[0001] Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Messung eines Gleichanteil-behafteten Wechselstromes, welche bei Einsatz von AC-Wandlern die Erfassung eines Gleichanteils des Eingangsstromes respektive Netzstromes von Pulsgleichrichtersystemen erlaubt und so eine Strommessung mit geringem Realisierungsaufwand und hoher Bandbreite ermöglicht.
Stand der Technik
[0002] Zur Vermeidung von Netzrückwirkungen werden am Eingang von Telekom-Stromversorgungsmodulen oder industriellen Automatisierungssystemen vielfach Gleichrichtersysteme mit sinusförmiger, d.h. proportional zur speisenden Netzspannung geregelter Stromaufnahme eingesetzt, wobei zur Vermeidung einer Belastung des Netzes mit Gleichstrom der Istwert des Eingangsstromes und damit des Netzstromes mittels eines, auch Gleichkomponenten erfassenden, potentialfreien magnetischen Stromsensors (DC-Stromwandler) gemessen wird. Würde der Stromsensor durch einen einfachen Wechselstromwandler (AC-Stromwandler) realisiert, würde ein stationärer Gleichanteil des Netzstromes nicht in das als Spannungsabfall am Abschlusswiderstand (Bürde) der Sekundärwicklung abzugreifende Stromistwertsignal abgebildet und könnte somit durch die Regelung nicht korrigiert werden.
Weiters bestünde dann die Gefahr einer abschnittsweisen magnetischen Sättigung des AC-Wandlers, welche zu einer hohen Stromregelabweichung bzw. Verzerrung des Netzstromes führen würde.
[0003] Allerdings liegen die Realisierungskosten von DC-Stromwandlern erheblich über jenen von AC-Wandlern, wodurch die Ersetzbarkeit stark eingeschränkt wird. Alternativ zur Strommessung einsetzbare Messwiderstände weisen insbesondere den Nachteil fehlender Potentialfreiheit auf; eine Analog-Digital-Konversion und anschliessende Potentialtrennung des Messsignals reduziert die Bandbreite der Stromerfassung erheblich, eine Anwendung ist daher nur bei Pulsgleichrichtersystemen geringer Taktfrequenz möglich.
Detaillierte Darstellung der Erfindung
[0004] Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Vorrichtung zu schaffen, welche bei Einsatz von AC-Wandlern die Erfassung eines Gleichstromanteils des Eingangsstromes von Pulsgleichrichtersystemen erlaubt und so eine Strommessung mit geringem Realisierungsaufwand und hoher Bandbreite ermöglicht.
[0005] Erfindungsgemäss wird dies durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung ist dem abhängigen Anspruch zu entnehmen.
[0006] Bei Pulsgleichrichtersystemen wird der Netzstrom proportional zur Netzspannung geregelt und zeigt demgemäss einen ideal sinusförmigen Verlauf mit periodischen Nulldurchgängen. Grundgedanke der Erfindung ist, diese Nulldurchgänge für eine vollständige Entmagnetisierung des AC-Wandlers zu nutzen, d.h. einen gegebenenfalls vorliegenden magnetischen Fluss im Kern des AC-Wandlers bei Primärstrom Null innerhalb eines kurzen Zeitintervalls nach dem Nulldurchgang vollständig abzubauen und so die jeweils nächstfolgende Netzperiode sicher ohne Vormagnetisierung zu beginnen. Der Primärstrom wird hierbei innerhalb des Entmagnetisierungsintervalls durch entsprechende Ansteuerung der Leistungstransistoren des Pulsgleichrichtersystems auf dem Wert Null gehalten.
[0007] Ist der zu messende Strom ein reiner Wechselstrom, wird die Magnetisierung am Ende der nächstfolgenden Netzperiode wieder den Ausgangswert Null erreichen. Liegt ein geringer Gleichstromanteil des Eingangsstromes vor, wird der Stromverlauf innerhalb der Netzperiode davon unabhängig richtig in eine Spannung an der Bürde abgebildet, d.h. auch die Bürdespannung wird einen Gleichanteil aufweisen, allerdings wird am Ende der Netzperiode eine magnetische Aussteuerung des Magnetkernes verbleiben. Diese Aussteuerung wird nun erfindungsgemäss vollständig abgebaut und so wieder der eigentliche magnetische Ausgangszustand erreicht, d.h. ein letztlich zur teilweisen magnetischen Sättigung führendes Ansteigen einer Vormagnetisierung vermieden.
[0008] Die magnetische Auslegung des Wandlers hat für das erfindungsgemässe Verfahren so zu erfolgen, dass der durch die Amplitude des Wechsel- und das Niveau des Gleichstromanteiles des Eingangsstromes bestimmte Maximalwert der unidirektionalen magnetischen Aussteuerung unterhalb der Sättigungsgrenze des Magnetmaterials liegt, wobei die maximale Induktion i.Allg. nach einer Netzstromhalbschwingung auftreten wird.
[0009] Zur Regelung des Netzstromes wird bei unidirektionalen ein- und dreiphasigen Pulsgleichrichtersystemen i.Allg. ein Transistor je Phase eingesetzt. Bei Abschalten des Transistors wird der Phasenstrom, also der Eingangsstrom der jeweiligen Phase, über einen Freilaufpfad gegen die die Netzspannung überwiegende Ausgangsspannung abgebaut und verbleibt anschliessend auf dem Wert Null. Um während der Entmagnetisierung des Wandlers Primärstrom Null sicherzustellen, wird daher die Ansteuerung des Leistungstransistors jener Phase, in welcher die Primärwicklung des Stromwandlers angeordnet ist, für ein kurzes, nach dem Stromnulldurchgang oder symmetrisch um den Stromnulldurchgang liegendes Intervall gesperrt und weiters die Bürde durch einen signalelektronischen Schalter einseitig von der Sekundärwicklung des AC-Wandlers getrennt.
Die Detektion des Nulldurchgangs kann dabei mittels eines Komparators mit dem Stromsollwert als Eingang und dem Vergleichswert Null erfolgen und das Sperrintervall durch ein flankengetriggertes, durch den Komparatorausgang angesteuertes Zeitglied gebildet werden. Der Magnetisierungsstrom des Wandlers tritt, nachdem der Primärstrom zu Null geworden ist, sekundärseitig auf und fliesst gegen eine, parallel zur Sekundärwicklung liegende, durch eine Gegen-Serienschaltung von Zenerdioden aufgebrachte, jedenfalls über der im Nennbetrieb an der Bürde maximal auftretenden Spannung liegende Entmagnetisierungsspannung, welche so hoch gewählt wird, dass die durch den maximalen Gleichstromanteil des Eingangsstromes verursachte magnetische Aussteuerung innerhalb des Sperrintervalls sicher eliminiert wird.
Darauffolgend wird der Leistungstransistor der Phase wieder zur Ansteuerung durch die Eingangsstromregelung freigegeben und die Bürde wieder mit der Sekundärwicklung verbunden.
[0010] Die kurze Sperrung der Leistungstransistoren führt zu einer nur geringfügigen Verzerrung des Netzstromes im Nulldurchgang, welche i.Allg. in Kauf genommen werden kann und keine signifikante Verringerung des Leistungsfaktors des Pulsgleichrichtersystems zur Folge hat.
[0011] Grundsätzlich muss die Entmagnetisierung des AC-Wandlers nicht nach jeder Netzperiode erfolgen, sondern kann auch in grösserem zeitlichem Abstand vorgenommen werden. Das erfindungsgemässe Grundkonzept bleibt dadurch unbeeinflusst, weshalb eine nähere Beschreibung unterbleiben soll.
Weiters kann anstelle des Eingangsstromsollwertes auch die zugehörige Phasenspannung oder der Eingangsstromistwert zur Bestimmung des Stromnulldurchganges herangezogen werden, wobei allerdings zur Unterdrückung schaltfrequenter Komponenten eine Tiefpassfilterung am Komparatoreingang vorzusehen ist, welche zu einer Phasenverschiebung führt, die durch eine entsprechende Verschiebung (Offset) des Vergleichswertes des Komparators ausgeglichen werden kann, sodass die Umschaltung des Komparatorausgangs tatsächlich bei Strom Null (bezogen auf den niederfrequenten, sinusförmigen Stromanteil des Eingangsstromes) erfolgt.
[0012] Pulsgleichrichtersysteme können grundsätzlich unidirektional oder bidirektional ausgeführt werden. Bidirektionale Systeme erlauben eine Umkehr der Richtung des Leistungsflusses, demgemäss sind je Phase zwei, i.Allg. im Gegentakt gesteuerte Leistungstransistoren vorgesehen.
[0013] Um das beschriebene Strommesskonzept für bidirektionale Pulsgleichrichtersysteme einsetzen zu können, ist innerhalb des Entmagnetisierungsintervalls wieder der Primärstrom des jeweiligen AC-Wandlers auf null zu halten. Dies wird dadurch erreicht, dass sämtliche Leistungstransistoren für die Dauer der Entmagnetisierung gesperrt werden. Das Pulsgleichrichtersystem arbeitet dann als ein- oder dreiphasige Diodenbrücke, der betreffende Eingangsstrom respektive Phasenstrom wird auf null abgebaut und verbleibt auf diesem Wert. Die Funktion der Strommessung ist dann gleich wie für unidirektionale Systeme, womit eine nähere Beschreibung unterbleiben kann.
[0014] Eine bevorzugte Ausführung der Entmagnetisierungsvorrichtung auf der Sekundärseite der Vorrichtung nach Patentanspruch 1 beschreibt der Patentanspruch 2.
[0015] Um innerhalb des Entmagnetisierungsintervalls bei Primärstrom Null und weggeschalteter Bürde einen Abbau einer gegebenenfalls vorliegenden Magnetisierung des Kernes des AC-Wandlers zu erreichen, ist der dann sekundärseitig fliessende Magnetisierungsstrom gegen eine entmagnetisierende Spannung zu führen. Liegt eine positive und negative Hilfsspannung zur Versorgung der Signalelektronik für die Auswertung des Messsignals vor, kann die Entmagnetisierung über Klemmdioden gegen die positive oder negative Hilfsspannung erfolgen.
Hierbei wird ein Ende der Sekundärwicklung mit dem Hilfsspannungsbezugspotential verbunden und vom zweiten Ende der Sekundärwicklung eine obere Klemmdiode in Flussrichtung gegen die positive Hilfsspannungsschiene und ausgehend von der negativen Hilfsspannungsschiene eine untere Klemmdiode in Flussrichtung gegen das zweite Ende der Sekundärwicklung geschaltet.
[0016] Ein positiver, d.h. im Entmagnetisierungsintervall vom Bezugspotential über die Sekundärwicklung gegen das zweite Wicklungsende fliessender Magnetisierungsstrom schliesst sich dann über die obere Klemmdiode und die positive Hilfsspannung, womit die positive Hilfsspannung als entmagnetisierende Spannung an der Sekundärwicklung auftritt. Ein analoges Verhalten ist für negatives Vorzeichen des Magnetisierungsstromes gegeben, wo die negative Hilfsspannung entmagnetisierend wirkt.
[0017] In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung für unidirektionale ein- oder dreiphasige Pulsgleichrichtersysteme wird der Netzstrom in jeder Phase i.Allg. an den Wurzelpunkt eines Eingangs-Diodenbrückenzweiges geführt und über einen gleichspannungsseitig angeordneten Leistungstransistor geregelt. Unabhängig von der detaillierten Ausführung des Systems ist dabei während einer Netzstromhalbschwingung jeweils nur eine der beiden Dioden des eingangsseitigen Diodenbrückenzweiges stromführend, die andere Diode verbleibt stromlos.
Erfindungsgemäss wird nun in Serie zur oberen Diode des Eingangs-Diodenbrückenzweiges eine Primärwicklung eines oberen und in Serie zur unteren Diode des Eingangs-Diodenbrückenzweiges eine Primärwicklung eines unteren Stromwandlers gelegt, wobei der Wicklungsanfang der oberen Primärwicklung am Wurzelpunkt und der Wicklungsanfang der unteren Primärwicklung an dem dem Wurzelpunkt abgewandten Ende liegt und beide Primärwicklungen mit gleicher Windungszahl ausgeführt sind. Die Sekundärwicklungen des oberen und des unteren Stromwandlers weisen gleiche Windungszahlen und den gleichen Wicklungssinn wie die zugehörigen Primärwicklungen auf.
Das Wicklungsende der oberen Sekundärwicklung und der Wicklungsanfang der unteren Sekundärwicklung werden mit dem Bezugspotential der Signalelektronik verbunden und vom Wicklungsanfang der oberen Sekundärwicklung eine obere Entkopplungsdiode in Flussrichtung und ein oberer Abschlusswiderstand gegen den Summierpunkt (negativer Differenzeingang) eines Summierverstärkers mit Rückkoppelwiderstand zwischen Verstärkerausgang und Summierpunkt und auf Bezugspotential liegendem positivem Differenzeingang geschaltet. Weiters wird ausgehend von diesem Summierpunkt ein weiterer Abschlusswiderstand gleichen Ohmwertes mit einer Seriendiode in Flussrichtung gegen das Wicklungsende der unteren Sekundärwicklung gelegt.
Schliesslich ist ausgehend vom Bezugspotential ein oberer Entmagnetisierungszweig, bestehend aus einer Entmagnetisierungs-Zenerdiode in Durchbruchsrichtung mit einer oberen Seriendiode in Flussrichtung parallel zur oberen Sekundärwicklung angeordnet und weiters ausgehend Wicklungsende der unteren Sekundärwicklung ein unterer Entmagnetisierungszweig, gebildet aus einer unteren Entmagnetisierungs-Zenerdiode in Durchbruchsrichtung mit einer unteren Seriendiode in Flussrichtung gegen Bezugspotential, also parallel zur unteren Sekundärwicklung angeordnet.
[0018] Ist nun bei positivem, d.h. physikalisch gegen den Wurzelpunkt fliessendem Eingangsstrom die obere Diode des Eingangs-Diodenbrückenzweiges und somit die obere Primärwicklung stromführend, wird sekundärseitig, getrieben von der oberen Sekundärwicklung ein Strom über die obere Entkopplungsdiode und den oberen Abschlusswiderstand gegen den, virtuell auf Bezugspotential liegenden, Summierpunkt geführt, entsprechend tritt ein Strommesssignal am Summierverstärkerausgang auf. Der obere Entmagnetisierungspfad verbleibt dabei wegen des Sperrens der oberen Seriendiode stromlos. Weiters tritt auch im unteren Abschlusswiderstand wegen der stromlosen unteren Primärwicklung kein Stromfluss und somit kein Beitrag zum Ausgangssignal des Summierverstärkers auf.
Wechselt nun entsprechend dem sinusförmigen Verlauf der Eingangsstrom sein Vorzeichen, wird die untere Diode des Eingangsdioden-Brückenzweiges und somit die untere Primärwicklung stromführend, und die obere Diode des Eingangsdioden-Brückenzweigs sperrt. Somit wird der Strom in der oberen Primärwicklung zu Null und der Magnetisierungsstrom des oberen Stromwandlers schliesst sich über den oberen Entmagnetisierungspfad, womit der Wicklungsanfang der oberen Sekundärwicklung ein negatives Potential annimmt, und die obere Entkopplungsdiode mit Sperrspannung beaufschlagt wird und so ein Stromfluss über den oberen Abschlusswiderstand unterbunden wird. Das Ausgangssignal des Summierverstärkers wird somit, analog zu obiger Erklärung für die positive Stromhalbschwingung ausschliesslich durch den Strom in der unteren Primärwicklung bestimmt.
Die Durchbruchsspannung der oberen Zenerdiode wird so gewählt, dass die Entmagnetisierung des oberen Stromwandlers jedenfalls innerhalb der negativen Stromhalbschwingung abgeschlossen wird. Sinngemäss Gleiches gilt für den unteren Entmagnetisierungszweig.
[0019] Zusammenfassend wird so ohne Änderung des Ansteuerbefehls eines Transistors oder aktives Wegschalten eines Abschlusswiderstandes die Messung eines Gleichstromanteils eines Eingangsstroms mittels zweier Stromwandler möglich, wobei die Ausgangssignale der Stromwandler mittels eines Summierverstärkers zum Abbild des eigentlichen Eingangsstromes kombiniert werden und jeder Stromwandler während der Stromführung des jeweiligen anderen Wandlers vollständig entmagnetisiert und somit auch bei Auftreten eines Gleichstromanteils des Eingangsstromes eine Sättigung sicher verhindert wird.
[0020] Eine hinsichtlich Realisierungsaufwand der Entmagnetisierungsvorrichtungen vorteilhafte Modifikation der Vorrichtung ist die folgende:
[0021] Hierbei wird erfindungsgemäss als Entmagnetisierungsspannung der oberen Sekundärwicklung die negative Hilfsspannung und als Entmagnetisierungsspannung der unteren Sekundärwicklung die positive Hilfsspannung zur Versorgung der Signalelektronik herangezogen, also anstelle des oberen Entmagnetisierungszweiges eine obere Entmagnetisierungsdiode von der negativen Hilfsspannungsschiene in Flussrichtung gegen den Wicklungsanfang der oberen Sekundärwicklung gelegt und anstelle des unteren Entmagnetisierungszweiges eine untere Entmagnetisierungsdiode vom Wicklungsende der unteren Sekundärwicklung gegen die positive Hilfsspannungsschiene geschaltet.
Aufzählung der Zeichnungen
[0022] Die Erfindung wird im Weiteren anhand von Zeichnungen näher erläutert.
<tb>Fig. 1 <sep>zeigt ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemässen Vorrichtung nach Patentanspruch 1 in Verbindung mit dem Leistungsteil eines unidirektionalen Einphasen-Pulsgleichrichtersystems.
<tb>In Fig. 2 <sep>ist das Schaltbild einer Vorrichtung in Verbindung mit einer Phase des Leistungsteiles eines unidirektionalen Dreipunkt-Dreiphasenpulsgleichrichtersystems gezeigt.
Ausführung der Erfindung
[0023] In Fig. 1 wird zur Messung des Wechsel- und Gleichstromanteils des Eingangsstromes eines unidirektionalen Pulsgleichrichtersystems 1 eine erfindungsgemässe Vorrichtung 2 nach Patentanspruch 1 mit einem AC-Stromwandler 3 mit einer Primärwicklung 4 und einer Sekundärwicklung 5, einer direkt parallel zur Sekundärwicklung 5 liegenden Entmagnetisierungsvorrichtung 6, und einem schaltbaren Abschlusswiderstand 33 in einer Sekundärkreisschaltung 7, und einer Steuerschaltung 8 eingesetzt, welche Eingangssignale von einer übergeordneten, dem Stand der Technik entsprechenden Steuer- und Regelvorrichtung 9 erhält. Das Messsignal des Eingangsstromes tritt am Ausgang 10 der Vorrichtung 2 auf und wird über eine Signalleitung 11 der übergeordneten Regelvorrichtung 9 zugeführt.
[0024] Der Leistungsteil des Pulsgleichrichtersystems 1 ist in bekannter Weise durch eine, mit einer Klemme am Nullleiter 12 des Netzes liegende, Ersatz-Wechselspannungsquelle 13 dargestellt, von deren zweiter Klemme 14 eine Vorschaltinduktivität 15 über die Primärwicklung 4 des AC-Stromwandlers 3 gegen den ersten Wechselspannungseingang 16 einer Einphasen-Diodenbrücke 17 gelegt ist, deren zweiter Wechselspannungseingang 18 mit dem Nullleiter 12 des Netzes verbunden ist. Zwischen der positiven Ausgangsklemme 19 und der negativen Ausgangsklemme 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 ist ein Leistungstransistor 21 in Flussrichtung angeordnet, bei dessen Einschalten die Ausgangsklemmen 19 und 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 kurzgeschlossen werden, womit die Netzspannung 13 physikalisch über der Vorschaltinduktivität 15 auftritt und den Eingangsstrom erhöht.
Nach dem Abschalten des Leistungstransistors 21 wird der durch die Vorschaltinduktivität 15 eingeprägte Strom von der, von der positiven Ausgangsklemme 19 der Einphasendiodenbrücke 17 in Flussrichtung gegen die positive Klemme 22 des, die Ausgangsspannung des Pulsgleichrichtersystems 1 stützenden Ausgangskondensators 23 führenden Ausgangsdiode 24 übernommen, und über den mit der zweiten negativen Klemme 25 am negativen Ausgang 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 liegenden Ausgangskondensator 23 geführt, wobei der Strom in der Vorschaltinduktivität 15 aufgrund des Überwiegens der Ausgangsspannung über die Netzspannung 13 verringert wird.
[0025] Durch entsprechende Wahl des, durch die übergeordnete Regelvorrichtung 9 vorgegebenen, Ansteuersignals 26 des Leistungstransistors 21 kann so ein der Netzspannung 13, welche über eine Signalleitung 27 ebenfalls der Regelvorrichtung 9 zugeführt wird, proportionaler Verlauf des Stromes in der Vorschaltinduktivität 15 bzw. eine sinusförmige Stromaufnahme des Pulsgleichrichtersystems 1 erreicht werden.
[0026] Die Sekundärwicklung 5 des AC-Stromwandlers 3 ist mit dem Wicklungsende 28 mit dem Bezugspotential 29 der das Pulsgleichrichtersystem steuernden Vorrichtungen 2 und 9 verbunden. Der Wicklungsanfang 30 der Sekundärwicklung 5 wird über einen elektronischen Schalter 31 mit Steuereingang 32 mit dem ersten Ende 10 des Abschlusswiderstandes 33 verbunden, dessen zweites Ende 34 am Bezugspotential 29 liegt. Weiters ist zwischen Wicklungsanfang 30 und Wicklungsende 28 der Sekundärwicklung 5 die durch eine Gegenserienschaltung von Zenerdioden 35 und 36 gebildete Entmagnetisierungsvorrichtung 6 angeordnet. Das Strommesssignal wird, wie oben erwähnt am ersten Ende 10 des Abschlusswiderstandes 33 gegenüber Bezugspotential 29 abgegriffen.
[0027] Die Ansteuerung des, im durchgeschalteten Zustand eine bidirektionale Verbindung herstellenden und im gesperrten Zustand Spannungen beider Polaritäten sperrenden, elektronischen Schalters 31 erfolgt über einen ersten Logiktreiber 37 mit UND-Verknüpfung der beiden Eingänge 38 und 39, dessen Ausgang 40 an den Steuereingang 32 des elektronischen Schalters 31 geführt ist. Der erste Eingang 38 des ersten Logiktreibers 37 wird fest auf logisch HIGH gelegt, der zweite Eingang 39 wird über eine Verbindungsleitung 41 an den Ausgang 42 eines Zeitgliedes 43 gelegt.
[0028] Für die Ansteuerung des Leistungstransistors 21 wird der Ausgang 44 eines zweiten Logiktreibers 45 mit UND-Verknüpfung der beiden Eingänge 46 und 47 an den Steuereingang 48 des Leistungstransistors 21 geführt. Der erste Eingang 46 des zweiten Logiktreibers 45 wird dabei durch das von der übergeordneten Regelvorrichtung 9 abgegebene Steuersignal 26 gebildet, der zweite Eingang 47 wird über eine Verbindungsleitung 49 an den Ausgang 42 des Zeitgliedes 43 gelegt.
[0029] Schliesslich ist der Eingang 50 des Zeitgliedes 43 an den Ausgang 51 eines Komparators 52 mit Vergleichswert Null gelegt, dessen Eingang 53 durch das über eine Verbindungsleitung 54 von der übergeordneten Regelvorrichtung 9 abgegriffene Sollwertsignal 55 des Eingangsstromes des Pulsgleichrichtersystems 1 gebildet wird.
[0030] Durch den Komparator 52 wird so das Eingangsstromsollwertsignal 55 in ein Rechtecksignal 51 mit gleichen Nulldurchgängen umgewandelt. Das Zeitglied 43 wird nun durch positive Flanken dieses Rechtecksignals 51 getriggert und gibt so nach jedem Nulldurchgang des Eingangsstromsollwertes 55 von negativen zu positiven Werten für ein, gegenüber der Netzperiode kurzes Sperrintervall logisch LOW aus und kehrt dann für den Rest der Netzperiode wieder in den Ausgangszustand logisch HIGH zurück.
Durch das LOW-Signal am Ausgang des Zeitgliedes 43, welches, wie vorstehend ausgeführt auch am jeweils zweiten Eingang 39 und 47 des ersten und zweiten Logiktreibers 37 und 45 anliegt, werden die Ausgänge des ersten und zweiten Logiktreibers 37 und 45 auf logisch LOW gezwungen und so der elektronische Schalter 31 und der Leistungstransistor 21 geöffnet, d.h. ein ggf.
noch in der Vorschaltinduktivität 15 fliessender Strom auf null abgebaut und dieser Wert für den Rest des Sperrintervalls beibehalten und der Abschlusswiderstand 33 für das Sperrintervall einseitig von der Sekundärwicklung 5 getrennt, womit ein Magnetisierungsstrom des Wandlers nun sekundärseitig auftritt und über die Entmagnetisierungsvorrichtung 6 fliesst, welche dann eine jedenfalls über der im Nennbetrieb an der Bürde auftretenden Spannung liegende Entmagnetisierungsspannung bildet, die so hoch gewählt wird, dass eine, durch einen Gleichstromanteil des Eingangsstromes verursachte, resultierende magnetische Aussteuerung des AC-Wandlers innerhalb der letzten Netzperiode während des Sperrintervalls sicher abgebaut wird.
Nach Ablauf der Sperrzeit kehrt der Ausgang des Zeitgliedes 43 wieder in den Zustand logisch HIGH zurück, das durch die Regelvorrichtung 9 ausgegebene Ansteuersignal 26 wird wieder an den Steuereingang 48 des Leistungstransistors 21 gelegt, d.h. die Regelung des Eingangsstromes wieder freigegeben und der Abschlusswiderstand 33 wieder mit der Sekundärwicklung 5 verbunden und so der Istwert des Eingangsstromes wieder erfasst.
[0031] Hervorzuheben ist, dass die Ersetzbarkeit der erfindungsgemässen Vorrichtung nicht an die wechselspannungsseitige Anordnung der Eingangsinduktivität 15 des Pulsgleichrichtersystems 1 gebunden ist, sondern in genau gleicher Form auch für den Fall erfolgen kann, dass die Induktivität in bekannter Form gleichspannungsseitig, z.B. zwischen der positiven Ausgangsklemme der Einphasen-Diodenbrücke 17 und dem Kollektor des Leistungstransistors 21, eingefügt wird.
[0032] Ein Eingriff in die Ansteuerung des Leistungstransistors 21 und ein Wegschalten der Bürde kann für die in Fig. 2 gezeigte Ausführung entfallen. Im Sinne der leichteren Verständlichkeit und Vergleichbarkeit werden im Zuge der weiteren Beschreibung für gegenüber Fig. 1 gleiche Bauelemente oder Funktionsgruppen gleiche Bezugszeichen verwendet.
[0033] Die erfindungsgemässe Vorrichtung 56 kann zur Messung des Eingangsstromes eines ein- oder dreiphasigen unidirektionalen Pulsgleichrichtersystems eingesetzt werden und ist im vorliegenden Fall in Verbindung mit der auf eine Phase beschränkten Darstellung 57 eines Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems dargestellt.
[0034] Der Phasenzweig 57 des Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems wird in bekannter Weise durch eine, mit einer Klemme am Nullleiter 12 des Netzes liegende, Ersatz-Wechselspannungsquelle 13 gespeist, von deren zweiter Klemme 14 eine Vorschaltinduktivität 15 gegen den ersten Wechselspannungseingang 16 einer Einphasen-Diodenbrücke 17 gelegt ist, deren zweiter Wechselspannungseingang 18 mit dem Mittelpunkt 58 der Ausgangsspannung des Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems verbunden ist. Zwischen der positiven Ausgangsklemme 19 und der negativen Ausgangsklemme 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 ist ein Leistungstransistor 21 in Flussrichtung angeordnet, bei dessen Einschalten die Ausgangsklemmen 19 und 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 kurzgeschlossen werden, womit die Netzphasenspannung 13 zu einer Erhöhung des Eingangsstromes führt.
Nach dem Abschalten des Leistungstransistors 21 wird der durch die Vorschaltinduktivität 15 eingeprägte Strom bei positivem Vorzeichen von der, von der positiven Ausgangsklemme 19 der Einphasendiodenbrücke 17 in Flussrichtung gegen die positive Klemme 22 eines, die obere Ausgangsspannungsteilspannung des Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems stützenden oberen Ausgangskondensators 59 führende obere Ausgangsdiode 24 übernommen, bei negativem Vorzeichen wird die von der negativen Klemme 25 der Ausgangsspannung bzw. der negativen Klemme des die untere Ausgangsteilspannung des Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems stützenden unteren Ausgangskondensators 60 in Flussrichtung gegen die negative Klemme 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 gelegte untere Ausgangsdiode leitend;
in beiden Fällen resultiert eine Verringerung des Eingangsstromes, womit durch entsprechende Ansteuerung des Leistungstransistors 21 der Eingangsstrom proportional zur zugehörigen Netzphasenspannung 13 bzw. sinusförmig geregelt werden kann. Die jeweils zweiten Klemmen des oberen und des unteren Ausgangskondensators 59 und 60 sind an den Ausgangsspannungsmittelpunkt 58 gelegt; würde der Ausgangsspannungsmittelpunkt 58 mit dem Nullleiter 12 des Netzes verbunden könnte der Phasenzweig direkt auch als Einphasen-Pulsgleichrichtersystem eingesetzt werden.
[0035] Entsprechend der Sinusform ist während einer Halbschwingung des Eingangsstromes jeweils nur eine der beiden Dioden des eingangsseitigen Brückenzweiges 61 der Einphasen-Diodenbrücke 17 mit Wurzelpunkt 16 stromführend, die andere Diode verbleibt dann stromlos. Erfindungsgemäss wird nun in Serie zur oberen, mit der Kathode an der positiven Ausgangsklemme 19 der Einphasendiodenbrücke 17 liegenden Diode 62 des eingangsseitigen Diodenbrückenzweiges 61 die Primärwicklung 63 eines oberen AC-Stromwandlers 64 und in Serie zur unteren, mit der Anode an der negativen Ausgangsklemme 20 der Einphasen-Diodenbrücke 17 liegenden Diode 65 des eingangsseitigen Diodenbrückenzweiges 61 eine Primärwicklung 66 eines unteren AC-Stromwandlers 67 gelegt,
wobei der Wicklungsanfang 68 der oberen Primärwicklung 63 am Wurzelpunkt 16 und der Wicklungsanfang 69 der unteren Primärwicklung 66 an dem dem Wurzelpunkt 16 abgewandten Ende liegt und beide Primärwicklungen 63 und 66 mit gleicher Windungszahl ausgeführt sind. Auch die Sekundärwicklung 70 des oberen AC-Stromwandlers 64 und die Sekundärwicklung 71 des unteren AC-Stromwandlers 67 weisen gleiche Windungszahlen und den gleichen Wicklungssinn wie die zugehörigen Primärwicklungen 63 und 66 auf.
Das Wicklungsende 72 der oberen Sekundärwicklung 70 und der Wicklungsanfang 73 der unteren Sekundärwicklung 71 werden mit dem Bezugspotential 29 der Signalelektronik verbunden und vom Wicklungsanfang 74 der oberen Sekundärwicklung 70 eine obere Entkopplungsdiode 75 in Flussrichtung mit einem oberen Abschlusswiderstand 76 in Serie gegen den Summierpunkt 77 (negativer Differenzeingang) eines Summierverstärkers 78 mit Rückkoppelwiderstand 79 zwischen Verstärkerausgang 80 und Summierpunkt 77 und auf Bezugspotential 29 liegendem positivem Differenzeingang 81 geschaltet. Weiters wird ausgehend vom Summierpunkt 77 ein unterer Abschlusswiderstand 82 gleichen Ohmwertes wie der obere Abschlusswiderstand 76 mit einer Seriendiode 83 in Flussrichtung gegen das Wicklungsende 84 der unteren Sekundärwicklung 71 gelegt.
Schliesslich ist ausgehend vom Bezugspotential 29 eine obere Entmagnetisierungsvorrichtung 85, bestehend aus einer Entmagnetisierungs-Zenerdiode 86 in Durchbruchsrichtung mit einer oberen Seriendiode 87 in Flussrichtung parallel zur oberen Sekundärwicklung 70 angeordnet und weiters ausgehend vom Wicklungsende 84 der unteren Sekundärwicklung 71 eine untere Entmagnetisierungsvorrichtung 88, gebildet aus einer unteren Entmagnetisierungs-Zenerdiode 89 in Durchbruchsrichtung mit einer unteren Seriendiode 90 in Flussrichtung gegen Bezugspotential 29, also parallel zur unteren Sekundärwicklung 71 angeordnet.
[0036] Ist nun bei positivem, d.h. physikalisch gegen den Wurzelpunkt 16 fliessendem Eingangsstrom die obere Diode 62 des eingangsseitigen Diodenbrückenzweiges 61 und somit die obere Primärwicklung 63 stromführend, wird sekundärseitig, getrieben von der oberen Sekundärwicklung 70 ein entsprechend dem Windungszahlverhältnis des oberen AC-Wandlers 64 übersetzter Strom über die obere Entkopplungsdiode 75 und den oberen Abschlusswiderstand 76 gegen den virtuell auf Bezugspotential 29 liegenden Summierpunkt 77 geführt und tritt als entsprechendes Spannungssignal am Ausgang 80 des Summierverstärkers 78 auf. Die obere Entmagnetisierungsvorrichtung 85 verbleibt dabei wegen des Sperrens der oberen Seriendiode 87 stromlos.
Weiters tritt auch im unteren Abschlusswiderstand 82 wegen der stromlosen unteren Primärwicklung 66 kein Stromfluss und somit kein Beitrag zum Ausgangssignal des Summierverstärkers 78 auf. Wechselt nun der Eingangsstrom, entsprechend dem sinusförmigen, netzspannungsproportionalen Verlauf, sein Vorzeichen, wird die untere Diode 65 des eingangsseitigen Brückenzweiges 61 und somit die untere Primärwicklung 66 stromführend, und die obere Diode 62 des eingangsseitigen Diodenbrückenzweiges 61 sperrt.
Somit wird der Strom in der oberen Primärwicklung 63 zu Null, und der Magnetisierungsstrom des oberen Stromwandlers 64 schliesst sich über die obere Entmagnetisierungsvorrichtung 85, womit der Wicklungsanfang 74 der oberen Sekundärwicklung 70 ein negatives Potential annimmt, und so die obere Entkopplungsdiode 75 mit Sperrspannung beaufschlagt wird und ein Stromfluss über den oberen Abschlusswiderstand 76 unterbunden wird. Das Ausgangssignal des Summierverstärkers wird somit, analog zu obiger Erklärung für die positive Eingangsstromhalbschwingung ausschliesslich durch den Strom in der unteren Primärwicklung 66 bestimmt. Die Durchbruchspannung der oberen Entmagnetisierungs-Zenerdiode 86 wird so gewählt, dass die Entmagnetisierung des oberen Stromwandlers 64 jedenfalls innerhalb der negativen Stromhalbschwingung abgeschlossen wird.
Sinngemäss Gleiches gilt für die untere Entmagnetisierungsvorrichtung 88.
[0037] Zusammenfassend wird so ohne Änderung des Ansteuerbefehles eines Transistors 21 oder aktives Wegschalten eines Abschlusswiderstandes die Messung eines gleichanteilbehafteten Eingangsstromes mittels zweier AC-Stromwandler 64 und 67 ermöglicht, wobei die Ausgangssignale der AC-Stromwandler 64 und 67 mittels eines Summierverstärkers zum Abbild des eigentlichen, am Verstärkerausgang 80 auftretenden Eingangsstromes kombiniert werden und jeder der AC-Stromwandler 64 und 67 während der Stromführung des jeweiligen anderen Wandlers vollständig entmagnetisiert und somit eine magnetische Sättigung sicher verhindert wird.
The invention relates to a device for measuring a direct-current alternating current, which allows the use of AC converters, the detection of a DC component of the input current respectively mains current of pulse rectifier systems and thus allows current measurement with low implementation costs and high bandwidth.
State of the art
To avoid network perturbation rectifier systems with sinusoidal, i. E., Are often used at the entrance of telecom power supply modules or industrial automation systems. used to prevent a load on the grid with DC, the actual value of the input current and thus the mains current by means of a, even DC components detecting, potential-free magnetic current sensor (DC current transformer) is measured. If the current sensor realized by a simple AC converter (AC current transformer), a stationary DC component of the mains current would not be reflected in the current actual value signal to be taken as a voltage drop across the terminating resistor (burden) of the secondary winding and thus could not be corrected by the scheme.
Furthermore, there would be the risk of a section-wise magnetic saturation of the AC converter, which would lead to a high current control deviation or distortion of the mains current.
However, the implementation costs of DC current transformers are significantly higher than those of AC converters, which severely limits the substitutability. Measuring resistors which can be used as an alternative to current measurement have in particular the disadvantage of lacking potential freedom; An analog-to-digital conversion and subsequent potential separation of the measuring signal considerably reduces the bandwidth of the current detection, so an application is only possible with pulse rectifier systems with a low clock frequency.
Detailed illustration of the invention
The object of the invention is therefore to provide a device which allows the use of AC transducers, the detection of a DC component of the input current of pulse rectifier systems, thus enabling current measurement with low implementation complexity and high bandwidth.
This is achieved by the characterizing features of claim 1 according to the invention. A further advantageous embodiment can be found in the dependent claim.
In pulse rectifier systems, the mains current is regulated in proportion to the mains voltage and thus shows an ideal sinusoidal course with periodic zero crossings. The basic idea of the invention is to use these zero crossings for a complete demagnetization of the AC converter, i. to completely dissipate an optional magnetic flux in the core of the AC converter at zero primary current within a short time interval after the zero crossing, thus starting the next succeeding network period safely without premagnetization. The primary current is kept within the demagnetization by the appropriate control of the power transistors of the pulse rectifier system to zero.
If the current to be measured is a pure alternating current, the magnetization will again reach the zero output value at the end of the next following grid period. If there is a small DC component of the input current, then the current waveform within the grid period thereof is properly mapped correctly into a voltage at the load, i. also the burden voltage will have a DC component, but at the end of the network period a magnetic modulation of the magnetic core will remain. This modulation is now completely degraded according to the invention and so again reaches the actual magnetic initial state, i. ultimately leading to partial magnetic saturation leading increase in bias avoided.
The magnetic design of the converter has to be carried out for the inventive method so that the determined by the amplitude of the AC and the level of the DC component of the input current maximum value of the unidirectional magnetic modulation is below the saturation limit of the magnetic material, wherein the maximum induction i .Allg. will occur after a mains half-cycle.
For controlling the mains current is in unidirectional one- and three-phase pulse rectifier systems i.Allg. one transistor per phase used. When the transistor is switched off, the phase current, that is to say the input current of the respective phase, is reduced by way of a freewheeling path against the output voltage which predominates the mains voltage and then remains at the value zero. In order to ensure primary current zero during the demagnetization of the converter, therefore, the driving of the power transistor of that phase in which the primary winding of the current transformer is arranged for a short, after the current zero crossing or symmetrically located around the current zero crossing interval locked and further the burden of a signal electronic Switch disconnected on one side from the secondary winding of the AC converter.
The detection of the zero crossing can be done by means of a comparator with the current setpoint as the input and the comparison value zero and the blocking interval are formed by an edge-triggered, driven by the comparator output timer. The magnetizing current of the converter occurs after the primary current has become zero, on the secondary side and flows against a parallel to the secondary winding, applied by a counter-series circuit of Zener diodes, in any case above the maximum voltage occurring in nominal operation at the voltage lying demagnetization, which is chosen so high that the caused by the maximum DC component of the input current magnetic modulation is safely eliminated within the blocking interval.
Subsequently, the power transistor of the phase is released again for driving by the input current control and the burden is reconnected to the secondary winding.
The short blocking of the power transistors leads to only a slight distortion of the mains current at zero crossing, which i.Allg. can be accepted and does not result in a significant reduction in the power factor of the pulse rectifier system.
In principle, the demagnetization of the AC converter does not have to be done after each grid period, but can also be made at a greater time interval. The inventive concept remains unaffected by this, which is why a closer description should be omitted.
Furthermore, instead of the input current setpoint value, the associated phase voltage or the input actual current value can be used to determine the current zero crossing, whereby low-pass filtering at the comparator input is to be provided for suppressing switching-frequency components, which leads to a phase shift which is caused by a corresponding offset of the comparison value of the comparator can be compensated, so that the switching of the comparator output actually occurs at zero current (relative to the low-frequency, sinusoidal current component of the input current).
Pulse rectifier systems can basically be carried out unidirectionally or bidirectionally. Bidirectional systems allow a reversal of the direction of power flow, accordingly, for each phase, two, i.al. provided in push-pull controlled power transistors.
In order to use the described current measurement concept for bidirectional pulse rectifier systems, the primary current of the respective AC converter is again to be kept at zero within the demagnetizing interval. This is achieved by blocking all power transistors for the duration of the demagnetization. The pulse rectifier system then operates as a single- or three-phase diode bridge, the relevant input current or phase current is reduced to zero and remains at this value. The function of the current measurement is then the same as for unidirectional systems, so that a closer description can be omitted.
A preferred embodiment of the degaussing on the secondary side of the device according to claim 1 describes the claim 2.
In order to achieve a degradation of an optionally present magnetization of the core of the AC converter within the Entmagnetisierungsintervalls at zero primary current and weggeschalteter burden, then the secondary side flowing magnetizing current is to be led against a demagnetizing voltage. If there is a positive and negative auxiliary voltage for supplying the signal electronics for the evaluation of the measurement signal, the demagnetization via clamping diodes against the positive or negative auxiliary voltage can take place.
Here, one end of the secondary winding is connected to the auxiliary voltage reference potential and connected from the second end of the secondary winding, an upper clamping diode in the flow direction against the positive auxiliary voltage rail and starting from the negative auxiliary voltage rail, a lower clamping diode in the flow direction against the second end of the secondary winding.
A positive, i. in the degaussing interval from the reference potential across the secondary winding against the second winding end flowing magnetizing current then closes on the upper clamping diode and the positive auxiliary voltage, whereby the positive auxiliary voltage occurs as a demagnetizing voltage at the secondary winding. An analogous behavior is given for negative sign of the magnetizing current, where the negative auxiliary voltage acts demagnetizing.
In a further preferred embodiment of the invention for unidirectional single or three-phase pulse rectifier systems, the mains current in each phase i.Allg. led to the root point of an input diode bridge branch and regulated by a power transistor arranged on the DC side. Regardless of the detailed embodiment of the system, in each case only one of the two diodes of the input-side diode bridge branch is current-carrying during a mains current half-cycle, the other diode remains de-energized.
According to the invention, a primary winding of a lower current transformer is placed in series with the upper diode of the input diode bridge branch, a primary winding of an upper and in series with the lower diode of the input diode bridge branch, the winding start of the upper primary winding at the root point and the winding start of the lower primary winding at the Root point remote end and both primary windings are designed with the same number of turns. The secondary windings of the upper and lower current transformer have the same number of turns and the same winding sense as the associated primary windings.
The winding end of the upper secondary winding and the winding start of the lower secondary winding are connected to the reference potential of the signal electronics and the winding start of the upper secondary winding, an upper decoupling diode in the flow direction and an upper terminating resistor against the summing point (negative differential input) of a summing amplifier with feedback resistor between the amplifier output and summing and Reference potential lying positive differential input switched. Furthermore, starting from this summing point, a further terminating resistor of the same ohmic value is placed in the flow direction against the winding end of the lower secondary winding with a series diode.
Finally, starting from the reference potential, an upper demagnetization branch, consisting of a demagnetization Zener diode in the breakdown direction with an upper series diode in the flow direction parallel to the upper secondary winding and further out winding end of the lower secondary winding, a lower Entmagnetisierungszweig formed from a lower demagnetization Zener diode in the breakdown direction with a lower series diode in the flow direction against reference potential, that is arranged parallel to the lower secondary winding.
Is now at positive, i. physically upstream of the root point flowing input current, the upper diode of the input diode bridge branch and thus the upper primary winding energized secondary side, driven by the upper secondary winding, a current through the upper decoupling diode and the upper terminating resistor against the, virtually to reference potential, summing point, respectively If a current measurement signal occurs at the summing amplifier output. The upper demagnetization path remains currentless due to the blocking of the upper series diode. Furthermore, no current flow occurs in the lower terminating resistor because of the current-less lower primary winding and thus no contribution to the output signal of the summing amplifier.
If, according to the sinusoidal curve, the input current changes its sign, the lower diode of the input diode bridge branch, and thus the lower primary winding, becomes live, and the upper diode of the input diode bridge branch is blocked. Thus, the current in the upper primary winding to zero and the magnetizing current of the upper current transformer closes on the upper Entmagnetisierungspfad, whereby the winding start of the upper secondary winding assumes a negative potential, and the upper decoupling diode is biased and thus a current flow across the upper terminating resistor is prevented. The output signal of the summing amplifier is thus determined analogously to the above explanation for the positive current half-oscillation exclusively by the current in the lower primary winding.
The breakdown voltage of the upper Zener diode is chosen so that the demagnetization of the upper current transformer is completed within the negative half-current at least. The same applies analogously to the lower demagnetization branch.
In summary, the measurement of a DC component of an input current by means of two current transformers is possible without changing the drive command of a transistor or active switching off a terminating resistor, the output signals of the current transformers are combined by means of a summing amplifier to the image of the actual input current and each current transformer during the current flow of the completely demagnetized respective other converter and thus a saturation is reliably prevented even when a DC component of the input current.
A modification of the device which is advantageous with regard to the implementation costs of the demagnetization devices is the following:
In this case, according to the invention as the degaussing the upper secondary winding, the negative auxiliary voltage and used as demagnetization of the lower secondary winding, the positive auxiliary voltage to power the signal electronics, so instead of the upper demagnetization an upper demagnetization of the negative auxiliary voltage rail in the flow direction against the winding start of the upper secondary winding and instead of the lower demagnetizing branch, a lower demagnetizing diode is connected from the winding end of the lower secondary winding to the positive auxiliary voltage rail.
Enumeration of the drawings
The invention will be explained in more detail with reference to drawings.
<Tb> FIG. 1 <sep> shows a schematic diagram of the inventive device according to claim 1 in conjunction with the power unit of a unidirectional single-phase pulse rectifier system.
<tb> In Fig. 2 <sep> is shown the circuit diagram of a device in connection with a phase of the power part of a three-phase unidirectional three-phase pulse rectifier system.
Embodiment of the invention
In Fig. 1 for measuring the AC and DC component of the input current of a unidirectional pulse rectifier system 1, an inventive device 2 according to claim 1 with an AC current transformer 3 with a primary winding 4 and a secondary winding 5, a directly parallel to the secondary winding 5 Demagnetization device 6, and a switchable terminating resistor 33 in a secondary circuit 7, and a control circuit 8 is used, which receives input signals from a parent, the prior art control and regulating device 9. The measuring signal of the input current occurs at the output 10 of the device 2 and is supplied via a signal line 11 of the higher-level control device 9.
The power section of the pulse rectifier system 1 is shown in a known manner by a, with a terminal at the neutral 12 of the network lying, replacement AC voltage source 13, from the second terminal 14 a ballast 15 via the primary winding 4 of the AC current transformer 3 against the first AC voltage input 16 of a single-phase diode bridge 17 is placed, whose second AC voltage input 18 is connected to the neutral conductor 12 of the network. Between the positive output terminal 19 and the negative output terminal 20 of the single-phase diode bridge 17, a power transistor 21 is arranged in the flow direction, at the switching of the output terminals 19 and 20 of the single-phase diode bridge 17 are short-circuited, whereby the mains voltage 13 physically occurs across the Vorschaltinduktivität 15 and increases the input current.
After switching off the power transistor 21 of the impressed by the Vorschaltinduktivität 15 is taken over by the, from the positive output terminal 19 of the single-phase diode bridge 17 in the flow direction against the positive terminal 22 of the output voltage of the pulse rectifier system 1 supporting output capacitor 23 leading output diode 24, and on the with the second negative terminal 25 at the negative output 20 of the single-phase diode bridge 17 lying output capacitor 23 out, wherein the current in the Vorschaltinduktivität 15 due to the predominance of the output voltage across the mains voltage 13 is reduced.
By appropriate choice of, predetermined by the higher-level control device 9, drive signal 26 of the power transistor 21 may be one of the mains voltage 13, which is also supplied via a signal line 27 of the control device 9, proportional course of the current in the ballast inductor 15 and a sinusoidal current consumption of the pulse rectifier system 1 can be achieved.
The secondary winding 5 of the AC current transformer 3 is connected to the winding end 28 to the reference potential 29 of the devices 2 and 9 controlling the pulse rectifier system. The winding start 30 of the secondary winding 5 is connected via an electronic switch 31 with control input 32 to the first end 10 of the terminating resistor 33, whose second end 34 is located at the reference potential 29. Furthermore, between the winding start 30 and the winding end 28 of the secondary winding 5, the demagnetization device 6 formed by a counter series circuit of zener diodes 35 and 36 is arranged. The current measurement signal is, as mentioned above, tapped at reference end 29 at the first end 10 of the terminating resistor 33.
The control of, in the switched-through state producing a bidirectional connection and blocking in the locked state voltages of both polarities, electronic switch 31 via a first logic driver 37 with AND operation of the two inputs 38 and 39, the output 40 to the control input 32nd of the electronic switch 31 is guided. The first input 38 of the first logic driver 37 is fixed to a logic high, the second input 39 is connected via a connecting line 41 to the output 42 of a timer 43.
For the control of the power transistor 21, the output 44 of a second logic driver 45 is performed with AND operation of the two inputs 46 and 47 to the control input 48 of the power transistor 21. The first input 46 of the second logic driver 45 is formed by the output from the parent control device 9 control signal 26, the second input 47 is connected via a connecting line 49 to the output 42 of the timer 43.
Finally, the input 50 of the timer 43 is connected to the output 51 of a comparator 52 with reference value zero, the input 53 is formed by the tapped via a connecting line 54 from the higher-level control device 9 setpoint signal 55 of the input current of the pulse rectifier system 1.
By the comparator 52 so the input current setpoint signal 55 is converted into a rectangular signal 51 with the same zero crossings. The timer 43 is now triggered by positive edges of this square wave signal 51 and thus outputs logic LOW after each zero crossing of the input current setpoint 55 from negative to positive values for a short blocking interval compared to the network period and then returns to the initial state logically for the rest of the network period HIGH back.
By the LOW signal at the output of the timer 43, which, as stated above, also applied to each second input 39 and 47 of the first and second logic driver 37 and 45, the outputs of the first and second logic driver 37 and 45 are forced to logic low and so the electronic switch 31 and the power transistor 21 open, ie if necessary
flowing in the Vorschaltinduktivität 15 flowing current to zero and maintained this value for the rest of the blocking interval and the terminating resistor 33 for the blocking interval unilaterally separated from the secondary winding 5, whereby a magnetizing current of the converter now secondary side and flows through the demagnetizer 6, which then in any case forms a demagnetization voltage above the voltage occurring in nominal operation at the load, which is chosen so high that a caused by a DC component of the input current, resulting magnetic modulation of the AC converter within the last network period during the blocking interval is safely degraded.
After expiration of the blocking period, the output of the timer 43 returns to the logic high state, the control signal 26 output by the control device 9 is again applied to the control input 48 of the power transistor 21, i.e., the control signal. the regulation of the input current is released again and the terminating resistor 33 is again connected to the secondary winding 5 and thus the actual value of the input current is detected again.
It should be emphasized that the replaceability of the inventive device is not tied to the AC side arrangement of the input inductance 15 of the pulse rectifier system 1, but in exactly the same form can also be made in the event that the inductance in a known form the DC side, e.g. between the positive output terminal of the single-phase diode bridge 17 and the collector of the power transistor 21, is inserted.
An intervention in the control of the power transistor 21 and a switching off of the burden can be omitted for the embodiment shown in Fig. 2. For ease of understanding and comparability, the same reference numerals are used in the course of the further description for identical components or functional groups with respect to FIG.
The inventive device 56 can be used to measure the input current of a single-phase or three-phase unidirectional pulse rectifier system and is shown in the present case in connection with the limited to one phase representation 57 of a three-phase three-point pulse rectifier system.
The phase branch 57 of the three-phase three-point pulse rectifier system is fed in a known manner by one, with a terminal at the neutral 12 of the network, replacement AC voltage source 13, from the second terminal 14 a ballast 15 against the first AC voltage input 16 of a single phase Diode bridge 17 is connected, the second AC voltage input 18 is connected to the center 58 of the output voltage of the three-phase three-point pulse rectifier system. Between the positive output terminal 19 and the negative output terminal 20 of the single-phase diode bridge 17, a power transistor 21 is arranged in the flow direction, at the switching of the output terminals 19 and 20 of the single-phase diode bridge 17 are short-circuited, whereby the mains phase voltage 13 leads to an increase of the input current.
After turning off the power transistor 21, the impressed by the Vorschaltinduktivität 15 current at a positive sign of the, from the positive output terminal 19 of the single-phase diode bridge 17 in the flow direction against the positive terminal 22 of one, the upper output voltage part voltage of the three-phase three-point pulse rectifier system supporting upper output capacitor 59th leading negative output signal negative terminal of the lower output voltage part of the three-phase three-point pulse rectifier system based lower output capacitor 60 in the flow direction against the negative terminal 20 of the single-phase diode bridge 17 taken lower output diode conductive;
In both cases results in a reduction of the input current, which can be controlled by appropriate control of the power transistor 21, the input current proportional to the associated mains phase voltage 13 and sinusoidal. The respective second terminals of the upper and lower output capacitors 59 and 60 are connected to the output voltage center 58; If the output voltage center 58 were connected to the neutral 12 of the network, the phase leg could also be used directly as a single-phase pulse rectifier system.
In accordance with the sinusoidal shape, only one of the two diodes of the input-side bridge branch 61 of the single-phase diode bridge 17 with current point 16 is energized during a half oscillation of the input current, the other diode then remains currentless. According to the invention, the primary winding 63 of an upper AC current transformer 64 and in series with the lower, with the anode at the negative output terminal 20 of the Single-phase diode bridge 17 lying diode 65 of the input-side diode bridge branch 61 a primary winding 66 of a lower AC current transformer 67 laid,
wherein the winding start 68 of the upper primary winding 63 at the root point 16 and the winding start 69 of the lower primary winding 66 at the end remote from the root point 16 and both primary windings 63 and 66 are executed with the same number of turns. The secondary winding 70 of the upper AC current transformer 64 and the secondary winding 71 of the lower AC current transformer 67 have the same number of turns and the same winding sense as the associated primary windings 63 and 66.
The winding end 72 of the upper secondary winding 70 and the winding start 73 of the lower secondary winding 71 are connected to the reference potential 29 of the signal electronics and from the winding start 74 of the upper secondary winding 70, an upper decoupling diode 75 in the flow direction with an upper terminator 76 in series against the summing point 77 (negative Differential input) of a summing amplifier 78 with feedback resistor 79 connected between the amplifier output 80 and summing point 77 and reference potential 29 lying positive differential input 81. Furthermore, starting from the summing point 77, a lower terminating resistor 82 having the same ohmic value as the upper terminating resistor 76 is laid with a series diode 83 in the flow direction against the winding end 84 of the lower secondary winding 71.
Finally, starting from the reference potential 29, an upper demagnetization device 85, consisting of a demagnetization Zener diode 86 in the breakdown direction with an upper series diode 87 in the flow direction parallel to the upper secondary winding 70 and further starting from the winding end 84 of the lower secondary winding 71, a lower demagnetization 88, formed from a lower demagnetizing Zener diode 89 in the breakdown direction with a lower series diode 90 in the flow direction against the reference potential 29, that is arranged parallel to the lower secondary winding 71.
Now, if positive, i. physically upstream of the root 16 flowing input current, the upper diode 62 of the input side diode bridge branch 61 and thus the upper primary winding 63 energized, secondary side, driven by the upper secondary winding 70 according to the Windungszahlverhältnis the upper AC converter 64 translated current through the upper decoupling diode 75 and the upper terminator 76 against the virtually reference point 29 lying summing point 77 and occurs as a corresponding voltage signal at the output 80 of the summing amplifier 78. The upper demagnetization device 85 remains de-energized because of the blocking of the upper series diode 87.
Furthermore, no current flow and thus no contribution to the output signal of the summing amplifier 78 also occur in the lower terminating resistor 82 because of the currentless lower primary winding 66. Now changes the input current, according to the sinusoidal, mains voltage proportional course, its sign, the lower diode 65 of the input side bridge branch 61 and thus the lower primary winding 66 energized, and the upper diode 62 of the input side diode bridge branch 61 blocks.
Thus, the current in the upper primary winding 63 to zero, and the magnetizing current of the upper current transformer 64 closes on the upper demagnetizer 85, whereby the winding start 74 of the upper secondary winding 70 assumes a negative potential, and so the upper decoupling diode 75 is biased voltage applied and a current flow through the upper terminator 76 is inhibited. The output signal of the summing amplifier is thus determined analogously to the above explanation for the positive input half current only by the current in the lower primary winding 66. The breakdown voltage of the upper demagnetizing Zener diode 86 is selected so that the demagnetization of the upper current transformer 64 is completed in any case within the negative half-current current.
The same applies analogously to the lower demagnetization device 88.
In summary, the measurement of an equal-component input current by means of two AC current transformers 64 and 67 so without changing the Ansteuerbefehles a transistor 21 or active switching off a resistor allows the output signals of the AC current transformers 64 and 67 by means of a summing amplifier to the image of the actual , are combined at the amplifier output 80 occurring input current and each of the AC current transformers 64 and 67 during the current conduction of the respective other transducer completely demagnetized and thus a magnetic saturation is reliably prevented.