CN100336292C - 基于桥式电路的单相大功率单级变换器拓扑及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于桥式电路的单相大功率单级变换器拓扑及控制方法，主电路拓扑将升压型功率因数校正电路与桥式变换电路相结合，通过开关元件的控制信号的协调控制，可以实现输出电压的稳定或调节，同时控制输入电流跟踪电源电压，达到近似为1的功率因数和很小的电流畸变率。该主电路拓扑与常规的两级变换器相比，简化了电路结构，提高了电路效率，在开关电源等系统中具有良好的应用前景。

Description

基于桥式电路的单相大功率单级变换器拓扑及控制方法

                          技术领域

本发明属于电气技术领域，涉及含有功率因数校正装置的开关电源的桥式电路单相大功率单级变换器拓扑及控制方法。

                          背景技术

随着电力电子装置的广泛应用，其产生的谐波问题也日益受到关注。在各类开关电源中，输入整流普遍采用二极管整流加电容滤波的拓扑结构。这种电路导致输入电流含有很大的电流谐波含量，严重干扰了电网。为了减少对交流电网的谐波污染，目前国内外已推出了一些限制电流谐波的标准，如GB 17625.1-1998，IEC 61000-3-2，IEC 61000-3-4等。这些谐波标准的强制实施要求采用交流输入的电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。

为了使电源的输入电流谐波满足要求，必须加功率因数校正(PFC)装置。目前常用的方法可分为：无源滤波电路、有源的单级和两级PFC变换器。无源滤波电路有很高的效率和较低的价格，但是由于工频的电感和电容的尺寸大，所以该滤波电路体积较大而且笨重。比较成熟且应用广泛的为两级有源校正方案，由PFC级和DC/DC级构成，它们有各自的功率器件和控制电路。PFC级使输入电流跟随电压，很容易达到高功率因数及很低的谐波含量。后面接的DC/DC级可以实现输出电压的快速调节，但缺点是电路复杂、成本高，而且由于经过两级变换，损耗较大。单级PFC变换器是将两级变换器中的开关元件进行合并和复用。因此单级变换器具有：①开关器件数减少，主电路体积及成本降低；②控制电路通常只有输出电压一个控制闭环，降低了电路的复杂性；③单级变换器中部分输入能量可以直接传递到输出侧，不经过两级变换，所以可以提高效率。

目前单级PFC变换器拓扑的研究主要采用单开关方案，局限于小功率电源(200W以下)。其主要原因是单级变换器要求兼顾输出电压的快速调节及输入电流波形的控制，单开关方案在设计中存在一些限制，使电路元器件的利用率降低。其次，部分单级变换器虽然可实现部分能量直接向输出侧传递，但其比例较小，因此总体效率有时甚至低于两级变换器，单级变换器成本优势难以体现。此外，与两级变换器相比，单级变换器的输入电流畸变率较高，通常为40％～70％。虽然单个电源可以满足相应的谐波标准，但当负载功率增加，需要电源容量增加或多台电源并联使用时，其谐波指标将不能满足谐波标准，电路拓扑、器件成本及效率等各项指标也难以令人满意。

                         发明内容

由于目前单级变换器拓扑所存在的问题，本发明提出了一种基于桥式电路的单相大功率单级变换器拓扑及控制方法，主电路拓扑将升压型功率因数校正电路与桥式变换电路相结合，将升压型功率因数校正电路中的开关元件及二极管与桥式变换电路一个桥臂的开关元件合并，从而实现减少元件数量的优点。在此电路拓扑的基础上，为保证输出电压的稳定或调节，同时控制输入电流跟踪电源电压，达到近似为1的功率因数和很小的电流畸变率，提出了相应的各开关元件的控制方式。

本发明的技术方案是，

单相大功率单级变换器主电路拓扑，其特征在于：该主电路拓扑包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关构成的桥式变换电路，第一开关和第二开关串联构成超前桥臂，第三开关和第四开关串联构成滞后桥臂，桥式变换电路的输入端连接有整流电路，由整流电路给桥式变换电路提供电源，该整流电路的输入端连接于电网侧，其中一个输出端通过一输入电感连接至串联的第一开关和第二开关的超前桥臂中点，另一个输出端连接于直流母线地端；桥式变换电路的超前桥臂及滞后桥臂并联接于直流母线两端，在直流母线两端同时并联有储能电容；桥式变换电路的变压器与隔直电容串联接于桥式变换电路的超前桥臂和滞后桥臂中点之间。

实现上述单相大功率单级变换器主电路拓扑的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：第一开关与第二开关的驱动信号互补，第三开关与第四开关驱动信号占空比相同；

步骤二：第二开关与第三开关驱动信号前沿同步，第四开关与第一开关驱动信号后沿同步；

步骤三：第一开关和第二开关的驱动脉冲宽度用于控制并联于直流母线的储能电容两端电压，第三开关和第四开关的驱动脉冲宽度用于控制变压器输出电压；

步骤四：第二开关和第三开关采用后沿调制，即通过改变驱动信号的下降沿时刻来进行控制；第一开关和第四开关采用前沿调制，即通过改变驱动信号上升沿时刻来进行控制；

上述各步骤的各开关的工作占空比遵循以下原则：

d₃＝d₄                                    (1)

$U_{\mathrm{dc}}=\frac{U_{i\max }}{1-d_{2\min }}...\left(2\right)$

d_3max＜d_2min                              (3)

d_2max＝1-d_2min                            (4)

式中，U_dc为储能电容两端电压，U_imax为整流电路输入电压峰值，d为开关的占空比，下标中的数字1、2、3、4代表第一、第二、第三、第四开关编号，d下标字母min、max含义为其最小、最大数值。

通过开关元件控制信号的相位同步及占空比限制关系，保证了电路的输入输出性能，而且输入、输出绝大部分时间将工作于电流连续模式，降低了器件损耗，减少了电磁干扰。同时在该控制方式下，当第一开关与第四开关同时导通时，输入电能将部分或全部通过变压器输出，这部分能量由于不再经过储能电容，只经过一次变换，因此损耗较小。

综上所述，本发明所提出的主电路拓扑及相应的控制方式，与常规的两级变换器相比，简化了电路结构，提高了电路效率，在开关电源等系统中具有良好的应用前景。

                        附图说明

图1为本发明所提出的主电路原理图；

图2为本发明所提出的控制信号时序图；

图3为采用本发明方案的实施例的主电路结构图；

图4为采用本发明方案的实施例的控制电路结构图；

图5为实施例装置输入电流的实验波形；

图6为实施例装置输入电流频谱；

图7为实施例装置输出电压纹波。

以下结合附图和电路的工作原理及发明人给出的实施例对本发明作进一步详细描述。

                        具体实施方式

本发明从单相大功率单级变换器主电路拓扑，将升压型功率因数校正电路与桥式变换电路相结合，其结构如图1所示。该拓扑由一整流电路提供电源，该整流电路连接于电网侧，其一个输出端通过一输入电感连接至桥式变换器的超前桥臂中点，另一个输出端连接于直流母线地端；桥式变换电路的超前桥臂及滞后桥臂并联接于直流母线两端，在直流母线两端同时并联有储能电容。桥式变换电路的变压器与隔直电容串联接于桥式变换电路的超前桥臂和滞后桥臂中点之间。

在工作过程中，当第二开关2导通时，输入电源通过第二开关2给输入电感储能，电感电流逐渐增加，当第一开关1导通时，电感电流通过第一开关1向储能电容充电。当第一开关1与第四开关4同时导通，或第二开关2和第三开关3同时导通时，储能电容通过与桥式变换电路相连的变压器输出能量。

上述单相大功率单级变换器主电路拓扑的控制方法，第一开关1与第二开关2的驱动信号互补，第三开关3与第四开关4驱动信号占空比相同。第二开关2与第三开关3驱动信号前沿同步，第四开关4与第一开关1驱动信号后沿同步。第一开关1、第二开关2驱动脉冲宽度用于控制储能电容5电压，第三开关3、第四开关4驱动脉冲宽度用于控制变压器输出电压。第二开关2、第三开关3采用后沿调制方法，即通过改变驱动信号下降沿时刻来进行控制，第一开关1、第四开关4采用前沿调制方法，即通过改变驱动信号上升沿时刻来进行控制。(参见图2)

为保证输出波形及性能，各开关的工作占空比遵循以下原则：

d₃＝d₄                                (1)

$U_{\mathrm{dc}}=\frac{U_{i\max }}{1-d_{2\min }}...\left(2\right)$

d_3max＜d_2min                          (3)

d_2max＝1-d_2min                        (4)

式中，U_dc为储能电容5两端的电压，U_imax为整流电路输入电压峰值，d为开关的占空比，下标中的数字1、2、3、4代表第一、第二、第三、第四开关编号，d下标字母min、max含义为其最小、最大数值。

系统性能与参数间的关系：

输入电流畸变率和直流变换器是衡量单级变压器性能的两个指标。本发明所提出拓扑和控制方式下，此两项指标与控制参数密切相关，其关系为：d_3max(d_4max)越大则直流变换器利用率越高；d_2max越大则输入电流死区越小，输入电流畸变率越小。由上式(1)～(4)所示关系可知，在U_imax输入电压一定时，提高U_dc则d_2min增大，d_3max(d_4max)增加，直流变换器利用率提高，但输入电流死区大，电流畸变率增大，而且U_dc提高将使开关器件、滤波电容等元件的耐压提高。应用时应考虑各项性能的折中，选择U_dc为最高U_imax输入电压的1.5倍较为合适，此时输入电流的畸变率约为15％。。

图3及图4分别为本发明的单级变换器具体实施例，装置容量为1kW。图3为主电路结构图，图4为图3的控制电路结构图。在图3中，装置输入电压为交流220V，输出电压48V。输入电感为0.7mH，电容为两个680μF/400V的电解电容串联使用，开关元件采用英飞凌公司的SPW20N60C3(20A、600V)。高频变压器二次侧采用全波整流电路，输出整流二极管采用IXYS公司的DSEI30-06A(37A、600V)。输出滤波电感为0.1mH，输出滤波电容为2200μF/100V的电解电容。

控制电路由输入侧直流电压控制闭环及输出电压控制闭环构成。输入直流电压控制闭环采用Unitrode公司的UC3854A，该芯片是一种高功率因数校正器集成控制电路芯片。其特点是：可以控制变换器的输入端功率因数接近于1，采用平均电流控制方法、恒频控制。其输出控制信号经驱动芯片IR2113形成第一开关1、第二开关2的驱动信号。通过占空比限制电路对UC3854的输出占空比进行限制，达到本控制方案对最大占空比的要求。同时将UC3854A的振荡信号送至同步脉冲形成电路。

输出电压闭环采用SG3525控制芯片，电压给定信号采用LM336基准源，电压调节器由TL082集成运算放大器构成，电压调节器输出与SG3525形成的锯齿波进行比较产生第三开关3的控制信号，电压调节器输出与SG3525锯齿波反相波形进行比较产生第四开关的控制信号，两信号经驱动芯片IR2113形成第三开关3、第四开关4的驱动信号。同时SG3525接受同步脉冲形成电路所产生的同步信号，以保证图2所示的控制信号时序。

图6～8为实施例装置的实验波形。图6为输入电流波形，图7为输入电流的频谱分析结果。图8为输出电压的纹波。从输入电流的频谱可以看出，电流的畸变率为6.33％。从输出电压的纹波可以看出，其有效值小于输出电压的0.1％。均达到了良好的效果。

Claims (2)

1.单相大功率单级变换器主电路拓扑，其特征在于：该主电路拓扑包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关构成的桥式变换电路，第一开关和第二开关串联构成超前桥臂，第三开关和第四开关串联构成滞后桥臂，桥式变换电路的输入端连接有整流电路，由整流电路给桥式变换电路提供电源，该整流电路的输入端连接于电网侧，其中一个输出端通过一输入电感连接至串联的第一开关和第二开关的超前桥臂中点，另一个输出端连接于直流母线地端；桥式变换电路的超前桥臂及滞后桥臂并联接于直流母线两端，在直流母线两端同时并联有储能电容；桥式变换电路的变压器与隔直电容串联接于桥式变换电路的超前桥臂和滞后桥臂中点之间。

2.一种实现权利要求1所述的单相大功率单级变换器主电路拓扑的控制方法，其特征在于，对于权利要求1的桥式变换电路控制包括以下步骤：

步骤一：第一开关与第二开关的驱动信号互补，第三开关与第四开关驱动信号占空比相同；

步骤二：第二开关与第三开关驱动信号前沿同步，第四开关与第一开关驱动信号后沿同步；

步骤三：第一开关和第二开关的驱动脉冲宽度用于控制并联于直流母线的储能电容两端电压，第三开关和第四开关的驱动脉冲宽度用于控制变压器输出电压；

步骤四：第二开关和第三开关采用后沿调制，即通过改变驱动信号的下降沿时刻来进行控制；第一开关和第四开关采用前沿调制，即通过改变驱动信号上升沿时刻来进行控制；

上述各步骤的各开关的工作占空比遵循以下原则：

d₃＝d₄                                     (1)

$U_{\mathrm{dc}}=\frac{U_{i\max }}{1-d_{2\min }}...\left(2\right)$

d_3max＜d_2min                                          (3)

d_2max＝1-d_2min                                        (4)

式中，U_dc为储能电容两端电压，U_imax为整流电路输入电压峰值，d为开关的占空比，下标中的数字1、2、3、4代表第一、第二、第三、第四开关编号，d下标字母min、max含义为其最小、最大数值。

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