CH708498A2 - Apparatus and method for galvanic isolation and voltage balancing in a bi-directional DC-DC converter with high-frequency AC-AC transformer. - Google Patents

Apparatus and method for galvanic isolation and voltage balancing in a bi-directional DC-DC converter with high-frequency AC-AC transformer. Download PDF

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Abstract

Der erfindungsgemässe DC-DC-Konverter zur elektrischen Leistungsübertragung von einer Gleichspannungs-Primärseite an eine Gleichspannungs-Sekundärseite weist auf: – einen 4-Pol-AC-AC-Übertrager (4) zur potentialgetrennten Leistungsübertragung, – eine primärseitige Brückenschaltung, welche eine Primärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) mit der Gleichspannungs-Primärseite verbindet, – einen oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator (7) und einen unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator (8), die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung (U 1 (t)) der Gleichspannungs-Primärseite stützen, – eine sekundärseitige Brückenschaltung, welche eine Sekundärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) mit der Gleichspannungs-Sekundärseite verbindet, – einen oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (9) und einen unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (10), die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung (U 2 (t)) der Gleichspannungs-Sekundärseite stützen, – eine Vorrichtung zur Symmetrierung der Spannung der beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (7, 8) oder der beiden sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (9, 10).The inventive DC-DC converter for electrical power transmission from a DC primary side to a DC secondary side comprises: - a 4-pole AC-AC transformer (4) for electrically isolated power transmission, - a primary-side bridge circuit, which is a primary side of 4-pole AC-AC transformer (4) to the DC primary side connects, - an upper primary side DC link capacitor (7) and a lower primary side DC link capacitor (8), which are connected in series and which together form a voltage (U 1 ( t)) support the DC primary side, - a secondary-side bridge circuit which connects a secondary side of the 4-pole AC-AC transformer (4) with the DC secondary side, - an upper secondary side DC link capacitor (9) and a lower secondary side DC link capacitor (10), which are connected in series and which together form a voltage (U 2 (t)) of Support DC secondary side, - a device for balancing the voltage of the two primary-side DC link capacitors (7, 8) or the two secondary-side DC link capacitors (9, 10).

Description

Beschreibung description

[0001 ] Die Erfindung betrifft das Gebiet der leistungselektronischen Schaltungen und bezieht sich auf einen bidirektionalen DC-DC-Wandler mit hochfrequentem AC-AC-Übertrager, sowie auf ein Verfahren zu dessen Steuerung. The invention relates to the field of power electronic circuits and relates to a bidirectional DC-DC converter with high-frequency AC-AC transformer, and to a method for its control.

[0002] In einem bidirektionalen, spannungsgeführten 3- zu 3/4-phasigen AC-AC-Konverter (engl. AC-AC Voltage Source Converter [VSC]), der von einem Netz mit niederohmschen Anbindung an einen Schutzleiter versorgt wird und welcher eine Last mit niederohmschen Schutzleiteranbindung speist, können sich Kreisströme ausbilden, die sich über den Schutzleiter schliessen. Um diese Kreisströme zu unterbinden, wird typischerweise eine galvanische Trennung (auch Potentialtrennung genannt) zwischen Eingangs- und Ausgangsseite des AC-AC-Konverters vorgesehen. Diese galvanische Trennung wird durch einen Transformator erreicht. Zusätzlich können durch den Einsatz des Transformators auch Kreisströme zwischen parallelgeschalteten spannungsgeführten AC-AC-Konvertern, deren Phasen am Eingang sowie am Ausgang der Konverter miteinander verbunden sind, vermieden werden. Um Gewicht einzusparen und um eine kompakte Bauweise des Konverters zu ermöglichen, kann die galvanische Trennung, anstatt mit einem Netzfrequenz-Transformator am netzseitigen Eingang des AC-AC-Konverters, durch den Einbau eines DC-DC-Konverters mit Hochfrequenz-Transformator zwischen zwei getrennten Spannungszwischenkreisen erreicht werden. Von der einen DC Zwischenkreisspannung wird durch eine Halbbrücke oder eine Vollbrücke eine Wechselspannung erzeugt; die andere Zwischenkreisspannung wird durch eine gleichrichtende Halbbrücke oder Vollbrücke von einer Wechselspannung erzeugt. Dies führt zu einer AC-DC-DC-AC Konverter-Struktur wie sie in Fig. 4a schematisch dargestellt ist. In a bidirectional, voltage-driven 3- to 3/4-phase AC-AC converter (AC-AC AC Voltage Source Converter [VSC]), which is powered by a network with low impedance connection to a protective conductor and which one Load feeds with low-resistance protective conductor connection, circulating currents can form which close over the protective conductor. In order to prevent these circulating currents, galvanic isolation (also called potential separation) between the input and output sides of the AC-AC converter is typically provided. This galvanic isolation is achieved by a transformer. In addition, the use of the transformer can also prevent circulating currents between parallel-connected voltage-controlled AC-AC converters whose phases are connected to one another at the input and at the output of the converters. To save weight and to allow a compact design of the converter, the galvanic isolation, instead of with a mains frequency transformer at the line side input of the AC-AC converter, by installing a DC-DC converter with high-frequency transformer between two separate Voltage intermediate circuits can be achieved. From one DC link voltage, an AC voltage is generated by a half bridge or a full bridge; the other DC link voltage is generated by a rectifying half bridge or full bridge of an AC voltage. This leads to an AC-DC-DC-AC converter structure as shown schematically in FIG. 4a.

[0003] Der DC-DC-Konverter kann als Resonanzkonverter oder als Dual Active Bridge-Konverter (DAB-Konverter) realisiert werden. Die Halbbrücken und die Vollbrücken können als 2-Ebenen, 3-Ebenen oder Multi-Ebenen Schaltstrukturen umgesetzt werden. Durch das Erhöhen der Anzahl Spannungsebenen können Leistungshalbleiter mit einer geringeren Sperrspannungsfestigkeit eingesetzt werden, die geringere Schaltverluste ausweisen und dadurch eine höhere Schaltfrequenz der Brücken zulassen. Durch die Wahl einer höheren Schaltfrequenz kann das Bauvolumen der induktiven Komponenten, in diesem Fall des Transformators, reduziert werden. Aktive Brücken sind am Eingang sowie am Ausgang des DC-DC-Konverters notwendig, falls ein bidirektionaler Leistungsfluss möglich sein soll. Typischerweise werden die aktiven Brücken des Resonanzkonverter und des DAB-Konverters mit einem Duty-Cycle nahe 50% angesteuert. In A. Esser und T. Kalker, «Berührungslose Energieversorgung dezentraler angeordneter Antriebe in Handhabungsgeräten», etzArchiv Bd. 12 H. 8, 1990, wird die Realisierung eines Gleichspannungsumsetzers durch einen DAB- und einen Resonanzkonverter beschrieben. Der Gleichspannungsumsetzer weist am Eingang sowie am Ausgang eine 2-Ebenen-Vollbrücke auf. Dadurch wird die berührungslose Energieübertragung für einen Antrieb erreicht. Ein solcher Resonanzkonverter mit je zwei 2-Ebenen-Vollbrücken ist beispielhaft in Fig. 4b dargestellt. The DC-DC converter can be realized as a resonance converter or as a dual active bridge converter (DAB converter). The half bridges and the full bridges can be implemented as 2-level, 3-level or multi-level switching structures. By increasing the number of voltage levels, it is possible to use power semiconductors with a lower blocking voltage resistance, which have lower switching losses and thus permit a higher switching frequency of the bridges. By choosing a higher switching frequency, the construction volume of the inductive components, in this case the transformer can be reduced. Active bridges are required at the input and output of the DC-DC converter if bi-directional power flow is to be possible. Typically, the active bridges of the resonant converter and the DAB converter are driven with a duty cycle close to 50%. In A. Esser and T. Kalker, "Contactless power supply of decentralized drives in handling equipment", etzArchiv Bd. 12 H. 8, 1990, the realization of a DC-DC converter by a DAB and a resonant converter is described. The DC-DC converter has a 2-level full bridge at the input and at the output. As a result, the contactless energy transfer for a drive is achieved. Such a resonance converter, each with two 2-level full bridges, is shown by way of example in FIG. 4b.

[0004] Demgegenüber zeigt EP 2 495 858 A1 mögliche Ausführungsformern von bidirektionalen Gleichspannungswandlern mit galvanischer Trennung. Unter anderem wird auch eine Realisierung des potentialgetrennten Gleichspannungswandler als DAB-Konverter gezeigt, wobei eingangs- und ausgangsseitig je eine Sternpunkt-geklemmte (engl. Neutral Point Clamped [NPC]) 3-Ebenen-Halbbrücke eingesetzt wird. Des Weiteren wird in CH 705 817 A2 ein DAB- sowie ein Resonanzkonverter offenbart, die zusätzlich eine Sättigungsspule aufweisen um ein Nullstromschalten zu erreichen. Die Konverter werden jeweils mit zwei Sternpunkt-geklemmte 3-Ebenen-Halbbrücken ausgeführt. In contrast, EP 2 495 858 A1 shows possible embodiments of bidirectional DC-DC converters with galvanic isolation. Among other things, a realization of the isolated DC-DC converter is shown as a DAB converter, wherein each input and output side each a neutral-point clamped (NPC) 3-level half-bridge is used. Furthermore, CH 705 817 A2 discloses a DAB and a resonance converter, which additionally have a saturable coil in order to achieve zero-current switching. The converters are each implemented with two neutral-clamped 3-level half-bridges.

[0005] Bei Multi-Ebenen Schaltstrukturen mit drei und mehr Spannungsebenen werden auch mehrere Zwischenkreiskondensatoren verwendet, sowohl auf der Eingangs- sowie auf der Ausgangsseite des DC-DC-Konverters. Bei der Versorgung einer beliebigen Last, die zu unterschiedlichen Belastungen der Ausgangsphasen führt, wiederspiegelt sich die unterschiedliche Belastung der Ausgangsphasen in einer ungleichen Belastung der Zwischenkreiskondensatoren. Daher müssen die Spannungen über den Zwischenkreiskondensatoren mit einer zusätzlichen Schaltung, die im Folgenden als Spannungssymmetrierer bezeichnet wird, auf gleichem Wert gehalten werden. Für eine 3-Ebenen-Schaltstruktur mit Zwischenkreismittelpunkt-Abgriff, kann dieser Spannungssymmetrierer, wie in Fig. 4c gezeigt, aus einer 2-Ebenen-Halbbrücke bestehen, dessen Ausgang über eine Symmetrier-Spule 51 mit den Mittelpunkt der Zwischenkreiskondensatoren verbunden ist. Im stationären Zustand und bei leichten Unterschieden der Zwischenkreisspannungen wird die Halbbrücke mit einem Duty-Cycle nahe von 50% angesteuert. H. Ertl, J. W. Kolar and F. C. Zach, «Analysis of an Extended DC-DC Flyback Converter with Inherent Input Voltage Symmetrization», in Proc. of the 35th International Conference on Power Conversion, Nürnberg, Germany, May 26-28, 1998, zeigt einen Spannungssymmetrierer, wie beschrieben, um eine gleiche Spannungsaufteilung über zwei in Serie geschaltete Zwischenkreiskondensatoren zu erlangen. In multi-level switching structures with three or more voltage levels and several DC link capacitors are used, both on the input and on the output side of the DC-DC converter. When supplying any load that leads to different loads of the output phases, the different load of the output phases reflected in an uneven load of the DC link capacitors. Therefore, the voltages across the DC link capacitors with an additional circuit, which will be referred to as a voltage equalizer hereinafter, must be maintained at the same value. For a 3-level switching structure with DC link center tap, this voltage balancer, as shown in Fig. 4c, consist of a 2-level half-bridge whose output is connected via a balancing coil 51 to the center of the DC link capacitors. In steady state and with slight differences in the DC link voltages, the half-bridge is driven with a duty cycle of close to 50%. H. Ertl, J.W. Kolar and F.C. Zach, "Analysis of an Extended DC-DC Flyback Converter with Inherent Input Voltage Symmetrization", in Proc. of the 35th International Conference on Power Conversion, Nuremberg, Germany, May 26-28, 1998, shows a voltage balancer as described to achieve equal voltage sharing across two series-connected DC link capacitors.

[0006] Der DC-DC-Konverter zur galvanischen Trennung und der Spannungssymmetrierer benötigen eine Vielzahl von Leistungshalbleitern, einen Hochfrequenz-Transformator sowie eine Symmetrier-Spule. Die erhöhte Anzahl von Leistungshalbleitern erhöht die Kosten des Konverters und verursacht zusätzliche Verlustleistung. Zudem machen induktive Bauelemente wie Transformator und Induktivität einen Grossteil des gesamten Volumens des Konverters aus und erschweren dadurch eine kompakte Bauweise des Konverters. The DC-DC converter for galvanic isolation and the voltage balancers require a variety of power semiconductors, a high-frequency transformer and a balancing coil. The increased number of power semiconductors increases the cost of the converter and causes additional power dissipation. In addition, inductive components such as transformer and inductance make up a large part of the total volume of the converter and thus make the compact design of the converter more difficult.

[0007] Aufgabe der Erfindung ist es, einen DC-DC-Konverter zu schaffen, der eine asymmetrische Belastung von in Serie geschalteten sekundärseitigen Zwischenkreis-kondensatoren zulässt. Der Konverter soll dabei eine Potentialtrennung gewährleisten. Optional soll er auch einen bidirektionalen Leistungsfluss erlauben. The object of the invention is to provide a DC-DC converter, which allows an asymmetric load of series-connected secondary side DC link capacitors. The converter should ensure a potential separation. Optionally, it should also allow bidirectional power flow.

[0008] Die Aufgabe wird gelöst durch einen DC-DC-Konverter gemäss Patentanspruch 1. The object is achieved by a DC-DC converter according to claim 1.

2 [0009] Der DC-DC-Konverter dient also zur elektrischen Leistungsübertragung von einer Gleichspannungs-Primärseite an eine Gleichspannungs-Sekundärseite. Er weist auf: Thus, the DC-DC converter is used for electrical power transmission from a DC primary side to a DC secondary side. He points out:

- einen 4-Pol-AC-AC-Übertrager zur potentialgetrennten Leistungsübertragung, a 4-pole AC-AC transformer for isolated power transmission,

- eine primärseitige Brückenschaltung, welche eine Primärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers mit der GleichspannungsPrimärseite verbindet, a primary-side bridge circuit which connects a primary side of the 4-pole AC-AC transformer to the DC primary side,

- einen oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator und einen unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator, die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung U-i(t) der Gleichspannungs-Primärseite stützen, an upper primary side intermediate circuit capacitor and a lower primary side intermediate circuit capacitor, which are connected in series and which together support a voltage U i (t) of the DC primary side,

- eine sekundärseitige Brückenschaltung, welche eine Sekundärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers mit der Gleichspannungs-Sekundärseite verbindet, a secondary-side bridge circuit connecting a secondary side of the 4-pole AC-AC transformer to the DC secondary side,

- einen oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator und einen unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator, die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung U2(t) der Gleichspannungs-Sekundärseite stützen, an upper secondary-side intermediate circuit capacitor and a lower secondary-side intermediate circuit capacitor, which are connected in series and which together support a voltage U2 (t) of the DC secondary side,

- wobei der DC-DC-Konverter eine Vorrichtung zur Symmetrierung der Spannung der beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensatoren oder der beiden sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren aufweist. - Wherein the DC-DC converter comprises a device for balancing the voltage of the two primary side DC link capacitors or the two secondary side DC link capacitors.

[0010] Dabei kann die Vorrichtung eine Induktivität zur Symmetrierung der Spannung aufweisen, welche beim Vorliegen einer Asymmetrie der Spannung der beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensatoren oder der beiden sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren einen Strom aufbaut, und dieser Strom dieser Asymmetrie entgegenwirkt. In this case, the device may have an inductance for balancing the voltage, which builds up in the presence of an asymmetry of the voltage of the two primary-side DC link capacitors or the two secondary-side DC link capacitors, and counteracts this current asymmetry.

[0011 ] Die Induktivität zur Symmetrierung kann The inductance for balancing can

- durch die Magnetisierungsinduktivität eines Transformators des 4-Pol-AC-AC-Übertragers gebildet sein. Dabei kann die Magnetisierungsinduktivität als Energiespeicher des Transformators wirken, wobei die magnetische relative Permeabilität des Kernmaterials des Transformators so niedrig gewählt ist, dass ein Strom, der beim Vorliegen einer Asymmetrie der Spannungen über den primärseitigen oder sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren auftritt und als Magnetisierungsstrom des Transformators wirkt, nicht zu einer Sättigung des Transformators führt. - Be formed by the magnetizing inductance of a transformer of the 4-pole AC-AC transformer. In this case, the magnetizing inductance act as energy storage of the transformer, wherein the magnetic relative permeability of the core material of the transformer is chosen so low that a current that occurs in the presence of asymmetry of the voltages across the primary-side or secondary-side DC link capacitors and acts as a magnetizing current of the transformer, not leads to saturation of the transformer.

- durch einen Luftspalt im magnetischen Kern des Transformators oder durch Verwendung eines Pulverkern-Materials gebildet sein. be formed by an air gap in the magnetic core of the transformer or by using a powder core material.

- eine Symmetrier-Spule sein, die parallel zu einem primärseitigen oder einem sekundärseitigen Anschlusspaar des 4Pol-AC-AC-Übertragers geschaltet ist. - Be a balancing coil, which is connected in parallel to a primary-side or a secondary-side connection pair of the 4-pole AC-AC transformer.

- auf die Magnetisierungsinduktivität des Transformators und eine solche Symmetrier-Spule verteilt sein. - Be distributed to the magnetizing inductance of the transformer and such a balancing coil.

[0012] Ein erster Aspekt der Erfindung ist also: Die primärseitige Brücke des DC-DC-Wandlers wird auch für die Symmetrierung der primärseitigen Zwischenkreis-spannungen verwendet. Dadurch müssen weniger Leistungshalbleiter eingesetzt werden. Des Weiteren kann die Funktionalität der Symmetrier-Spule teilweise oder vollständig in den Transformator eingebaut werden, z.B. durch das Beifügen eines Luftspaltes im Transformator-Kern oder durch die Verwendung eines Pulverkern-Materials für die Konstruktion des Transformators. Dadurch wird eine kompaktere Bauweise der SymmetrierSpule erreicht (sie muss nicht den gesamten Ausgleichsstrom übernehmen). A first aspect of the invention is therefore: The primary-side bridge of the DC-DC converter is also used for the balancing of the primary-side DC link voltages. As a result, less power semiconductors must be used. Furthermore, the functionality of the balun can be partially or completely built into the transformer, e.g. by adding an air gap in the transformer core or by using a powder core material for the construction of the transformer. This achieves a more compact design of the balancing coil (it does not have to take over the entire balancing current).

[0013] Dies ist möglich, da typischerweise der Resonanzkonverter resp. der DAB-Konverter und der Spannungssymmetrierer mit einem Duty-Cycle nahe bei 50% angesteuert werden. This is possible because typically the resonance converter resp. the DAB converter and the voltage balancer are driven with a duty cycle close to 50%.

[0014] Eine primärseitige Vollbrückenschaltung sowie eine sekundärseitige Halbbrückenschaltung ermöglichen die gleiche. Funktionalität, verwenden jedoch die doppelte Anzahl Leistungshalbleiter auf der Primärseite (falls die gleichen Brücken-Topologien angenommen werden). A primary-side full-bridge circuit and a secondary-side half-bridge circuit allow the same. Functionality, but use twice the number of power semiconductors on the primary side (assuming the same bridge topologies).

[0015] Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist also: Eine Realisierung der Schaltung gemäss dem ersten Aspekt führt zu ungleichen primärseitigen sowie sekundärseitigen Zwischenkreisspannungen. Der Spannungsunterschied kann durch die Wahl der Systemkomponenten beeinflusst werden. Durch eine zusätzliche Regelung können die beiden primärseitigen oder die beiden sekundärseitigen Zwischenkreisspannungen auf den gleichen Wert geregelt werden. Another aspect of the invention is thus: A realization of the circuit according to the first aspect leads to unequal primary side and secondary side DC link voltages. The voltage difference can be influenced by the choice of system components. By means of additional control, the two primary-side or the two secondary-side DC link voltages can be regulated to the same value.

[0016] Dabei soll die Dynamik des AC-AC-Übertragers um einiges grösser als jene der Zwischenkreise sein. The dynamics of the AC-AC transformer should be much larger than those of the DC links.

[0017] Zusammengefasst: Über die Magnetisierungsinduktivität des Transformators wird ein mittlerer Strom so aufgebaut, dass der primäre Strom des AC-AC-Übertragers mittelwertfrei ist. D.h. der Transformator übernimmt die Funktion des Spannungssymmetrierers und der galvanischen Trennung. Die Symmetrier-Spule sorgt dafür, dass die Differenz der beiden primärseitigen Spannungen über die Zeit nicht immer grösser wird. In summary: Through the magnetizing inductance of the transformer, a mean current is constructed so that the primary current of the AC-AC transformer is averaged. That the transformer assumes the function of the voltage balancer and the galvanic isolation. The balancing coil ensures that the difference between the two primary-side voltages does not increase over time.

[0018] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: In the following, the subject invention based on preferred embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings, explained in more detail. Each show schematically:

Fig. 1 a Eine erste schaltungstechnische Ausführungsform der Erfindung, wobei die primärseitige und sekundärseitige aktiven Brücken mit einer Sternpunkt-geklemmten 3-Ebenen-Topologie realisiert sind und wobei die Energieübertragung auf dem Konzept eines Resonanzkonverters beruht. Zusätzlich wird noch eine Symmetrier-Spule zur Symmetrierung der Zwischenkreisspannungen eingesetzt. 1 a A first circuit-technical embodiment of the invention, wherein the primary-side and secondary-side active bridges are realized with a neutral point-clamped 3-level topology and wherein the energy transmission is based on the concept of a resonance converter. In addition, a balancing coil is used to balance the DC link voltages.

Fig. 1 b Zu Fig. 1 a gehörende primärseitige Spannung, primärseitiger Strom, sekundärseitige Spannung, sekundärseitiger Strom und Spannung über dem primärseitigen Resonanzkondensator für einen grösseren unteren als oberen Laststrom. Fig. 1 b to Fig. 1 a belonging primary-side voltage, primary-side current, secondary side voltage, secondary side current and voltage across the primary-side resonant capacitor for a larger lower than upper load current.

3 Fig. 1 c Eine weitere schaltungstechnische Ausführungsform der Erfindung, beruhend auf Fig. 1 a, wobei parallel zur Symmetrier-Spule eine Dämpfungsspule sowie ein Dämpfungswiderstand vorhanden sind. 3 c shows another circuit-technical embodiment of the invention, based on FIG. 1 a, wherein a damping coil and a damping resistor are present parallel to the balancing coil.

Fig. 1 d Obere und untere primärseitige Zwischenkreisspannungen sowie obere und untere sekundärseitige Zwischenkreisspannung für die Schaltung gemäss Fig. 1 c und für einen grösseren mittleren unteren als oberen Laststrom. Die Auswirkungen auf die Zwischenkreisspannungen einer sprunghaften Erhöhung des Mittelwertes des unteren Laststromes sind ebenfalls gezeigt. Fig. 1 d Upper and lower primary side intermediate circuit voltages and upper and lower secondary side DC link voltage for the circuit of FIG. 1 c and for a larger middle lower than upper load current. The effects on the intermediate circuit voltages of a sudden increase in the mean value of the lower load current are also shown.

Fig. 1 e Eine weitere schaltungstechnische Ausführungsform der Erfindung, wobei die primärseitige und sekundärseitige aktiven Brücken mit einer 2-Ebenen-Topologie realisiert sind und wobei die Energieübertragung auf dem Konzept eines Resonanzkonverters beruht. Fig. 1 e A further circuit embodiment of the invention, wherein the primary-side and secondary-side active bridges are realized with a 2-level topology and wherein the energy transfer is based on the concept of a resonance converter.

Fig. 2a Ein Regelverfahren respektive eine Reglerstruktur, womit die obere und untere primärseitige Zwischenkreisspannung auf gleiche Werte geregelt werden können; oder womit die obere und untere sekundärseitige Zwischenkreisspannung auf gleiche Werte geregelt werden können. Das Regelverfahren ist auf die in Fig. 1 a, Fig. 1 c und Fig. 1 e gezeigten Schaltungen anwendbar. 2a shows a control method or a controller structure, with which the upper and lower primary-side intermediate circuit voltage can be regulated to the same values; or with which the upper and lower secondary-side intermediate circuit voltage can be regulated to the same values. The control method is applicable to the circuits shown in Fig. 1 a, Fig. 1 c and Fig. 1 e.

Fig. 2b Obere und untere primärseitige Zwischenkreisspannungen sowie obere und untere sekundärseitige Zwischenkreisspannung für die Schaltung gemäss Fig. 1 c und für einen grösseren mittleren unteren als oberen Laststrom. Dabei wurden die obere und untere sekundärseitige Zwischenkreisspannung mit dem in Fig. 2a beschriebenen Regelverfahren auf gleiche Werte geregelt. Die Auswirkungen auf die Zwischenkreisspannungen einer sprunghaften Erhöhung des Mittelwertes des unteren Laststromes sind ebenfalls gezeigt. Fig. 2b Upper and lower primary side intermediate circuit voltages and upper and lower secondary side intermediate circuit voltage for the circuit of FIG. 1 c and for a larger middle lower than upper load current. In this case, the upper and lower secondary-side intermediate circuit voltages were regulated to the same values with the control method described in FIG. 2a. The effects on the intermediate circuit voltages of a sudden increase in the mean value of the lower load current are also shown.

Fig. 3a Eine weitere schaltungstechnische Ausführungsform der Erfindung, wobei die primär seitige und sekundärseitige aktiven Brücken mit einer sternpunkt-geklemmten 3-Ebenen-Topologie realisiert sind und wobei die Energieübertragung auf dem Konzept eines Dual Active Bridge-Konverters (DAB-Konverter) beruht. 3a shows another circuit-technical embodiment of the invention, wherein the primary-side and secondary-side active bridges are realized with a star-point-clamped 3-level topology and wherein the energy transmission is based on the concept of a dual active bridge converter (DAB converter).

Fig. 3b Zu Fig. 3a gehörende primärseitige Spannung, primärseitiger Strom, sekundärseitige Spannung und sekundärseitiger Strom für einen grösseren mittleren unteren als oberen Laststrom. Fig. 3b belonging to Fig. 3a primary-side voltage, primary side current, secondary side voltage and secondary side current for a larger middle lower than upper load current.

Fig. 4a-c Aus dem Stand der Technik bekannte Strukturen. Fig. 4a-c structures known from the prior art.

[0019] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche oder gleich wirkende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Basically, the same or similar parts are provided with the same reference numerals in the figures.

[0020] Eine schaltungstechnische Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 1 a gezeigt: Es wird ein DC-DC-Wandler dargestellt, der eine Spannung U-i(t) mit einer Spannung U2(t) verbindet. Der Wandler weist einen primärseitigen Zwischenkreis 1 , eine primärseitige aktive Brücke 2, eine Symmetrier-Spule 3, einen 4-Pol-AC-AC-Übertrager 4, eine sekundärseitige aktive Brücke 5 und einen sekundärseitigen Zwischenkreis 6 auf. Der primärseitige Zwischenkreis 1 weist einen oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7 und einem unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator 8 auf, die in Serie geschaltet sind und die zusammen die Spannung Ui(t) stützen. Der sekundärseitige Zwischenkreis 6 weist einen oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 9 und einem unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 10 auf, die in Serie geschaltet sind und die zusammen die Spannung U2(t) stützen. Die Symmetrier-Spule 3 und der 4-Pol-AC-AC-Übertrager 4 sind an einem ersten Pol mit dem Ausgang der primärseitigen aktiven Brücke 2 und an einem zweiten Pol mit dem Mittelpunkt des primärseitigen Zwischenkreises 1 verbunden. Der 4-Pol-AC-AC-Übertrager 4 ist mit einem dritten Pol mit dem Ausgang der sekundärseitigen aktiven Brücke 5, mit einem vierten Pol mit dem Mittelpunkt des sekundärseitigen Zwischenkreises verbunden. Der 4-Pol-AC-AC-Übertrager repräsentiert einen Resonanzkonverter und die aktiven Brücken 2, 5 werden mit einer 2-Ebenen- oder 3-Ebenen-Topologie realisiert. Stellvertretend für die diversen bekannten Topologien dieser Art, ist in Fig. 1 a eine Sternpunkt-geklemmte 3-Ebenen-Topologie gezeigt. A circuit-technical embodiment of the invention is shown in Fig. 1 a: It is a DC-DC converter is shown, which connects a voltage U-i (t) with a voltage U2 (t). The converter has a primary-side intermediate circuit 1, a primary-side active bridge 2, a balancing coil 3, a 4-pole AC-AC transformer 4, a secondary-side active bridge 5 and a secondary-side intermediate circuit 6. The primary-side intermediate circuit 1 has an upper primary-side intermediate circuit capacitor 7 and a lower primary-side intermediate circuit capacitor 8, which are connected in series and together support the voltage Ui (t). The secondary-side intermediate circuit 6 has an upper secondary-side intermediate circuit capacitor 9 and a lower secondary-side intermediate circuit capacitor 10, which are connected in series and together support the voltage U2 (t). The balancing coil 3 and the 4-pole AC-AC transformer 4 are connected at a first pole to the output of the primary-side active bridge 2 and at a second pole to the center of the primary-side intermediate circuit 1. The 4-pole AC-AC transformer 4 is connected to a third pole to the output of the secondary-side active bridge 5, with a fourth pole to the center of the secondary-side intermediate circuit. The 4-pole AC-AC transformer represents a resonant converter and the active bridges 2, 5 are realized with a 2-level or 3-level topology. Representing the various known topologies of this type, a star point clamped 3-level topology is shown in FIG. 1a.

[0021 ] Der 4-Pol-AC-AC-Übertrager 4 weist eine Serienschaltung eines Resonanzkondensators 1 1 , einer Zusatzspule 12 und eines Transformators 13 auf. Die Zusatzspule 12 ist in Fig. 1 a auf der Primärseite des Transformtors 13 angeordnet, wobei sie sich gleichwertig auch auf der Sekundärseite befinden könnte. Als «Primärseite» wird jene Seite des DC-DC · Wandlers bezeichnet, auf der sich die Resonanzkapazität 11 befindet. Somit wird auf der Primärseite ein oberer primärseitiger Zwischenkreiskondensator 7 im Mittel identisch belastet wie ein unterer primärseitiger Zwischenkreiskondensator 8. Unter Belastung wird der Bezug von Energie verstanden. Auf der Sekundärseite erfolgt eine Belastung eines oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensators 9, die von der Belastung eines unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensators 10 verschieden sein kann. The 4-pole AC-AC transformer 4 has a series connection of a resonance capacitor 1 1, an additional coil 12 and a transformer 13. The auxiliary coil 12 is arranged in Fig. 1 a on the primary side of the transformer gate 13, where they could be equally located on the secondary side. The term "primary side" refers to that side of the DC-DC converter on which the resonance capacitor 11 is located. Thus, on the primary side, an upper primary-side intermediate circuit capacitor 7 is loaded identically on average as a lower primary-side intermediate circuit capacitor 8. Load refers to the reference of energy. On the secondary side, a load of an upper secondary-side intermediate circuit capacitor 9, which may be different from the load of a lower secondary-side intermediate circuit capacitor 10 takes place.

[0022] Um Schaltverluste in der primärseitigen aktiven Brücke 2 und der sekundärseitigen aktiven Brücke 5 zu reduzieren, wird für einen Leistungsfluss von der Primärseite zur Sekundärseite eines DC-DC-Wandlers, wie in Fig. 1 a dargestellt, die primärseitige Brücke 2 aktiv angesteuert, währenddessen die sekundärseitige Brücke 5 als passiver Diodengleichrichter eingesetzt wird. Für einen Leistungsfluss von der Sekundärseite zur Primärseite des DC-DC-Wandlers, wird entsprechend die sekundärseitige Brücke 5 aktiv angesteuert und die primärseitige Brücke 2 als passiver Diodengleichrichter verwendet. Es sei bemerkt, dass für den zweiten Fall des Leistungsflusses von der Sekundärseite zur Primärseite, eine In order to reduce switching losses in the primary-side active bridge 2 and the secondary-side active bridge 5, the primary-side bridge 2 is actively driven for a power flow from the primary side to the secondary side of a DC-DC converter, as shown in Fig. 1 a during which the secondary-side bridge 5 is used as a passive diode rectifier. For a power flow from the secondary side to the primary side of the DC-DC converter, the secondary-side bridge 5 is activated accordingly and the primary-side bridge 2 is used as a passive diode rectifier. It should be noted that for the second case of the power flow from the secondary side to the primary side, a

4 Symmetrier-Spule 3 für die erwünschte Funktionalität des DC-DC-Wandlers nicht zwingend notwendig ist, und daher auch weggelassen werden kann. 4 balancing coil 3 is not absolutely necessary for the desired functionality of the DC-DC converter, and therefore can also be omitted.

[0023] Im Folgenden wird die Funktionsweise der Schaltung in Fig. 1 a anhand eines positiven Leistungsflusses von der Primärseite zur Sekundärseite eines DC-DC-Wandler erklärt, d.h. die primärseitige Brücke 2 wird aktiv betrieben und die sekundärseitige Brücke 5 wird als passiver Diodengleichrichter eingesetzt. Daraus kann das Verhalten des DC-DC-Wandlers für andere Betriebsfälle abgeleitet werden. In the following the operation of the circuit in Fig. 1a is explained by means of a positive power flow from the primary side to the secondary side of a DC-DC converter, i. E. the primary-side bridge 2 is actively operated and the secondary-side bridge 5 is used as a passive diode rectifier. From this, the behavior of the DC-DC converter can be derived for other operating cases.

[0024] Vom primärseitigen Zwischenkreis 1 wird mithilfe der primärseitigen Brücke 2 eine rechteckförmige Wechselspannung up(t) erzeugt, die an der Symmetrier-Spule 3 und an der Primärseite des 4-Pol AC-AC Wandlers 4 anliegt (ausgezogene Linie). Vom sekundärseitigen Zwischenkreis 6 wird mithilfe der sekundärseitigen Brücke 5 eine rechteckförmige Wechselspannung us(t) erzeugt, die an der Sekundärseite des 4-Pol AC-AC Wandlers 4 anliegt (punktierte Linie). Die beiden Spannungen up(t) und us(t) sind für einen stationären Zustand und für einen grösseren Mittelwert eines unteren Laststromes iL, (t) gegenüber dem Mittelwert eines oberen Laststromes iL,i(t) in Fig. 2b gezeigt. Ein oberer sekundärseitiger Zwischenkreiskondensator 9 wird mit dem oberen Laststrom iLi(t) belastet, währenddem ein unterer sekundärseitiger. Zwischenkreiskondensator 10 mit dem unteren Laststrom iLi2(t) belastet wird. From the primary-side intermediate circuit 1, a rectangular alternating voltage up (t) is generated by means of the primary-side bridge 2, which rests against the balancing coil 3 and on the primary side of the 4-pole AC-AC converter 4 (solid line). From the secondary-side intermediate circuit 6, a rectangular AC voltage us (t) is generated by means of the secondary-side bridge 5, which is applied to the secondary side of the 4-pole AC-AC converter 4 (dotted line). The two voltages up (t) and us (t) are shown for a stationary state and for a larger mean value of a lower load current iL, (t) compared to the mean value of an upper load current iL, i (t) in FIG. 2b. An upper secondary-side intermediate circuit capacitor 9 is loaded with the upper load current iLi (t), while a lower secondary side. DC link capacitor 10 is charged with the lower load current iLi2 (t).

[0025] Durch das Anlegen einer positiven Spannung Up,i(t) am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 wird ein Schwingkreis positiv angeregt und daher bildet sich ein positiver Strompuls des sekundärseitigen Stromes is(t) aus. Der Schwingkreis wird durch die primärseitige Resonanzkapazität 1 1 , die Zusatzspule 12 und die Streuinduktivität eines Transformators 13 gebildet. Aufgrund der gleichrichtenden Wirkung der sekundärseitigen Brücke 5, versorgt dieser positive Strompuls den oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 9. Die passive Diodengleichrichtung der sekundärseitigen Brücke 5 verhindert, dass sich das Vorzeichen des positiven Strompulses des sekundärseitigen Stromes ändert. Somit bleibt der sekundärseitige Strom Null nachdem er seinen Nulldurchgang erreicht hat. Der sekundärseitige Strom is(t) vollzieht somit eine halbe Schwingung mit einer leicht von der Schwingkreisperiode des Schwingkreises abweichenden Periodendauer. Damit der positive Strompuls den Wert Null erreicht bevor eine negative Spannung -UPi2(t) an den Ausgang der primärseitigen Brücke 2 gelegt wird, liegt die Resonanzfrequenz des Schwingkreises leicht höher als die Taktfrequenz, mit welcher die primärseitige Brücke 2 eine positive (oder negative) Spannung an ihren Ausgang legt. Ist nun der sekundärseitige Strom Null, so erfolgt durch das Anlegen einer negativen Spannung— Up,2(t) an den Ausgang der primärseitigen Brücke 2 ein negativer Strompuls des primärseitigen Stroms is(t). Dieser negative Strompuls des sekundärseitigen Stromes is(t) erreicht, bevor der nächste positive Strompuls geschossen wird, aufgrund der Diodengleichrichtung der sekundärseitigen Brücke 5 den Wert Null. By applying a positive voltage Up, i (t) at the output of the primary-side bridge 2, a resonant circuit is positively excited and therefore forms a positive current pulse of the secondary side current is (t). The resonant circuit is formed by the primary-side resonant capacitance 1 1, the additional coil 12 and the leakage inductance of a transformer 13. Due to the rectifying effect of the secondary-side bridge 5, this positive current pulse supplies the upper secondary-side intermediate circuit capacitor 9. The passive diode rectification of the secondary-side bridge 5 prevents the sign of the positive current pulse of the secondary side current from changing. Thus, the secondary side current remains zero after it has reached its zero crossing. The secondary-side current is (t) thus performs half a vibration with a slightly different from the resonant circuit period of the resonant circuit period. So that the positive current pulse reaches the value zero before a negative voltage -UPi2 (t) is applied to the output of the primary-side bridge 2, the resonant frequency of the resonant circuit is slightly higher than the clock frequency at which the primary-side bridge 2 has a positive (or negative) Voltage to its output sets. Now, if the secondary-side current is zero, then by applying a negative voltage-Up, 2 (t) to the output of the primary-side bridge 2, a negative current pulse of the primary side current is (t). This negative current pulse of the secondary-side current is (t) reached before the next positive current pulse is fired, due to the diode rectification of the secondary-side bridge 5 is zero.

[0026] Im stationären Zustand stellt sich eine obere Spannungsdifferenz zwischen der oberen primärseitigen Spannung Up,i(t) und einer oberen sekundärseitigen Spannung Us,i(t). Der Mittelwert des positiven Strompulses des sekundärseitigen Stromes is(t) ist proportional zu einer oberen Anregungsspannung ures,e,P(t), mit der der positive Strompuls angeregt wird. Diese obere Anregungsspannung ist zu dem Zeitpunkt, in welchem eine positive Spannung an den Ausgang einer primärseitigen Brücke 2 geschaltet wird, gleich ures,e, (t) = UPi(t) - uc,res(t) - Up,2(t). Daher ist die obere Anregungsspannung Ures,e,P(t) direkt proportional zu der oberen Spannungsdifferenz. Folglich weisen im stationären Zustand die obere Anregungsspannung ures,e,P(t) und die obere Spannungsdifferenz zum Zeitpunkt, in welchem eine positive Spannung an den Ausgang der primärseitigen Brücke 2 gelegt wird, solche Werte auf, dass der positive Strompuls einen Mittelwert aufweist, der gleich dem Mittelwert eines oberen Laststromes iL,i(t) ist. Analoges gilt für eine untere Spannungsdifferenz zwischen einer unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) und einer unteren sekundärseitigen Spannung Us,2(t). In the steady state, an upper voltage difference between the upper primary side voltage Up, i (t) and an upper secondary side voltage Us, i (t). The mean value of the positive current pulse of the secondary side current is (t) is proportional to an upper excitation voltage ures, e, P (t), with which the positive current pulse is excited. This upper excitation voltage is equal to ure, e, (t) = UPi (t) - uc, res (t) - Up, 2 (t) at the time a positive voltage is switched to the output of a primary-side bridge 2. , Therefore, the upper excitation voltage Ures, e, P (t) is directly proportional to the upper voltage difference. Consequently, in the stationary state, the upper excitation voltage ures, e, P (t) and the upper voltage difference at the time in which a positive voltage is applied to the output of the primary-side bridge 2 have such values that the positive current pulse has an average value, which is equal to the average value of an upper load current iL, i (t). The same applies to a lower voltage difference between a lower primary-side voltage Up, 2 (t) and a lower secondary-side voltage Us, 2 (t).

[0027] Da typischerweise für eine kompakte Bauweise des Transformators 13, die Taktfrequenz hoch (z.B. > 10 kHz) gewählt wird und die Resonanzfrequenz des Schwingkreises, gebildet durch den primärseitigen Resonanzkondensator 1 1 , die Zusatzspule 12 und die Streuinduktivität des Transformators 13, über der Taktfrequenz liegt, weist der Resonanzkondensator 1 1 in der Regel einen um Faktoren geringen Kapazitätswert als jene des oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensators 7, des unteren primärseitigen Zwischenkreis-kondensators 8, des oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensators 9 und des unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensators 10 auf. Somit kann für die folgenden Überlegungen die Dynamik des 4-Pol-AC-AC-Übertragers 4 als um Faktoren schneller als jene des primären Zwischenkreises 1 und jene des sekundären Zwischenkreises 6 angesehen werden. Daher können für die Zeit während der sich beispielsweise eine Spannung Uc,res(t) über dem primärseitigen Resonanzkondensator 1 1 ändert, die obere primärseitige Spannung Up 1(t) über dem oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7, die untere primärseitige Spannung Up,2(t) über dem untere primärseitigen Zwischenkreiskondensator 8, eine obere sekundärseitige Spannung Us>1(t) über dem oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 9 und eine untere sekundärseitige Spannung Us,2(t) über dem unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 10 als konstant betrachtet werden. As is typically selected for a compact design of the transformer 13, the clock frequency high (eg> 10 kHz) and the resonant frequency of the resonant circuit formed by the primary-side resonant capacitor 1 1, the auxiliary coil 12 and the leakage inductance of the transformer 13, over the Clocking frequency is, the resonance capacitor 1 1 usually has a factor small capacitance value than those of the upper primary side DC link capacitor 7, the lower primary side DC link capacitor 8, the upper secondary side DC link capacitor 9 and the lower secondary side DC link capacitor 10. Thus, for the following considerations, the dynamics of the 4-pole AC-AC transformer 4 may be considered to be faster than those of the primary DC link 1 and those of the secondary DC link 6 by factors. Therefore, for the time during which, for example, a voltage Uc, res (t) across the primary side resonant capacitor 11 changes, the upper primary side voltage Up1 (t) above the upper primary side DC link capacitor 7, the lower primary side voltage Up, 2 (t ) above the lower primary side intermediate circuit capacitor 8, an upper secondary side voltage Us> 1 (t) above the upper secondary side intermediate circuit capacitor 9 and a lower secondary side voltage Us, 2 (t) above the lower secondary side intermediate circuit capacitor 10 are considered to be constant.

[0028] Die Ansteuerung der primärseitigen Brücke 2 erfolgt mit einem Duty-Cycle von im Wesentlichen 50%, d.h. die Leistungshalbleiter der primärseitigen Brücke werden derart geschaltet, dass die Zeitdauer während der die positive Spannung Up 1(t) am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 anliegt, mit der Zeitdauer während der die negative Spannung -UPi2(t) am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 anliegt, im Wesentlichen identisch ist. Die Zeitdauer während der die positive und die negative Spannung anliegen entspricht der halben Taktperiode, abzüglich der Zeit während eine Null-Spannung am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 anliegt. Für Stern-punkt-geklemmte 3-Ebenen-Topologien, wie jene in Fig. 1 a, erfolgt das Umschalten von positiver oder negativer zu negativer respektive positiver Spannung am Ausgang der primärseitigen The activation of the primary-side bridge 2 takes place with a duty cycle of substantially 50%, i. the power semiconductors of the primary-side bridge are switched such that the time duration during which the positive voltage Up 1 (t) is present at the output of the primary-side bridge 2, with the duration during which the negative voltage -UPi2 (t) at the output of the primary-side bridge 2 is applied , is essentially identical. The period during which the positive and the negative voltage applied corresponds to half the clock period, minus the time while a zero voltage at the output of the primary-side bridge 2 is applied. For star point-clamped 3-plane topologies, such as those in Fig. 1 a, the switching from positive or negative to negative or positive voltage takes place at the output of the primary side

5 Brücke 2 über das Anlegen der Null-Spannung. Das Schalten der Leistungshalbleiter wird durch Steuersignale Si für die primärseitige Brücke 2 gelenkt. Steuersignale S2steuern analog dazu die sekundärseitige Brücke 5 an. 5 Bridge 2 via the application of the zero voltage. The switching of the power semiconductors is controlled by control signals Si for the primary-side bridge 2. Control signals S2 control the secondary-side bridge 5 analogously to this.

[0029] Der Transformator 13 hat beispielhaft und zur Vereinfachung der Beschreibung ein Übersetzungsverhältnis von 1 :1 , weshalb in der vorliegenden Beschreibung von einer Unterscheidung zwischen der sekundärseitigen Spannung und jener, die auf die Primärseite transformiert wird, abgesehen wird. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators 13 kann jedoch auch von 1 :1 verschieden sein, ohne die gewünschten schaltungstechnischen Funktionalitäten einzuschränken. By way of example and to simplify the description, the transformer 13 has a ratio of 1: 1, which is why in the present description of a distinction between the secondary-side voltage and that which is transformed to the primary side is disregarded. However, the transmission ratio of the transformer 13 may also be different from 1: 1, without restricting the desired circuit functionalities.

[0030] Damit sich die obere sekundärseitige Spannung Us>1(t) und die untere sekundärseitige Spannung Us,2(t) im Mittel über die Zeit nicht ändern, muss der Mittelwert des positiven Strompulses eines sekundärseitigen Stromes is(t) gleich dem Mittelwert eines oberen Laststromes iL,i(t) sein. In analoger Weisem muss der negative Mittelwert des negativen Strompulses des sekundärseitigen Stromes is(t) dem Mittelwert eines unteren Laststromes iL,2(t) entsprechen. Eine Differenz zwischen dem Mittelwert des oberen und unteren Laststromes ii_,i(t), ii_, (t) fuhrt demensprechend auch zu einem Unterschied im Betrag der Mittelwerte des positiven und des negativen Strompulses des sekundärseitigen Stromes is(t). Deshalb weist auch der sekundärseitige Strom is(t) einen Mittelwert ungleich Null auf. Der Mittelwert des sekundärseitigen Stromes ist für einen grösseren Mittelwert des unteren Laststromes iL,2(t) gegenüber dem Mittelwert des oberen Laststromes iL,i(t) negativ. Würde dieser Mittelwert im sekundärseitigen Strom is(t) auch in einem primärseitigen Strom ip(t) vorhanden sein, so würde der Resonanzkondensator 11 entladen und es entstünde ein kurzzeitiger negativer Mittelwert in einer Spannung Uc,res(t) über dem Resonanzkondensator 1 1. Bei einer Ansteuerung der primärseitigen Brücke 2 mit einem fixen Duty-Cycle hätte dieser kurzzeitige negative Mittelwert der Spannung uc,res(t) zur Folge, dass sich ein positiver Mittelwert in eine Spannung Up’(t) über der Primärseite des Transformators 13 ausbildet (in Summe müssen sich die Mittelwerte der Spannung uc,res(t) der Spannung up’(t) und jener über der Zusatzspule 12 auf heben). Dazu wurde angenommen, dass die obere primärseitige Spannung UPi1(t) und die untere primärseitige Spannung Up,2(t) identisch sind. Der positive Mittelwert der Spannung up’(t) führt dazu, dass sich durch die Magnetisierungsinduktivität des Transformators 13 ein positiver Mittelwert eines Magnetisierungsstromes aufbaut. Dieser mittlere Magnetisierungsstrom überlagert sich mit dem resonanten Strompulsen und wirkt dem Entladen des Resonanzkondensators 1 1 entgegen. Der Mittelwert des Magnetisierungsstromes wird solange vergrössert bis der Mittelwert der Spannung uc,res(t) wieder Null erreicht. Im stationären Zustand folgt also, dass für identische primärseitige Spannungen Up>1(t), Up,2(t) der primärseitige Strom ip(t) mittelwertfrei wird und dass auch der Mittelwert der Spannung Uc,res(t) sich auf Null reguliert. Dies bedeutet auch, dass der Magnetisierungsstrom im Mittel der negativen mittleren Differenz eines oberen Laststromes iL,i(t) und eines unteren Laststromes iL,2(t) entspricht. Um die Funktionalität der Schaltung in der beschriebenen Weise zu gewährleisten, darf der Transformator 13 durch den aufgebauten mittleren Magnetisierungsstrom nicht sättigen, resp. der Transformator 13 muss Energie speichern können. Vorteilhafterweise wird daher der Kern des Transformators 13 eine niedrige magnetische relative Permeabilität aufweisen. Entsprechend kann durch Einbringen eines Luftspaltes in den magnetischen Kern des Transformators 13 oder durch die Wahl eines Pulverkern-Materials eine kompakte Bauweise erreicht werden. Der primärseitige Strom ip(t), der sekundärseitige Strom is(t) und die Spannung Uc,res(t) sind für den stationären Zustand in Fig. 1 b gezeigt. So that the upper secondary-side voltage Us> 1 (t) and the lower secondary-side voltage Us, 2 (t) do not change over time, the mean value of the positive current pulse of a secondary-side current is (t) must be equal to the mean value an upper load current iL, i (t) be. Analogously, the negative mean value of the negative current pulse of the secondary side current is (t) must correspond to the mean value of a lower load current iL, 2 (t). A difference between the mean value of the upper and lower load current ii_, i (t), ii_, (t) leads demensprechend also to a difference in the amount of the average values of the positive and negative current pulse of the secondary side current is (t). Therefore, the secondary-side current is (t) has a mean value not equal to zero. The mean value of the secondary-side current is negative for a larger mean value of the lower load current iL, 2 (t) than the mean value of the upper load current iL, i (t). If this mean value in the secondary-side current is (t) also be present in a primary-side current ip (t), then the resonance capacitor 11 would be discharged and a short-term negative average would result in a voltage Uc, res (t) across the resonance capacitor 11. If the primary-side bridge 2 is driven with a fixed duty cycle, this short-term negative mean value of the voltage uc, res (t) would result in a positive mean value being formed in a voltage Up '(t) across the primary side of the transformer 13 ( in sum, the mean values of the voltage uc, res (t) of the voltage up '(t) and that of the auxiliary coil 12 must be raised). For this, it was assumed that the upper primary side voltage UPi1 (t) and the lower primary side voltage Up, 2 (t) are identical. The positive mean value of the voltage up '(t) causes the magnetizing inductance of the transformer 13 to build up a positive mean value of a magnetizing current. This average magnetization current is superimposed with the resonant current pulses and counteracts the discharging of the resonance capacitor 11. The mean value of the magnetizing current is increased until the mean value of the voltage uc, res (t) reaches zero again. In the steady state, it follows that for identical primary side voltages Up> 1 (t), Up, 2 (t), the primary side current ip (t) becomes averaged and that the mean value of the voltage Uc, res (t) also settles to zero , This also means that the magnetizing current corresponds on average to the negative mean difference of an upper load current iL, i (t) and a lower load current iL, 2 (t). In order to ensure the functionality of the circuit in the manner described, the transformer 13 may not saturate by the constructed mean magnetizing current, resp. the transformer 13 must be able to store energy. Advantageously, therefore, the core of the transformer 13 will have a low magnetic relative permeability. Accordingly, by incorporating an air gap in the magnetic core of the transformer 13 or by the choice of a powder core material, a compact design can be achieved. The primary-side current ip (t), the secondary-side current is (t) and the voltage Uc, res (t) are shown for the stationary state in Fig. 1 b.

[0031 ] Der Resonanzkondensator 1 1 hat, wie erklärt, die Aufgabe, einen resonanten Strompuls anzuregen. Zudem übernimmt der Resonanzkondensator 1 1 im Fall, dass eine obere primärseitige Spannung UPi1(t) verschieden von einer unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) ist, einen Mittelwert der Spannung Uc,res(t), so dass die Spannung up’(t), die an der Primärseite des Transformators 13 liegt, mittelwertfrei ist (nach der obigen erklärten Verhaltensweise der Schaltung). The resonant capacitor 1 1 has, as explained, the task of exciting a resonant current pulse. In addition, in the case that an upper primary side voltage UPi1 (t) is different from a lower primary side voltage Up, 2 (t), the resonance capacitor 11 takes an average of the voltage Uc, res (t), so that the voltage up '(FIG. t), which is located on the primary side of the transformer 13, is averaging (after the above explained behavior of the circuit).

[0032] Dadurch verändert sich im Mittel der Magnetisierungsstrom durch die Magnetisierungsinduktivität des Transformators 13 nicht. Typischerweise liegen die beiden primärseitigen Spannungen Up 1(t), Up,2(t) sehr nahe beieinander, wodurch der Magnetisierungsstrom weitgehend der negativen Differenz der Mittelwerte des oberen Laststromes iL,i(t) zum unteren Laststrom iL,2(t) entspricht. As a result, the magnetizing current does not change on average by the magnetizing inductance of the transformer 13. Typically, the two primary side voltages Up 1 (t), Up, 2 (t) are very close to each other, whereby the magnetizing current largely corresponds to the negative difference of the average values of the upper load current iL, i (t) to the lower load current iL, 2 (t) ,

[0033] Des Weiteren ist typischerweise die primärseitige Spannung U1(t) eines DC-DC-Wandlers, wie in Fig. 1 a dargestellt, eingeprägt. Aufgrund der Ansteuerung der primärseitigen aktiven Brücke 2 mit einem fixen Duty-Cycle, wird eine definierte Aufteilung der gesamten Spannung U-i(t) auf den oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7 und den unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator 8 durch das Hinzufügen der Symmetrier-Spule 3 erreicht. Bei einer positiven Differenz zwischen der oberen primärseitigen Spannung Up,i(t) über dem oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7 und der unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) über dem unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator, liegt ein positiver Mittelwert der Spannung Up(t) an der Symmetrier-Spule 3 an. Dadurch wird ein positiver Mittelwert eines Symmetrier-Stromes in der Symmetrier-Spule 3 aufgebaut. Dieser führt zu einer Entladung des oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensators 7 und zu einem Aufladen des unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensators 8. Je grösser die Differenz der beiden primärseitigen Spannungen Up,i (t), Up,2(t), desto grösser der Mittelwert des Symmetrier-Stromes. Daher gleichen sich die beiden primärseitigen Spannungen UPi1(t), Up,2(t) an, bis die an der Symmetrier-Spule 3 angelegte Spannung up(t) mittelwertfrei ist. Unter Berücksichtigung des ohmschen Widerstandes der Symmetrier-Spule 3 oder von den ohmschen Widerständen der Anschlüsse der Symmetrier-Spule 3, kann es zu einer kleinen Differenz zwischen den Spannungen Up 1(t), Up,2(t) über beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensatoren 7, 8 kommen. Um Schwingungen im Symmetrier-Strom und somit in den primärseitigen Spannungen Up 1(t), Up,2(t) bei einer sprunghaften Änderung eines oberen Laststromes iL,i(t) und/oder eines unteren Laststromes iL,2(t) zu dämpfen, kann der DC-DC-Wandler von Fig. 1 a um Dämpfungselemente, wie in Fig. 1c gezeigt, ergänzt werden: In dieser weiteren schaltungstechnischen Ausführungsform der Erfindung wird parallel zu der Symmetrier-Spule 3 eine Dämpfungsspule 15 und ein Dämpfungswiderstand 14 ange- Furthermore, typically the primary-side voltage U1 (t) of a DC-DC converter, as shown in Fig. 1 a, impressed. Due to the activation of the primary-side active bridge 2 with a fixed duty cycle, a defined division of the total voltage U-i (t) on the upper primary side DC link capacitor 7 and the lower primary side DC link capacitor 8 is achieved by adding the balancing coil 3. With a positive difference between the upper primary side voltage Up, i (t) across the upper primary side DC link capacitor 7 and the lower primary side voltage Up, 2 (t) across the lower primary side DC link capacitor, there is a positive average value of the voltage Up (t) at Symmetry coil 3 on. As a result, a positive mean value of a balancing current is established in the balancing coil 3. This leads to a discharge of the upper primary side DC link capacitor 7 and to a charging of the lower primary side DC link capacitor 8. The greater the difference between the two primary side voltages Up, i (t), Up, 2 (t), the greater the mean value of the balancing current , Therefore, the two primary-side voltages UPi1 (t), Up, 2 (t) are equal until the voltage up (t) applied to the balancing coil 3 is averaged. Taking into account the ohmic resistance of the balancing coil 3 or the ohmic resistances of the terminals of the balancing coil 3, there may be a small difference between the voltages Up 1 (t), Up, 2 (t) via both primary side DC link capacitors 7, 8 come. To oscillations in the balancing current and thus in the primary-side voltages Up 1 (t), Up, 2 (t) in a sudden change of an upper load current iL, i (t) and / or a lower load current iL, 2 (t) 1 a can be supplemented by damping elements, as shown in FIG. 1c. In this further circuit embodiment of the invention, a damping coil 15 and a damping resistor 14 are connected in parallel with the balancing coil 3 -

6 bracht, wobei die Dämpfungsspule 15 und der Dämpfungswiderstand in Serie geschaltet sind. In Fig. 1 c ist eine mögliche Realisierung einer parallelen RL-Dämpfung gezeigt. Eine serielle RL-Dämpfung, eine parallel RC-Dämpfung oder eine rein ohmsche Dämpfung wären ebenfalls denkbar. Die zeitlichen Verläufe der primärseitigen Zwischenkreisspannungen UPi1(t), Up,2(t) sind für die Schaltung von Fig. 1 c in Fig. 1 d gezeigt. 6, wherein the damping coil 15 and the damping resistor are connected in series. In Fig. 1 c, a possible realization of a parallel RL damping is shown. A serial RL attenuation, a parallel RC attenuation or a pure ohmic damping would also be conceivable. The time profiles of the primary-side intermediate circuit voltages UPi1 (t), Up, 2 (t) are shown for the circuit of FIG. 1c in FIG. 1d.

[0034] Wird die primärseitige aktive Brücke 2 und/oder die sekundärseitige Brücke 5 durch eine 3-Ebenen-Topologie realisiert, die keinen direkten Übergang von positiven zu negativen (und umgekehrt) Ausgangsspannungen der primärseitigen Brücke 2 erlaubt (wie jene, die in Fig. 1 a gezeigt ist), so ist eine Symmetrier-Spule 3 zwingend notwendig, damit sich die Differenz zwischen der oberen primärseitigen Spannung UPi1(t) und der unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) über die Zeit nicht ständig vergrössert. Die Ursache dafür ist das Anlegen von Null Spannung an den Ausgang der primärseitigen Brücke 2. Zwischen den Übergängen von einer positiven zu einer negativen und von einer negativen zu einer positiven Ausgangsspannung der primärseitigen Brücke 2 liegt jeweils ein Intervall, während dem Null Spannung am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 gelegt wird. Während diesen Intervall liegt die Spannung Uc,res(t) über einem Resonanzkondensator 1 1 direkt proportional negativ an einem Transformator 13 an. Die Mittelwerte der Spannung Uc,res(t) über jeweils ein solches Intervall sind für beide Intervalle verschieden. Für den angenommen Fall, dass der Mittelwert eines unteren Laststromes iL, (t) grösser ist als der Mittelwert eines oberen Laststromes iL,i(t) ergibt sich in Summe ein negativer Spannungsmittelwert der Spannung uc,res(t) über die beiden Intervalle für gleiche primärseitige Spannungen UPi1(t), Up,2(t). Daraus resultiert ein erhöhter Mittelwert der Spannung up’(t) über dem Transformator 13. Als Folge davon wird der Mittelwert des Magnetisierungsstromes, der durch die Magnetisierungsinduktivität eines Transformators 13 fliesst, erhöht. Dies stellt eine Störung des stationären Zustandes dar und kann dazu fuhren, dass sich die Differenz zwischen der oberen primärseitigen Spannung Up 1(t) und der unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) über die Zeit ständig vergrössert. Im Sinne der Kürze wird nicht näher auf dieses Problem eingegangen. If the primary-side active bridge 2 and / or the secondary-side bridge 5 is realized by a 3-level topology that does not allow a direct transition from positive to negative (and vice versa) output voltages of the primary side bridge 2 (like those shown in FIG 1 a), a balancing coil 3 is absolutely necessary, so that the difference between the upper primary-side voltage UPi1 (t) and the lower primary-side voltage Up, 2 (t) does not increase continuously over time. The reason for this is the application of zero voltage to the output of the primary-side bridge 2. Between the transitions from a positive to a negative and from a negative to a positive output voltage of the primary-side bridge 2 is an interval, while the zero voltage at the output of primary-side bridge 2 is placed. During this interval, the voltage Uc, res (t) across a resonant capacitor 1 1 is directly proportional negative to a transformer 13 at. The mean values of the voltage Uc, res (t) over each such interval are different for both intervals. For the assumed case that the mean value of a lower load current iL, (t) is greater than the mean value of an upper load current iL, i (t), a negative voltage mean value of the voltage uc, res (t) results in total over the two intervals for same primary side voltages UPi1 (t), Up, 2 (t). This results in an increased mean value of the voltage up '(t) across the transformer 13. As a result, the mean value of the magnetizing current flowing through the magnetizing inductance of a transformer 13 is increased. This represents a steady-state disturbance and may cause the difference between the upper primary-side voltage Up 1 (t) and the lower-side primary voltage Up, 2 (t) to steadily increase over time. For the sake of brevity, this problem will not be discussed further.

[0035] Für eine Realisierung der primärseitigen und sekundärseitigen Brücken 2, 5 mit einer 2-Ebenen-Topologie besteht das soeben beschriebene Problem nicht, und die Symmetrier-Spule 3 kann weggelassen werden. Fig. 1 e stellt somit eine weitere mögliche schaltungstechnische Realisierung der Erfindung dar. Alternativ kann die primärseitige aktive Halbbrücke 2 auch durch eine primärseitige Vollbrücke ersetzt werden. Für diese beiden Alternativen der schaltungstechnischen Realisierung der Erfindung basierend auf 2-Ebenen-Topologien ist es jedoch erforderlich, dass auf die Spannungsaufteilung zwischen der oberen und der unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7, 8 mithilfe eines weiteren Konverters Einfluss genommen wird. Dieser Konverter kann dem DC-DC-Wandler vorgelagert sein. For a realization of the primary-side and secondary-side bridges 2, 5 with a 2-level topology, the problem just described does not exist, and the balancing coil 3 can be omitted. 1 e thus represents another possible circuit implementation of the invention. Alternatively, the primary-side active half-bridge 2 can also be replaced by a primary-side full bridge. For these two alternatives of the circuit implementation of the invention based on 2-level topologies, however, it is necessary that the voltage distribution between the upper and lower primary side DC link capacitor 7, 8 is influenced by means of another converter. This converter may be upstream of the DC-DC converter.

[0036] Für eine Realisierung einer primärseitigen Brücke 2 mit einer 3-Ebenen-Topologie sind jedoch bei erhöhten Taktfrequenzen die Schaltverluste geringer als bei einer Realisierung mit einer 2-Ebenen-Topologie. Um eine kompakte, resp. volumengeringe Bauweise eines Transformators 13 zu erreichen, wird typischerweise die Taktfrequenz, nach der die Leistungshalbleiter schalten, erhöht. Da eine Symmetrier-Spule 3 im Vergleich zur mittleren Differenz zwischen einem oberen Laststrom iL,i(t) und einem unteren Laststrom iL,2(t) typischerweise nur einen geringen Strommittelwert aufnehmen muss, kann sie kompakt gebaut werden. For a realization of a primary-side bridge 2 with a 3-level topology, however, the switching losses are lower at elevated clock frequencies than in a realization with a 2-level topology. To a compact, resp. Achieving low-volume construction of a transformer 13 will typically increase the clock frequency at which the power semiconductors switch. Since a balancing coil 3 typically has to absorb only a small average current in comparison with the average difference between an upper load current iL, i (t) and a lower load current iL, 2 (t), it can be made compact.

[0037] Ein Nachteil der schaltungstechnischen Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 1 a, sind die bestehenden Differenzen zwischen der oberen primärseitigen Spannung Up,i(t) über dem oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7 und der unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) über dem unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator 8 sowie zwischen der oberen sekundärseitigen Spannung Us 1(t) über dem oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 9 und der unteren sekundärseitigen Spannung Us,2(t) über dem unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 10. Diese Differenzen in den primärseitigen und sekundärseitigen Spannungen hängen von den Schaltungsparametern sowie der Belastung auf der Sekundärseite eines DC-DC-Wandler ab. Dieser Nachteil kann jedoch für entweder die Primärseite oder die Sekundärseite des DC-DC-Wandlers behoben werden. Um dies zu erreichen, kann die Ansteuerung der primärseitigen aktiven Brücke 2 nicht mit einem fixen Duty-Cycle, sondern mit einem variablen geschehen. Ein Regelverfahren 16, respektive die Struktur eines Reglers zur Realisierung der gewünschten Funktion, ist in Fig. 2a gezeigt. Aus einer Spannung Ux 1(t), einer Spannung Ux,2(t), einem primärseitigen Strom ip(t) und einem sekundärseitigen Strom is(t) werden Ansteuerungssignale Sxerzeugt. Die beiden Spannungen Ux>1(t) und Ux,2(t) können entweder die obere primärseitige Spannung UPi1(t) und die untere primärseitige Spannung Up,2(t) oder die obere sekundärseitige Spannung Us,i(t) und die untere sekundärseitige Spannung Us,2(t) sein. Die Ansteuerungssignale Sxwerden durch einen Treiber verstärkt und steuern entweder in Form von Si die Leistungshalbleiter einer primärseitigen aktiven Brücke 2 oder in Form von S2die Leistungshalbleiter einer sekundärseitigen aktiven Brücke 5 an. Ein mögliches Regelverfahren 16 ist ebenfalls in Fig. 2a dargestellt: Eine positive Differenz zwischen beispielsweise der oberen sekundärseitigen Spannung Us 1(t) und der unteren sekundärseitigen Spannung Us,2(t) führt über einen äusseren Proportional-Integral-Differenzial (PID)-Regler 17 zu einem erhöhten Differenz-Sollwert iPs,SOii(t) für einen Differenzstrom ips(t) zwischen dem Primärstrom ip(t) und dem Sekundärstrom is(t). Ein innerer PID-Regler 18 fordert aufgrund des Stromfehlers zwischen dem Differenz-Sollwert iPs,SOii(t) und dem Differenzstrom ips(t) eine mittlere Brückenzweigausgangsspannung u-i(t) am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 (oder der sekundärseitigen Bücke 5), so dass der Fehler zwischen dem Differenz-Sollwert iPs,SOii(t) und dem Differenzstrom ips(t) zu Null wird. Eine Pulsbreitenmodulations-Einheit (PWM-Einheit) 19 erzeugt aus der mittleren Brückenzweigausgangsspannung u-i(t) die Ansteuerungssignale Sxfür die primärseitige aktive Brücke 2 (oder die sekundärseitige aktive Brücke 5). Schlussendlich wird die gewünschte mittlere Brückenzweigausgangsspannung Ui (t) in Form von up(t) [oder us(t)j an den Ausgang der primärseitigen Brücke 2 (oder der sekundärseitigen Brücke 5) gelegt. Die zeitlichen Verläufe der beiden A disadvantage of the circuit embodiment of the invention according to Fig. 1 a, are the existing differences between the upper primary side voltage Up, i (t) over the upper primary side DC link capacitor 7 and the lower primary side voltage Up, 2 (t) over the lower primary side DC link capacitor 8 and between the upper secondary side voltage Us 1 (t) above the upper secondary side DC link capacitor 9 and the lower secondary side voltage Us, 2 (t) above the lower secondary side DC link capacitor 10. These differences in the primary and secondary voltages depend on the Circuit parameters and the load on the secondary side of a DC-DC converter from. However, this disadvantage can be solved for either the primary side or the secondary side of the DC-DC converter. To achieve this, the activation of the primary-side active bridge 2 can not be done with a fixed duty cycle, but with a variable. A control method 16, or the structure of a controller for realizing the desired function, is shown in FIG. 2a. From a voltage Ux 1 (t), a voltage Ux, 2 (t), a primary side current ip (t) and a secondary side current is (t), drive signals Sx are generated. The two voltages Ux> 1 (t) and Ux, 2 (t) can be either the upper primary side voltage UPi1 (t) and the lower primary side voltage Up, 2 (t) or the upper secondary side voltage Us, i (t) and lower secondary side voltage Us, 2 (t). The drive signals Sx are amplified by a driver and control either the power semiconductors of a primary-side active bridge 2 in the form of Si or the power semiconductors of a secondary-side active bridge 5 in the form of S2. A possible control method 16 is likewise illustrated in FIG. 2 a: A positive difference between, for example, the upper secondary-side voltage Us 1 (t) and the lower secondary-side voltage Us, 2 (t) results via an external proportional-integral-derivative (PID). Controller 17 to an increased differential setpoint iPs, SOii (t) for a differential current ips (t) between the primary current ip (t) and the secondary current is (t). An internal PID controller 18 requires due to the current error between the differential setpoint iPs, SOii (t) and the differential current ips (t) a mean bridge branch output voltage ui (t) at the output of the primary-side bridge 2 (or the secondary-side bridge 5) the error between the differential set point iPs, SOii (t) and the difference current ips (t) becomes zero. A pulse width modulation unit (PWM unit) 19 generates from the middle bridge arm output voltage u-i (t) the drive signals Sx for the primary side active bridge 2 (or the secondary side active bridge 5). Finally, the desired mean bridge branch output voltage Ui (t) in the form of up (t) [or us (t) j is applied to the output of the primary-side bridge 2 (or the secondary-side bridge 5). The chronological course of the two

7 Spannungen über dem oberen und unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7, 8 sowie die Spannungen über dem oberen und unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 9, 10 sind für die in Fig. I(a) gezeigte Schaltung und mit dem in Fig. 2a aufgeführten Regelverfahren 16 in Fig. 2b wiedergegeben. Wie für die Ansteuerung der primärseitigen aktiven Brücke 2 mit einem fixen Duty-Cycle erklärt, ist eine Symmetrier-Spule 3 für eine Realisierung der primärseitigen Brücke 2 und der sekundärseitigen Brücke 5 als 2-Ebenen-Topologie nicht zwingend notwendig; für eine 3-Ebenen-Topologie hingegen schon. 7 voltages across the upper and lower primary side DC link capacitors 7, 8 and the voltages across the upper and lower secondary side DC link capacitors 9, 10 are for the circuit shown in Fig. I (a) and with the control method 16 shown in Fig. 2a in FIG. 2b reproduced. As explained for the activation of the primary-side active bridge 2 with a fixed duty cycle, a balancing coil 3 is not absolutely necessary for a realization of the primary-side bridge 2 and the secondary-side bridge 5 as a 2-level topology; for a 3-level topology, however.

[0038] In einer weiteren schaltungstechnischen Ausführungsform der Erfindung wird der 4-Pol-AC-AC-Übertrager 4 nicht als Resonanzkonverter sondern als Dual Active Bridge-Konverter (DAB-Konverter) ausgeführt. Diese Schaltung ist in Fig. 3a wiedergegeben und weist keinen Resonanzkondensator 1 1 auf. In Fig. 3a ist eine Realisierung einer primärseitigen aktiven Brücke 2 und einer sekundärseitigen aktiven Brücke 5 mit einer sternpunkt-geklemmten 3-Ebenen-Topologie gezeigt. Die beiden Brücken können jedoch auch eine 2-Ebenen- oder eine andere 3-Ebenen-Topologie aufweisen. Die primärseitige aktive Brücke 2 und die sekundärseitige aktive Brücke 5 werden je mit einem Duty-Cycle von 50% (gegebenenfalls inklusive der Periode für eine 3-Ebenen-Topologie, während der jeweils Null Spannung am Ausgang der primärseitigen und sekundärseitigen aktiven Brücken 2, 5 anliegt) angesteuert. Die primärseitige Brücke 2 legt somit eine rechteckförmige Spannung up(t) an ihren Ausgang, wobei eine obere primärseitige Spannung UPi1(t) und der negierte Wert einer untere primärseitige Spannung Up,2(t) während gleicher erster Zeitdauer am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 anliegen. Die sekundärseitige Brücke 5 legt demensprechend eine rechteckförmige Spannung us(t) an ihren Ausgang, wobei eine obere sekundärseitige Spannung Us,i(t) und der negierte Wert einer untere sekundärseitigen Spannung Us,2(t) während gleicher zweiter Zeitdauer am Ausgang der sekundärseitigen Brücke 5 anliegen. Die erste und die zweite Zeitdauer sind identisch und entsprechen nahezu der halben Taktperiode. Eine Taktperiode startet im Zeitpunkt, in welchem die Ausgangsspannung der primärseitigen Brücke 2 (resp. sekundärseitigen Brücke 5) von einer negativen Spannung für eine 2-Ebenen-Topologie oder von Null Spannung für eine 3-Ebenen-Topologie der primärseitigen Brücke 2 (resp. der sekundärseitigen Brücke 5) zu einer positiven Spannung wechselt. Die Taktperiode endet unmittelbar bevor erneut ein Wechsel der Ausgangsspannung der primärseitigen Brücke 2 (resp. der sekundärseitigen Brücke 5) von einer negativen Spannung für eine 2-Ebenen-Topologie oder von Null Spannung für eine 3-Ebenen-Topologie der primärseitigen Brücke 2 (resp. der sekundärseitigen Brücke 5) zu einer positiven Spannung stattfindet. Für einen positiven Leistungsfluss von der Primärseite zur Sekundärseite eines DC-DC-Wandlers, besteht eine phasenversetzte Taktung der primärseitigen Brücke 2 und der sekundärseitigen Brücke 5. Daher erfolgen die Ansteuersignale für die Leistungshalbleiter der sekundärseitigen Brücke 5 um Tvz(t) verzögert zu den Ansteuersignalen für die Leistungshalbleiter der primärseitigen Brücke 2, wie in Fig. 3b gezeigt. Für einen positiven Leistungsfluss von der Sekundärseite zur Primärseite des DC-DC-Wandlers ist entsprechend die Taktung der primärseitigen Brücke 2 gegenüber jener der sekundärseitigen Brücke 5 verzögert. Während der Zeit Tvz(t) kann ein primärseitiger Strom ip(t), und daher auch ein sekundärseitiger Strom is(t), über eine Zusatzspule 12 und/oder die Streuinduktivität des Transformators 13 wesentlich auf- oder abgebaut werden. Somit wird die übertragene Leistung durch eine Vergrösserung der Verzögerung Tvz(t) (resp. Phasenverschiebung) erhöht und in analogerweise durch eine Verringerung der Verzögerung Tvz(t) reduziert. Dadurch kann eine sekundärseitige Spannung U2(t) auf einen Referenzwert geregelt werden (Phase-Shift-Regelung). In a further circuit embodiment of the invention, the 4-pole AC-AC transformer 4 is not designed as a resonance converter but as a dual active bridge converter (DAB converter). This circuit is shown in FIG. 3a and has no resonance capacitor 11. FIG. 3 a shows a realization of a primary-side active bridge 2 and a secondary-side active bridge 5 with a star point-clamped 3-level topology. However, the two bridges may also have a 2-level or other 3-level topology. The primary-side active bridge 2 and the secondary-side active bridge 5 are each provided with a duty cycle of 50% (optionally including the period for a 3-level topology, during the respective zero voltage at the output of the primary-side and secondary-side active bridges 2, 5 applied). The primary-side bridge 2 thus applies a rectangular voltage up (t) to its output, an upper primary-side voltage UPi1 (t) and the negated value of a lower primary-side voltage Up, 2 (t) during the same first time duration at the output of the primary-side bridge 2 issue. Accordingly, the secondary-side bridge 5 applies a rectangular voltage us (t) to its output, wherein an upper secondary-side voltage Us, i (t) and the negated value of a lower secondary-side voltage Us, 2 (t) during the same second time period at the output of the secondary-side Bridge 5 abut. The first and the second time periods are identical and correspond to almost half the clock period. A clock period starts at the moment in which the output voltage of the primary-side bridge 2 (or secondary-side bridge 5) from a negative voltage for a 2-level topology or zero voltage for a 3-level topology of the primary-side bridge 2 (resp. the secondary-side bridge 5) changes to a positive voltage. The clock period immediately before a change in the output voltage of the primary-side bridge 2 (or the secondary-side bridge 5) ends again from a negative voltage for a 2-level topology or zero voltage for a 3-level topology of the primary-side bridge 2 (resp the secondary-side bridge 5) to a positive voltage. For a positive power flow from the primary side to the secondary side of a DC-DC converter, there is a phase-offset clocking of the primary side bridge 2 and the secondary side bridge 5. Therefore, the drive signals for the power semiconductors of the secondary side bridge 5 by Tvz (t) are delayed to the drive signals for the power semiconductors of the primary-side bridge 2, as shown in Fig. 3b. For a positive power flow from the secondary side to the primary side of the DC-DC converter, the timing of the primary side bridge 2 is delayed relative to that of the secondary side bridge 5 accordingly. During the time Tvz (t), a primary-side current ip (t), and therefore also a secondary-side current is (t), can be significantly increased or decreased via an additional coil 12 and / or the leakage inductance of the transformer 13. Thus, the transmitted power is increased by an increase in the delay Tvz (t) (or phase shift) and reduced in analogy by a reduction in the delay Tvz (t). As a result, a secondary-side voltage U2 (t) can be regulated to a reference value (phase-shift control).

[0039] Analog zu den Erklärungen zu den vorangehenden Ausführungsformen weist auch hier der sekundärseitige Strom is(t) einen Mittelwert auf, welcher der Differenz der Mittelwerte des oberen Laststromes iL,i(t) und des unteren Laststromes ii_,2(t) entspricht. Somit wird die obere sekundärseitige Spannung Us,i(t) über dem oberen sekundären Zwischenkreiskondensator 9 und der unteren sekundärseitige Spannung Us,2(t) über dem unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator 10 im Mittel auf einem konstanten Spannungswert gehalten. Wäre nun ein primärseitiger Strom ip(t) nicht mittelwertfrei, sondern wiese den gleichen Mittelwert wie der sekundärseitige Strom is(t) auf, so würde sich, beispielsweise für einen grösseren Mittelwert des unteren Laststromes iL,2(t) gegenüber dem Mittelwert des oberen Laststromes iL,i(t) der obere primärseitige Zwischenkreiskondensator 7 aufladen und der untere primärseitige Zwischenkreiskondensator 8 entladen. Die obere primärseitige Spannung Up,i(t) über dem oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator 7 steigt somit an und die untere primärseitige Spannung Up,2(t) über dem unteren primärseitigen Kondensator 8 sinkt. Dies wiederum ruft einen positiven Mittelwert einer Spannung up‘(t) über dem Transformator 13 hervor, welche über der Magnetisierungsinduktivität eines Transformators 13 anliegt, da die obere primärseitige Spannung UPi1(t) und der negierte Wert der unteren primärseitigen Spannung Up,2(t) für einen festen Duty-Cycle zu gleichen Anteilen am Ausgang der primärseitigen Brücke 2 anliegen. Durch diesen positiven Mittelwert der Spannung up‘(t) über dem Transformator 13 wird ein Mittelwert eines Magnetisierungsstromes durch die Magnetisierungsinduktivität des Transformators 13 erhöht. Dieser positive Mittelwert des Magnetisierungsstromes wirkt als Entladestrom für den oberen primärseitigen Kondensator 7 und wirkt somit dem Aufladen des oberen primärseitigen Kondensators entgegen. In gleicher Wiese entspricht der Mittelwert des Magnetisierungsstromes einem Ladestrom des unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensators, der dem Entladen des unteren primärseitigen Zwischenkreis-kondensators entgegenwirkt. Der Magnetisierungsstrom wird solange im Mittel aufgebaut bis die Spannung up‘(t) erneut mittelwertfrei ist. Dies ist dann der Fall, wenn die obere primärseitige Spannung UPi1(t) und die untere primärseitige Spannung im Mittel gleich sind. Analoge Überlegungen gelten für die Sekundärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers 4. Somit stellt die in Fig. 3a gezeigt Schaltung im Mittel gleiche obere und untere primärseitige Spannungen UPi1(t), Up,2(t) sowie gleiche obere und untere sekundärseitige Spannungen Us,i(t), Us,2(t) ein. Der primärseitige Strom ip(t) ist dementsprechend auch mittelwertefrei und es zirkuliert auf der Primärseite eines DC-DC-Wandlers der Magnetisierungsstrom, der im Mittel der mittleren Differenz des oberen Laststromes iL,i(t) und des unteren Laststro- Analogous to the explanations to the preceding embodiments, the secondary-side current is (t) has an average value which corresponds to the difference between the average values of the upper load current iL, i (t) and the lower load current ii_, 2 (t) , Thus, the upper secondary side voltage Us, i (t) across the upper secondary link capacitor 9 and the lower secondary side voltage Us, 2 (t) across the lower secondary side link capacitor 10 is maintained at a constant voltage level on average. If a primary-side current ip (t) were not mean-free, but had the same mean value as the secondary-side current is (t), then, for example for a larger average of the lower load current iL, 2 (t) would be higher than the mean value of the upper one Load current iL, i (t), the upper primary side DC link capacitor 7 charge and discharge the lower primary-side DC link capacitor 8. The upper primary-side voltage Up, i (t) across the upper primary-side intermediate circuit capacitor 7 thus increases and the lower primary-side voltage Up, 2 (t) across the lower primary-side capacitor 8 decreases. This in turn causes a positive average of a voltage up '(t) across the transformer 13, which is above the magnetizing inductance of a transformer 13, since the upper primary-side voltage UPi1 (t) and the negated value of the lower-side primary voltage Up, 2 (t ) abut for equal shares at the output of the primary-side bridge 2 for a fixed duty cycle. By this positive mean value of the voltage up '(t) across the transformer 13, an average value of a magnetizing current is increased by the magnetizing inductance of the transformer 13. This positive mean value of the magnetizing current acts as a discharge current for the upper primary-side capacitor 7 and thus counteracts the charging of the upper primary-side capacitor. In the same way, the mean value of the magnetizing current corresponds to a charging current of the lower primary side intermediate circuit capacitor, which counteracts the discharging of the lower primary side intermediate circuit capacitor. The magnetizing current is built up in the middle until the voltage up '(t) is again averaged. This is the case when the upper primary-side voltage UPi1 (t) and the lower primary-side voltage are the same on average. Analogous considerations apply to the secondary side of the 4-pole AC-AC transformer 4. Thus, the circuit shown in FIG. 3a averages equal upper and lower primary side voltages UPi1 (t), Up, 2 (t), and the same upper and lower voltages lower secondary side voltages Us, i (t), Us, 2 (t). Accordingly, the primary-side current ip (t) is also free of mean values and the magnetizing current circulating on the primary side of a DC-DC converter circulates on average the average difference of the upper load current iL, i (t) and the lower load current.

8 8th

Claims (16)

mes i|_, (t) entspricht, vgl. Fig. 3b. Um die Funktionalität der Schaltung in der beschriebenen Weise zu gewährleisten, darf der Transformator 13 durch den aufgebauten mittleren Magnetisierungsstrom nicht sättigen, resp. der Transformator 13 muss Energie speichern können. Vorteilhafterweise wird daher der Kern des Transformators 13 eine niedrige magnetische relative Permeabilität aufweisen. Entsprechend kann durch Einbringen eines Luftspaltes in den magnetischen Kern des Transformators 13 oder durch die Wahl eines Pulverkern-Materials eine kompakte Bauweise erreicht werden. Bezugszeichenliste [0040] 1 Primärseitiger Zwischenkreis 2 Primärseitige aktive Brücke 3 Symmetrier-Spule 4 4-Pol-AC-AC-Übertrager 5 Sekundärseitige aktive Brücke 6 Sekundärseitiger Zwischenkreis 7 Oberer primärseitiger Zwischenkreiskondensator 8 Unterer primärseitiger Zwischenkreiskondensator 9 Oberer sekundärseitiger Zwischenkreiskondensator 10 Unterer sekundärseitiger Zwischenkreiskondensator 1 1 Primärseitiger Resonanzkondensator 12 Primärseitige Zusatzspule 13 Transformator 14 Dämpfungsspule 15 Dämpfungswiderstand 16 Regelverfahren 17 Äusserer Proportional-Integral-Differenzial (PID)-Regler 18 Innerer Proportional-Integral-Differenzial (PID)-Regler 19 Pulsbreitenmodulations-Einheit (PWM-Einheit) Patentansprüche 1. DC-DC-Konverter zur elektrischen Leistungsübertragung von einer Gleichspannungs-Primärseite an eine Gleichspannungs-Sekundärseite, aufweisend - einen 4-Pol-AC-AC-Übertrager (4) zur potentialgetrennten Leistungsübertragung, - eine primärseitige Brückenschaltung, welche eine Primärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) mit der Gleichspannungs-Primärseite verbindet, - einen oberen primärseitigen Zwischenkreiskondensator (7) und einen unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator (8), die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung (U-i(t)) der Gleichspannungs-Primärseite stützen, - eine sekundärseitige Brückenschaltung, welche eine Sekundärseite des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) mit der Gleichspannungs-Sekundärseite verbindet, - einen oberen sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (9) und einen unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (10), die in Serie geschaltet sind und die zusammen eine Spannung (U2(t)) der Gleichspannungs-Sekundärseite stützen, - wobei der DC-DC-Konverter eine Vorrichtung zur Symmetrierung der Spannung der beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (7, 8) oder der beiden sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (9, 10) aufweist. with i | _, (t) corresponds, cf. Fig. 3b. In order to ensure the functionality of the circuit in the manner described, the transformer 13 may not saturate by the constructed mean magnetizing current, resp. the transformer 13 must be able to store energy. Advantageously, therefore, the core of the transformer 13 will have a low magnetic relative permeability. Accordingly, by incorporating an air gap in the magnetic core of the transformer 13 or by the choice of a powder core material, a compact design can be achieved. LIST OF REFERENCE NUMBERS [0040] 1 primary-side DC link 2 Primary side active bridge 3 balancing coil 4 4-pole AC-AC transformers 5 Secondary active bridge 6 Secondary DC link 7 Upper primary-side DC link capacitor 8 Lower primary-side DC link capacitor 9 Upper secondary-side DC link capacitor 10 Lower secondary-side DC link capacitor 1 1 Primary-side resonant capacitor 12 Primary-side auxiliary coil 13 transformer 14 damping coil 15 damping resistance 16 control procedures 17 External proportional-integral-derivative (PID) controller 18 Inner Proportional-Integral-Derivative (PID) controller 19 pulse width modulation unit (PWM unit) claims 1. DC-DC converter for electrical power transmission from a DC primary side to a DC secondary side, comprising a 4-pole AC-AC transformer (4) for isolated power transmission, a primary-side bridge circuit which connects a primary side of the 4-pole AC-AC transformer (4) to the DC primary side, an upper primary-side intermediate circuit capacitor (7) and a lower primary-side intermediate circuit capacitor (8) which are connected in series and which together support a voltage (U-i (t)) of the DC primary side, a secondary-side bridge circuit which connects a secondary side of the 4-pole AC-AC transformer (4) to the DC secondary side, an upper secondary-side intermediate circuit capacitor (9) and a lower secondary-side intermediate circuit capacitor (10), which are connected in series and together support a voltage (U2 (t)) of the DC secondary side, - Wherein the DC-DC converter comprises a device for balancing the voltage of the two primary side DC link capacitors (7, 8) or the two secondary side DC link capacitors (9, 10). 2. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 1 , wobei die Vorrichtung eine Induktivität zur Symmetrierung der Spannung aufweist, welche beim Vorliegen einer Asymmetrie der Spannung der beiden primärseitigen Zwischenkreiskondensato- 9 ren (7, 8) oder der beiden sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (9, 10) einen Strom aufbaut, und dieser Strom dieser Asymmetrie entgegenwirkt. 2. DC-DC converter according to claim 1, wherein the device has an inductance for balancing the voltage, which in the presence of an asymmetry of the voltage of the two primary-side DC link capacitor 9 ren (7, 8) or the two secondary-side DC link capacitors (9, 10) builds up a current, and this current counteracts this asymmetry. 3. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 2, wobei die Induktivität zur Symmetrierung durch die Magnetisierungsinduktivität eines Transformators (13) des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) gebildet ist. 3. DC-DC converter according to claim 2, wherein the inductance for balancing by the magnetizing inductance of a transformer (13) of the 4-pole AC-AC transformer (4) is formed. 4. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 3, wobei die Magnetisierungsinduktivität als Energiespeicher des Transformators (13) wirkt und die magnetische relative Permeabilität des Kernmaterials des Transformators (13) so niedrig ist, dass ein Strom, der beim Vorliegen einer Asymmetrie der Spannungen über den primärseitigen oder sekundärseitigen Zwischenkreiskondensatoren (7, 8, 9, 10) auftritt und als Magnetisierungsstrom des Transformators (13) wirkt, nicht zu einer Sättigung des Transformators (13) führt. 4. DC-DC converter according to claim 3, wherein the magnetizing inductance acts as an energy store of the transformer (13) and the magnetic relative permeability of the core material of the transformer (13) is so low that a current in the presence of an asymmetry of the voltages on the primary-side or secondary-side intermediate circuit capacitors (7, 8, 9, 10) occurs and acts as a magnetizing current of the transformer (13), does not lead to a saturation of the transformer (13). 5. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 4, wobei die Magnetisierungsinduktivität durch einen Luftspalt im magnetischen Kern des Transformators (13) oder durch Verwendung eines Pulverkern-Materials gebildet ist. 5. DC-DC converter according to claim 4, wherein the magnetizing inductance is formed by an air gap in the magnetic core of the transformer (13) or by using a powder core material. 6. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 2, wobei die Induktivität zur Symmetrierung eine Symmetrier-Spule (3) ist, die parallel zu einem primärseitigen oder einem sekundärseitigen Anschlusspaar des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist. 6. DC-DC converter according to claim 2, wherein the inductance for balancing a balancing coil (3), which is connected in parallel to a primary-side or a secondary-side terminal pair of the 4-pole AC-AC transformer (4). 7. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 2, wobei die Induktivität zur Symmetrierung auf die Magnetisierungsinduktivität des Transformators (13) und der Symmetrier-Spule (3) verteilt ist, wobei die Symmetrier-Spule (3) parallel zu einem primärseitigen oder einem sekundärseitigen Anschlusspaar des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist. 7. DC-DC converter according to claim 2, wherein the inductance for balancing on the magnetizing inductance of the transformer (13) and the balancing coil (3) is distributed, wherein the balancing coil (3) parallel to a primary-side or a secondary side Connection pair of 4-pole AC-AC transformer (4) is connected. 8. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 6 und 7, mit einer Dämpfungsschaltung zur Dämpfung von Schwingungen der Spannung über dem oberen und unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator (7, 8) und über dem oberen und unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (9, 10). 8. DC-DC converter according to claim 6 and 7, comprising a damping circuit for damping oscillations of the voltage across the upper and lower primary side DC link capacitor (7, 8) and above the upper and lower secondary side DC link capacitor (9, 10). 9. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 8, wobei die Dämpfungsschaltung durch eine Serienschaltung einer Dämpfungsspule (14) und eines Dämpfungswiderstandes (15) realisiert ist, die parallel zur Symmetrier-Spule (3) angebracht sind. 9. DC-DC converter according to claim 8, wherein the damping circuit is realized by a series circuit of a damping coil (14) and a damping resistor (15) which are mounted parallel to the balancing coil (3). 10. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Schwingkreis (1 1 , 12), der in Serie zu einem der Anschlüsse des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist, wobei eine primärseitige Brückenschaltung (2) und eine sekundärseitige Brückenschaltung (5) eine 3-Ebenen-Topologie aufweisen. 10. DC-DC converter according to one of claims 1 to 9, comprising a resonant circuit (1 1, 12) connected in series with one of the terminals of the 4-pole AC-AC transformer (4), wherein a primary-side bridge circuit (2) and a secondary-side bridge circuit (5) have a 3-level topology. 1 1. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Schwingkreis (1 1 , 12), der in Serie zu einem der Anschlüsse des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist, wobei die primärseitige Brückenschaltung (2) und die sekundärseitige Brückenschaltung (5) eine 2-Ebenen-Topologie aufweisen. 1 1. DC-DC converter according to one of claims 1 to 9, comprising a resonant circuit (1 1, 12) connected in series with one of the terminals of the 4-pole AC-AC transformer (4), wherein the primary-side bridge circuit (2) and the secondary-side bridge circuit (5) have a 2-level topology. 12. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Schwingkreis (1 1 , 12), der in Serie zu einem der Anschlüsse des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist, wobei die primärseitige Brückenschaltung (2) eine 3-Ebenen-Topologie und die sekundärseitige Brückenschaltung (5) eine 2-Ebenen-Topologie aufweist. 12. DC-DC converter according to one of claims 1 to 9, comprising a resonant circuit (1 1, 12) connected in series with one of the terminals of the 4-pole AC-AC transformer (4), wherein the primary-side bridge circuit (2) has a 3-level topology and the secondary-side bridge circuit (5) has a 2-level topology. 13. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Schwingkreis (1 1 , 12), der in Serie zu einem der Anschlüsse des 4-Pol-AC-AC-Übertragers (4) geschaltet ist, wobei die primärseitige Brückenschaltung (2) eine 2-Ebenen-Topologie und die sekundärseitige Brückenschaltung (3) eine 3-Ebenen-Topologie aufweist. 13. DC-DC converter according to one of claims 1 to 9, comprising a resonant circuit (1 1, 12) connected in series with one of the terminals of the 4-pole AC-AC transformer (4), wherein the primary-side bridge circuit (2) has a 2-level topology and the secondary-side bridge circuit (3) has a 3-level topology. 14. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 13, aufweisend einen Regler mit welchem die beiden Spannungen über dem oberen und dem unteren primärseitigen Zwischenkreiskondensator (7, 8) oder die beiden Spannungen über dem oberen und unteren sekundärseitigen Zwischenkreiskondensator (9, 10) aktiv mit einem Regelverfahren (16) auf gleiche Werte regelbar sind. 14. DC-DC converter according to one of claims 1 to 13, comprising a controller with which the two voltages across the upper and lower primary side DC link capacitor (7, 8) or the two voltages across the upper and lower secondary side DC link capacitor (9, 10) can be actively regulated with a control method (16) to the same values. 15. DC-DC-Konverter gemäss Anspruch 14, wobei der Regler eine Struktur mit den folgenden Elementen aufweist: - einen äusseren Proportional-Integral-Differenzial (PID)-Regler (17) zum Erzeugen eines Differenz-Sollwerts ips,soii(t) für einen Differenzstrom ips(t) zwischen einem Primärstrom ip(t) und einem Sekundärstrom is(t) anhand einer Differenz zwischen den jeweiligen beiden Spannungen (Ux>, Ux,2); - einen inneren PID-Regler (18), der aus der Differenz zwischen dem Differenz-Sollwert iPs,SOii(t) und dem Differenzstrom ips(t) eine mittlere Brückenzweigausgangsspannung u-i(t) generiert; - eine Pulsbreitenmodulations-Einheit (PWM-Einheit) (19), die aus der mittleren Brückenzweigausgangsspannung u-i(t) Ansteuerungssignale Sxfür die primärseitige Brückenschaltung (2) oder die sekundärseitige Brückenschaltung (5) erzeugt, so dass die mittlere Brückenzweigausgangspannung u1(t) im zeitlichen Mittel an den Ausgängen der primärseitigen oder sekundärseitigen Brückenschaltung (2, 5) anliegt. 15. The DC-DC converter according to claim 14, wherein the controller has a structure with the following elements: an external proportional-integral-derivative (PID) controller (17) for generating a differential setpoint ips, soii (t) for a differential current ips (t) between a primary current ip (t) and a secondary current is (t) based on a difference between the respective two voltages (Ux>, Ux, 2); - an inner PID controller (18) which generates from the difference between the differential setpoint value iPs, SOii (t) and the differential current ips (t) a mean bridge branch output voltage u-i (t); - A pulse width modulation unit (PWM unit) (19) which generates from the middle bridge arm output voltage ui (t) drive signals Sx for the primary-side bridge circuit (2) or the secondary-side bridge circuit (5), so that the average bridge arm output voltage u1 (t) in temporal means at the outputs of the primary-side or secondary-side bridge circuit (2, 5) is applied. 16. DC-DC-Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 5, welcher als Dual Active Bridge-Konverter (DAB-Konverter) ausgeführt ist. 1016. DC-DC converter according to one of claims 1 to 5, which is designed as a dual active bridge converter (DAB converter). 10
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