JP4359279B2 - コプレーナ共振器及びフィルタ - Google Patents
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Description
図20に特許文献1に示されたコプレーナラインを用いたフィルタの一例を示す。フィルタ200は、矩形板状の誘電体基板201の表面全面に蒸着若しくはスパッタ法により設けられた地導体202を、ホトリソグラフィ(Photo Lithography)によるエッチング加工でパターニングされた4個のλ/4コプレーナ共振器Q1,Q2,Q3,Q4の直列接続で構成されている。
λ/4コプレーナ共振器Q1の中心導体203の一端は、接地された地導体202に接続され、中心導体203の延長方向中央部分から誘電体基板201の長手方向の一辺側に入出力端子P1が導出されている。
このようなフィルタは、例えば移動体通信用の基地局に用いられ、アンテナのすぐ傍に配置される。基地局に用いられるフィルタは、損失を小さくする目的で、フィルタ全体を冷却して超伝導状態で使用されることがある。このような場合、空気抵抗を減らすために、冷却装置を含めたフィルタ全体の大きさを極力小型にする必要がある。また、フィルタが小さければ、冷却装置の冷却能力も小さくて済む。このように小型の部品が求められている。
信号の入出力方向に対して直交する方向の中心導体線路の長さを長くすれば、入出力方向のフィルタ全長は短縮することができるが、入出力方向と直交する方向の大きさが大となる課題があった。
[第1の実施形態]
この発明の第1の実施形態としてこの発明の半波長コプレーナ共振器を図1(b),図1(c)に示す。図1(b),(c)に示すこの発明の半波長コプレーナ共振器は、図1(a)に示す従来の半波長コプレーナ共振器の中心導体を変形したものである。
図1(a)は、矩形板状の誘電体基板10の表面上に形成された電極構造を真上から見た平面図である。誘電体基板10の一方の短辺の中央部分に長方形形状の入出力端子11が配置され、その入出力端子11の長辺両外側にはギャップg10の間隔を空けて接地電位に接続される地導体12a,12bが形成されている。入出力端子11の基板内側には、ギャップg10と同じ間隔を空けて地導体12aと12bを接続する短絡部15が形成され、ギャップg11の間隔を空けて入出力端子11と同じ幅の中心導体13の一端と対向している。
中心導体13の長手方向両外側には、入出力端子11部分のギャップg10よりも大きなギャップg14の間隔を空けて地導体12a,12bが配置されている。中心導体13の他端側には、ギャップg11と同じ間隔を空けて誘電体基板10の一方の短辺と同じ形状に形成された短絡部16と入出力端子14が配置されている。
入出力端子11,14とギャップg11の間隔を空けて、同一直線上の誘電体基板10の表面上に配置される主線路導体20の両端部が、入出力端子11,14の方向と直交する向きに分岐している。分岐後、一定の長さ延長された両端部が主線路導体20に平行に折り返され、主線路導体20の一端側で副線路導体21a,21bと他端側で副線路導体22a,22bを形成している。
すなわち、主線路導体20の長手方向の中心線を中心軸に線対称な線路導体形状になっている。
図1(a)に示した従来の共振器と同じ共振周波数の共振器を、図1(b)に示す形状で設計した具体例を示す。例えば、主線路導体20及び副線路導体21a,21b,22a,22bの幅を0.16mm、地導体12a,12bと副線路導体との間隔を0.12mm、主線路導体20と副線路導体との間隔を0.12mm、の前提で設計すると、入出力端子11,14間方向の共振子の長さは6.4mmに設計できる。
図1(c)は折り返された副線路導体21aと22a(21bと22b)が主線路導体20の中央部分で接触する前に、主線路導体20と直交し主線路導体20から遠ざかる方向に屈曲し、一定の長さ延長された後に主線路導体20及び副線路導体と平行して折り返された副線路導体23a,23b,24a,24bが形成されている。
このように折り返しを2回行うことで、共振子の長さを5.22mmと更に小型にすることができる。但し、折り返し回数を増やしたことで、信号が伝搬する方向と直交する方向の寸法は、0.96mmから1.52mmと大きくなっている。この折り返しの回数は、許される誘電体基板の大きさによって決められる設計事項であって、任意の回数に設定されるものである。
〔半波長共振器の特性〕
図1(a),(b),(c)に示した共振器の周波数特性を図2に示す。図2の横軸は周波数(GHz)であり、縦軸は入出力間の信号透過の割合を表すSパラメータのS21(dB)である。縦軸の目盛りは、−40dB〜−180dBと表記されている。この値については、図2が共振周波数を解析する目的のシミュレーション結果であるので、値の大きさにあまり意味を持たない。相対的な変化に意味のある特性である。以下に示す共振器の周波数特性を示す図の横軸と縦軸の関係は同じであり、以降、説明は省略する。
[第2の実施形態]
第2の実施形態としてこの発明のλ/4コプレーナ共振器を図3(b),(c),(d)に示す。図3(a)は、従来のλ/4コプレーナ共振器である。図3(a)〜(d)は、信号を入出力する入出力端子は省略して表記している。図3(a)に示すλ/4コプレーナ共振器は、中心導体30の一端が地導体12に電気的に接続され、接地される。共振周波数を5GHzとする中心導体の長さは6.38mmであり、その中心導体30の延長方向両外側を0.12mmの間隔のギャップg30を介して地導体12が取り囲んでいる。
図3(b)に示すように中心導体を主線路導体31と副線路導体32a,32bで構成するようにした場合、共振子としての線路長は、主線路導体31の長さと、副導体線路32aと、若しくは、主線路導体31の長さに、副導体線路32bと、を合わせた長さになる。その長さは同じになるように設計される。
図3(a)に示した従来の共振器と同じ共振周波数の共振器を、図3(b)に示す形状で設計すると、線路の幅や地導体との間隔は上記した例と同一条件で、主線路導体31の延長方向の長さ、すなわち、λ/4共振子の信号伝搬方向の長さは3.16mmに設計できる。
主線路導体31の他端が、主線路導体31の延長方向と直交する向きに分岐した後に、比較的長い長さ線路が延長されたのち、線路両端部が主線路導体31と平行に折り返され副線路導体34a,34bが形成される。副線路導体32a,32bが延長され地導体12に接触する手前で、延長方向と直交し、主線路導体31に近づく方向に屈曲され所定の長さ延長された後、主線路導体31と平行に折り返されて副線路導体35a,35bが形成される。副線路導体35a,35bが延長され副線路導体34a,34bに接触する手前で、延長方向と直交し、主線路導体31から遠ざかる方向に屈曲され所定の長さ延長された後、主線路導体31と平行に折り返されて副線路導体36a,36bが形成される。
副線路導体を屈曲延長する方向を変えると、副線路導体の形状は変化するが、主線路導体と副線路導体を合わせた線路長を所望の長さに設計することで、任意の周波数のλ/4共振器を構成することが可能である。
〔λ/4共振器の特性〕
図3(a)と図3(b)に示した共振器の周波数特性を図4に示す。図3(a)に示した従来のλ/4共振器の特性を実線で示す。この発明の1回折り返した副線路導体と主線路導体とによる共振器の特性を破線で示す。
ここで、周波数が6〜15GHzにかけて両者のS21の値に約17dB程度の差が出ている点に気が付く。これについては、解析に当たって、共振子を励振する入出力端子に相当する励振線と、共振子との結合状況が、共振子の形状変更に伴って変わったことによるもので、特別な意味は持たない。各特性の変化だけに意味のある特性である。
図5に示すように、副線路導体32a,32bの遊端部は、隣接線路導体31側に近づく幅広部50a,50bとされている。副線路導体32a,32bの遊端部を幅広にすることで、図5に示すように主線路導体31の延長方向の長さを1.98mm、にしても、図3(b)と同等の周波数特性が得られる。このとき、主線路導体31の延長方向と直交する方向の地導体12の間隔は2.08mmである。
主線路導体31の延長方向の長さを3.16mmから1.98mmに短縮しても、同じ共振周波数が得られる理由は、副線路導体32a,32bの途中で線路幅が階段状に変化することで、線路インピーダンスがステップ状に変化するステップインピーダンス構造となり、幅広部50a,50bと地導体12との間の電磁的結合が強くなるからだと考えられる。
この線状挿入地導体部を設けた実施例7を図7に示す。図7の線路導体の基本形状は、説明済みの図3(b)と同一であるので、図3(b)と参照符号を同一とする。実施例7が図3(b)と異なる点は、主線路導体31と副線路導体32aとの間に線状挿入地導体部70aが挿入され、主線路導体31と副線路導体32bとの間に線状挿入地導体部70bが挿入されている部分である。
図8においては、5GHz程度の共振周波数がLを可変することによって微妙に変化している点と、スプリアスが大きく変化している点が見て取れる。L=1.20mmの時のスプリアス周波数は約16.67GHz、L=1.60mmのとき約15.25GHz、L=2.00mmのとき約13.56GHz、L=2.14mmのとき12.97GHzと、Lを大きくする程、スプリアス周波数は下がる傾向を示す。スプリアス周波数はLを大きくするにしたがって、下がるが共振周波数との間に十分な周波数差があるので、使用上問題になることはない。
このように、同一寸法の主線路導体31と副線路導体32a,32bで在っても、線状挿入地導体部70a,70bの長さLを大きくすることで共振周波数を下げる事ができる。
これはすなわち、線状挿入地導体部によって共振器が小型に出来ることを意味している。
以上、実施例1〜10の共振器を構成する共振子の色々な形状を示して来たが、これまでに述べた主導体線路と地導体との接合部や、副線路導体の屈曲部は全て直角の例を示して来た。今まで述べてきたコプレーナ共振器やコプレーナフィルタは、損失を極めて少なくする目的で、共振器(フィルタ)全体を冷却して超伝導状態で使用する場合がある。そのとき、共振器(フィルタ)の各部分の電流密度が問題になることがある。
図11(a)は、説明済みの図3(b)の主線路導体31と地導体12の接続部と、副線路導体の折り返し部を円弧形状にしたものである。参照符号は図3(b)と同一にしてある。ここで特に電流集中が見られる部分は、地導体12から主線路導体31に電流が流れ込む、主線路導体31の根元部分190a,190bである。この部分を円弧形状にすることで、電流集中を緩和することが可能である。更に折り返し部も円弧形状にすると効果的である。
〔応用例1〕
次に、実施例1〜10で述べてきた共振器を組み合わせて構成したフィルタの例を示し、その周波数特性を示す。以下に示す帯域通過フィルタは、チェビシェフ特性のフィルタであり、中心周波数5GHz、帯域幅160MHz、帯域内リプル0.01dBとして設計したものである。図12に図7に示したλ/4共振器を4個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す。矩形状誘電体基板10の長手方向の一方の一辺の中央部分に入出力端子120の一端が形成され、誘電体基板10の長手方向に向けて延長されている。入出力端子120の延長方向の両外側には、ギャップg30の間隔を空けて地導体12a,12bが配置されている。
静電電極121の入出力端子120と反対側には、ギャップg31の間隔を空けて図7で説明したλ/4共振器Q1が、副線路導体122a,122bを静電電極121に対向させて配置されている。λ/4共振器Q1の主線路導体123の副線路導体122a,122bと反対側の端は、地導体12aと12bとを接続する誘導性結合部L1に接続されている。
λ/4共振器Q2の副線路導体124b,124aの共振器Q1と反対側には、ギャップg32の間隔を空けて、地導体12aと12bとを接続する短絡線路125が形成されている。
共振器Q4の副線路導体128b,128aの共振器Q1と反対側には、ギャップg34の間隔を空けて静電電極121と同一形状の静電電極129が配置され、静電電極129の中央部分から入出力端子130が、共振器Q1と反対側の矩形状誘電体基板10の短辺中央部分に導出されている。
図12に示すフィルタの周波数特性を図13に示す。図13の横軸は周波数GHz、一方の縦軸は、入力した信号の反射の割合を表すSパラメータのS11をdBで、他方の縦軸は、SパラメータのS21をdBで表す。以降に示すフィルタの周波数特性の、横軸と縦軸の関係は、この図13と同じであるので、以降、軸の説明は省略する。
〔応用例2〕
図14に同じ図7に示したλ/4共振器を8個直列に接続して構成したフィルタの平面図を示す。詳細な接続関係の説明は省略し、各共振器の接続関係だけを簡単に説明する。矩形板状の誘電体基板10の一方の短辺側から、入出力端子120を介して図7に示したλ/4共振器Q1が配置され、以降、他方の短辺に向けて誘導性結合部L1、λ/4共振器Q2、容量性結合部C1、λ/4共振器Q3、誘導性結合部L2、λ/4共振器Q3、誘導性結合部L2、λ/4共振器Q4、容量性結合部C2、λ/4共振器Q5、誘導性結合部L3、λ/4共振器Q6、容量性結合部C3、λ/4共振器Q7、誘導性結合部L4、λ/4共振器Q8、入出力端子130の順に配置されλ/4共振器が8個直列に接続されたフィルタを構成している。
図14に示したλ/4共振器を4個直列に接続したフィルタに対して、直列に接続されたλ/4共振器の数が増えた分、周波数帯の選択度が高くなっている。
〔応用例3〕
図16に、先に図10(a)で示した副線路導体の遊端部を幅広にした線路形状の共振子に更に線状挿入地導体部を設けたλ/4共振器を8個直列に接続してフィルタを構成した誘電体基板10の平面図を示す。
このフィルタの周波数特性を図17に示す。中心周波数5.001GHz、帯域幅176MHzを示している。帯域幅176MHzの範囲内においてS11は、約−21dB以下の値を示している。図14に示したフィルタとほぼ同じ特性を示している。
〔応用例4〕
図18に先に図10(c)に示した副線路導体の屈曲方向が交互に変わることで、渦巻き状に副線路導体が形成された共振器子に、鉤状の挿入地導体部が設けられたタイプのλ/4共振器を8個直列に接続してフィルタを構成した誘電体基板10の平面図を示す。
矩形板状の誘電体基板10の一方の短辺側から、入出力端子120が直接電極によって誘導性結合部L1に接続され、誘導性結合部L1は直接、図10(c)に示したλ/4共振器Q1の主線路導体に接続されている。以降、他方の短辺に向けて容量性結合部C1、λ/4共振器Q2、誘導性結合部L2、λ/4共振器Q3、容量性結合部C2、λ/4共振器Q4、誘導性結合部L3、λ/4共振器Q5、容量性結合部C3、λ/4共振器Q6、誘導性結合部L4、λ/4共振器Q7、容量性結合部C4、λ/4共振器Q8、誘導性結合部L5、入出力端子130の順に配置されλ/4共振器が8個直列に接続されたフィルタを構成している。
以上に示したように、この発明による共振器を用いてフィルタを構成しても、正常に機能することが分かる。
以上述べて来た様に、この発明のコプレーナ共振器によれば、中心導体線路長が、信号の伝搬方向に平行に配置される主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端部分が折り返された副線路導体との合計の線路で構成されるので、折り返した副線路導体の長さ分、信号の伝搬方向の共振器の長さを短くすることが出来る。これは、従来コプレーナ共振器の小型化の一つの方法として行われて来た中心導体線路をメアンダ状に連ねた構造にする方法に比較して、信号の伝搬方向と直交する方向に広げる幅が小さい。その幅は、誘電体基板10を効率よく製造するための大きさ、或いは強度を持たすために必要な寸法の範囲内に十分収めることが可能であるので、共振器をより小型に形成することが出来る。
Claims (7)
- 主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体と、により中心導体が構成され、
上記主線路導体と上記副線路導体との間に地導体が延長された線状挿入地導体部が設けられたことを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項1に記載のコプレーナ共振器において、
上記副線路導体は、複数回折り返されていることを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項2に記載のコプレーナ共振器において、
上記複数回折り返された副線路導体間に地導体が延長された線状挿入地導体部が設けられたことを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項1乃至3の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
副線路導体の先端(遊端)部は、上記折り返し延長された部分の副線路導体の線路幅より広い幅広部とされていることを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項1乃至3の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
上記線状挿入地導体部の遊端は、副線路導体に近づく幅広部の挿入地導体幅広部とされていることを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項1乃至5の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
少なくとも主線路導体と地導体との接続部が円弧形状であることを特徴とするコプレーナ共振器。 - 請求項1乃至6の何れかに記載したコプレーナ共振器の複数個が、順次結合部を介して直列に共通基板上に接続されていることを特徴とするコプレーナフィルタ。
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