电流密度。如上述的图6所示，最大电流密度在大约从0.25到0.55的k的范围中呈现其最小值。因此，需要的不是简单减小k来增大特性阻抗。从图6中看出，当k减小到约0.1或更小时，最大电流密度急剧增大。考虑到图11中示出的内容，即对于0.1左右的k值的特性阻抗约为100Ω，可以看出，如果选择特性阻抗大于100Ω，则减小最大电流密度的效果变小。由上，作为优选，将k选择为约0.08或更大，而将所述阻抗设置在100Ω或更小。

在本实施例中，已描述了一个例子，其中串联连接四个谐振器，但应当理解，谐振器的数目不限于四个。即使单级谐振器也可起到滤波器的作用。例如，对于单级谐振器来说，图10中示出的频率响应中，由实线指示的反射响应将仅在一个位置处急剧衰减，并且，由虚线指示的通频带响应将为在反射响应显示出急剧衰减的频率处具有陡峰的窄响应(narrow response)。这样，即使通频带变窄，单级谐振器仍起到滤波器的作用。图12中示出了由单级谐振器形成的滤波器的例子。第一谐振器5a的中央导线2_R1的一端通过第一电容耦合器6a与第一输入/输出终端部分4a耦合，而中央导线2_R1的另一端通过第一电感耦合器8a与第二输入/输出终端部分4b耦合。将第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的中央导线宽度w_io和谐振器5a的中央导线宽度w₁选择为彼此相等，而将谐振器5a的接地导体间距d₁选择为大于第一和第二输入/输出终端部分4a和4b的接地导体间距d₁。朝向第一输入/输出终端部分4a放置的第一电容耦合器6a的电容耦合端51表示中央导线2_4a的简单延长，而通过中央导线2_R1自身直接限定朝向中央导线2_R1放置、并与耦合端51相对的电容耦合端61。因此，第一电容耦合器6a具有比图5中示出的第一电容耦合器6a小的耦合强度。

第二输入/输出终端部分4b的中央导线24b直接与短线导体7a1和7a2相连接。通过电感耦合器8a将谐振器5a和第二输入/输出终端部分4b耦合在一起。谐振器和输入/输出终端部分之间的耦合根据耦合强度的设计平衡而设置，并可包括电容或电感耦合。

如将从单级谐振器滤波器的滤波器响应的描述中理解的，当使用多个谐振器时，例如，在图5示出的例子中，通过调整谐振器5a到5d中的相邻谐振器之间的耦合，获得图10中示出的总体需要的通频带宽。

在实施本发明的该模式中，中央导线2和第一和第二接地导体可由镧-、钇-、铋-、铊-以及其它高温超导体构成，以限定超导波导滤波器。由于根据本发明来减小最大电流密度已成为可能，所以，出现电流流动超过高温超导体的临界电流的可能性被最小化，使得超导共面波导滤波器的低损失效果被完全实现，而不伴随超导共面波导滤波器的损坏。例如，通过参照图6，可预先选择中央导线宽度和接地导体间距，以在所要求的最大电流密度下，避免电流流动超过高温超导体的临界电流。

实施本发明的第二模式

现在将描述实施本发明的第二模式，其中，特性阻抗维持不变，而使谐振器的中央导线宽度w₁大于输入/输出终端部分的中央导线宽度w_io，以减小电流密度。

图13A到13C中图解了实施本发明的第二模式。在此例子中，四个四分之一波长四级共面谐振器5a到5d串联连接，并且此例子与图2中示出的现有配置的不同之处在于，谐振器5a到5d中的每个的中央导线宽度w₁和接地导体间距d₁大于输入/输出终端部分4a和4b中的每个的中央导线宽度w_io和接地导体间距d_io。然而，在此例子中，从表示信号输入终端的第一输入/输出终端部分4a，通过各个谐振器到表示信号输出终端的第二输入/输出终端部分4b的特性阻抗采用恒定值，该值被选择为50Ω。在被置于输入和输出端的第一和第二电容耦合器6a和6c中，与中央导体2_4a和2_4b相邻放置的电容耦合端51和52以中央导体的交叉相对方向(opposite crosswise direction)上延长，并被与谐振器的电容耦合端61和62平行且靠近相对地放置，以通过与图5中示出的实施例中的方式相类似的方式来加强耦合。在第一和第二电感耦合器8a和8b中的第一和第二接地导体3a和3b中的任一个中都未形成图2中示出的矩形凹槽20。为给出特定数值，与图5中的0.218mm相对，在此例子中的形成谐振器的中央导线宽度w₁被选择为1.164mm。

图14中图示出根据实施本发明的第二模式的四分之一波长四级共面波导滤波器的电流密度分布，其对应于图3。在位于距共面线的输入约10mm距离的第一电感耦合器8a处、以及位于距该输入约25mm距离的第二电感耦合器8b处，电流密度处于其最大值。电流密度的峰值约为1100A/m，其比图3中示出的峰值显著减小。图15以与图4相对应的方式、以放大比例图示出第一电感耦合器8a的电流密度分布。图15中示出的在10.437mm的位置表示与图13中示出的线XV-XV相对应的X轴位置，从朝向谐振器5b放置的短线导体7a1的侧边缘向输入退回约0.02mm时到达该位置。图15图示出从此位置开始并向输出延伸0.1mm的区域中的电流密度分布。应当注意，电流集中出现在作为短线导体7a1和中央导线2_R2之间的接合的拐角β处。峰值达到约1100A/m。除了此峰值，不存在其它峰值或集中的电流密度。将在示出上面与现有技术相结合来描述的第一电感耦合器8a处的电流密度分布的图14、以及实施本发明的第二模式的第一电感耦合器8a处的电流密度分布之间考虑作一个比较。首先应当注意，在当前例子中，电流密度的峰值个数减少。峰值具有约为1100A/m的值，其降低至约50％的级别。峰值数的减少可归因于：在当前例子中，不存在在现有技术中使用的置入接地导体的矩形凹槽20。电流密度的峰值的减少代表增大中央导线宽度w₁的效果。

可以看出，如果特性阻抗维持在50Ω不变，则通过增大中央导线宽度w₁来减小每个谐振器中的电流密度，在最大电流密度中的减小总计约为50％，其等价于约75％的功率减小。

图16中图示出当特性阻抗维持不变时，相对于中央导线宽度w₁而绘出的最大电流密度。在图16中，横坐标表示中央导线宽度w₁，而纵坐标表示每个特性阻抗线的最大电流密度i_max，其中通过中央导线宽度w₁等于1.16mm的50Ω的特性阻抗线上的最大电流密度对所述最大电流密度i_max归一化。示出对于作为参数的20、40、50、60、70、80、100和150Ω的特性阻抗的响应。应当注意，所述响应为这种响应，即随着中央导线宽度w₁增大，最大电流密度变小。

由于通常使用50Ω的特性阻抗，所以，当从第一输入/输出终端部分4a到第二输入/输出终端部分4b使用50Ω的特性阻抗时，谐振器的中央导线宽度w₁可从第一输入/输出终端部分4a的中央导线宽度w_io延长的范围可从图11中确定。由于当第一输入/输出终端部分4a具有0.4mm的接地导体间距d_io和0.218mm的中央导线宽度w_io时，第一输入/输出终端部分4a具有等于0.54的k值，所以，通过在0.54＜k≤0.65的范围中选择谐振器的k值，可通过增大中央导线宽度w₁而从图11中得到电流密度减小的效果。

如上面提到的，根据本发明，可将电流密度减小到现有技术的共面滤波器的最大电流密度之下，其中在现有技术中，将谐振器的接地导体间距和中央导线宽度选择为等于输入/输出终端部分的接地导体间距和中央导线宽度。

尽管已通过将接地导体间距d₁的最大值选择为1.780mm、且将中央导线宽度w₁的最大值选择为1.308mm来描述了本发明，但应当理解，本发明不限于这些数值。根据本发明，通过选择中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值w₁/d₁，使优选的滤波器设计成为可能，并且因此，本发明并不由这样的数值决定。

图17中示出根据本发明的再一实施例的共面波导滤波器。例如，正方形管状金属外壳10包含上面提到的实施例中的任意一个的共面波导滤波器11。将共面波导滤波器11与外壳10的一个侧面平行且呈相对关系地放置，外壳10的内部空间基本上被共面波导滤波器11作二等分。从共面波导滤波器11发射的电磁功率几乎全部被外壳10的内表面反射，并且所发射的电磁功率的大部分被共面波导滤波器11回收，由此减小了发射损耗。通常，将使用超导材料的共面波导滤波器包含在某些种类的外壳中，以产生超导状态。

可将本发明类似地应用于传输线，如接地共面线，只要其能够通过适当设计来形成滤波器、以及调节输入/输出终端部分的特性阻抗和在传输线内形成的谐振器的特性阻抗。

实施本发明的第三模式

作为实施本发明的第三模式，将描述根据本发明的形成滤波器的方法。图18中示出用于此模式的处理程序的例子，而图19中示出在该程序的一部分中使用的辅助单元的示例性功能结构。

对于具有中央导线宽度w₁和接地导体间距d₁的变化值的共面谐振器5，基于在假定要使用共面波导滤波器的系统中所要求的电流(功率)，通过使用最大电流密度计算器31来确定谐振器5中的最大电流密度(步骤S1)。

对于这样得到的大量计算结果，以在对实施本发明的第一模式的描述中的上述方式，参照图6来确定中央导线宽度w₁对接地导体间距d₁的比值k或k＝w₁/d₁的每个值的归一化最大电流密度i_max，n，并且，将此对应关系以及主要的所计算的电流值存储在数据库32中(步骤S2)。

预先准备此数据库32。

因此，形成滤波器的方法通常以根据使用共面波导的系统所要求的电流i_d、而通过最大电流密度判定单元33获得在数据库32中的几个归一化最大电流密度而开始(步骤S3)。

选择器34选择多个k值并显示在显示器35上，其中所述k值对应于归一化最大电流密度的范围，所述最大电流密度的范围等于或小于如上获得的、高于几个归一化最大电流密度10％的值(步骤S4)。

对于几个所选择的k，由参数计算器36基于所要求的特性阻抗、外部轮廓(outer profile)尺寸以及其它条件，而确定接地导体间距d₁和中央导线宽度w₁，并将其显示在显示器35上(步骤S5)。

随后为具有所显示的接地导体间距d₁和中央导线宽度w₁的滤波器、输入/输出终端部分和每个耦合器设计模式(pattern)(步骤S6)。蚀刻电介质衬底上的导体膜，以便可得到所设计的模式，由此形成期望的共面波导滤波器(步骤S7)。

当期望如系统需求来减小最大电流密度时，可增加特性阻抗，和/或减小中央导线宽度。当期望如系统需求来减小导体损耗时，可修改k，以便增加谐振器5的无负载Q。

这样，可形成符合系统要求的电流的滤波器。这与现有技术截然不同，其中，确定完整滤波器中的最大电流密度，并随后确定在相应系统中的使用的电流(功率)。

Claims (10)

1.一种共面波导滤波器，包括：

电介质衬底、

在所述电介质衬底的一个表面上由第一中央导线和在所述电介质衬底的相对侧上分别形成的第一以及第二接地导体所形成的至少一个共面波导谐振器，所述第一以及第二接地导体之间限定了第一接地导体间距；以及

共面输入/输出终端部分，由第二中央导线和与所述第一以及第二接地导体一体形成的第三以及第四接地导体形成在电介质衬底的所述一个表面上，并且分别布置在第二中央导体的相对侧上，所述第三以及第四接地导体之间限定了第二接地导体间距；以及

电容耦合器，由所述第一和第二中央导线的沿其宽度方向延伸并且彼此相对的端部形成，用于在共面输入/输出终端部分与共面波导谐振器之间产生电容性耦合；

其中，所述共面波导谐振器的第一接地导体间距和第一中央导线的宽度之一大于所述输入/输出终端部分的第二接地导体间距和第二中央导线宽度中的对应的一个。

2.如权利要求1所述的共面波导滤波器，其中，所述滤波器包括：多个所述共面波导谐振器、至少一对通过电感耦合器耦合在一起的相邻共面波导谐振器、其中所述电感耦合器包括每个具有等于所述共面波导谐振器的第一和第二接地导体和第一中央导线之间的间距的长度的电感耦合器的短线导体。

3.如权利要求1或2所述的共面波导滤波器，其中，所述共面波导谐振器的第一接地导体间距大于所述共面输入/输出终端部分的第二接地导体间距，并且其中，所述共面波导谐振器的第一中央导线的宽度对第一接地导体间距的比值k满足以下关系：0.20≤k≤0.70。

4.如权利要求3所述的共面波导滤波器，其中，所述共面波导谐振器具有大于所述共面输入/输出终端部分的特性阻抗的特性阻抗。

5.如权利要求4所述的共面波导滤波器，其中，耦合所述共面输入/输出终端部分和所述共面波导谐振器的电容耦合器还起到匹配所述两个特性阻抗的阻抗转换器的作用。

6.如权利要求1或2所述的共面波导滤波器，其中，所述第一接地导体间距大于所述第二接地导体间距，所述共面波导谐振器的第一中央导线的宽度等于所述共面输入/输出终端部分的第二中央导线的宽度，所述共面波导谐振器具有大于所述共面输入/输出终端部分的特性阻抗的特性阻抗。

7.如权利要求1或2所述的共面波导滤波器，其中，所述共面波导谐振器的第一中央导线的宽度至少大于所述共面输入/输出终端部分的第二中央导线的宽度，并且，所述共面波导谐振器具有与所述输入/输出终端部分的特性阻抗相等的特性阻抗。

8.如权利要求7所述的共面波导滤波器，其中，所述输入/输出终端部分的第二中央导线的宽度对第二接地导体间距的比值k等于0.54，而所述共面波导谐振器的第一中央导线的宽度对第一接地导体间距的比值k满足以下关系：0.54≤k≤0.65。

9.如权利要求1至7中的一项所述的共面波导滤波器，其中，所述共面波导谐振器和所述波导输入/输出终端部分由超导材料构成。

10.如权利要求1至8中的一项所述的共面波导滤波器，还包括：

金属外壳，用于容纳所述电介质衬底、所述共面波导谐振器和所述波导输入/输出终端部分。

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