CH701847B1

CH701847B1 - A method for driving an active converter circuit and corresponding circuit.

Info

Publication number: CH701847B1
Application number: CH00480/10A
Authority: CH
Inventors: Johann W Kolar; Jürgen Biela; Dominik Hassler
Original assignee: ETH Zürich
Priority date: 2009-09-17
Filing date: 2010-04-01
Publication date: 2015-01-30
Also published as: CH701856B1; CH701856A2; CH701847A2

Abstract

Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, und wobei eine Induktivität (5) zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss (28) der Wandlerschaltung geschaltet ist. Beim Umschalten zwischen den Schaltern (1, 2) des Brückenzweigs wird mittels der Induktivität (5) jedenfalls ein Strom zum Umladen von parasitären Kapazitäten (6, 7) der Schalter (1, 2) eingeprägt. Eine Zeitdauer, während welcher jeweils einer der Schalter (1, 2) vor dem Umschalten leitend ist, wird nach Massgabe von zumindest einer zu übertragenden Leistung und dem Wert einer zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem zweiten Eingangsanschluss anliegenden Wechselspannung bestimmt. Die Schalter (1, 2) werden jeweils diese Zeitdauer nach Detektion eines entsprechenden Nulldurchgangs ausgeschaltet.A method for driving an active converter circuit, wherein the active converter circuit comprises a bridge circuit having at least a first bridge branch, and wherein an inductance (5) between the branch center and a first input terminal (28) of the converter circuit is connected. When switching between the switches (1, 2) of the bridge branch, a current for reloading parasitic capacitances (6, 7) of the switches (1, 2) is impressed by means of the inductance (5) in any case. A period of time during which each one of the switches (1, 2) is conductive before switching is determined in accordance with at least one power to be transmitted and the value of an alternating voltage applied between the first input terminal and the second input terminal. The switches (1, 2) are switched off each time this time after detection of a corresponding zero crossing.

Description

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der elektronischen Schaltungstechnik und insbesondere auf ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und auf eine aktive Wandlerschaltung gemäss dem Oberbegriff der entsprechenden unabhängigen Patentansprüche. The invention relates to the field of electronic circuit technology and more particularly to a method for driving an active converter circuit and to an active converter circuit according to the preamble of the corresponding independent claims.

Stand der TechnikState of the art

[0002] In vielen leistungselektronischen Systemen werden Gleichrichter, welche eine Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandeln, eingesetzt. Im einfachsten Fall wird hierzu eine Schaltung bestehend aus Dioden, wie z.B. ein Brückengleichrichter, eingesetzt. Diese haben den Nachteil, dass sie relativ viele Oberschwingungen erzeugen und damit auch einen Leistungsfaktor kleiner eins aufweisen. Um diese Nachteile zu beseitigen, werden aktive Gleichrichterschaltungen (PFC) eingesetzt, welche neben den Dioden auch aktive Schalter und zusätzliche passive Elemente, meist Induktivitäten, enthalten. Eine einfache Ausführungsform eines solchen PFC-Konverters besteht aus einem Brückengleichrichter und einem nachgeschalteten Boost-Konverter [z.B. Buch «Power Electronics: Converters, Applications and Design», von Ned Mohan, William Robbins, Tore Undeland, 3te Auflage, erschienen 2007 bei John Wiley and Sons]. Mit dieser Schaltung kann ein Leistungsfaktor von 1 sowie ein sinusförmiger Netzstrom erreicht werden. In many power electronic systems rectifier, which convert an AC voltage to a DC voltage, used. In the simplest case, this is a circuit consisting of diodes, such. a bridge rectifier used. These have the disadvantage that they generate relatively many harmonics and thus also have a power factor less than one. In order to eliminate these disadvantages, active rectifier circuits (PFC) are used which, in addition to the diodes, also contain active switches and additional passive elements, mostly inductors. A simple embodiment of such a PFC converter consists of a bridge rectifier and a downstream boost converter [e.g. Book "Power Electronics: Converters, Applications and Design", by Ned Mohan, William Robbins, Gates Undeland, 3rd edition, published 2007 by John Wiley and Sons]. With this circuit, a power factor of 1 and a sinusoidal mains current can be achieved.

[0003] Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass immer drei aktive Bauelemente, 2 Dioden des Brückengleichrichters und der Schalter des Boost Konverters oder 2 Dioden des Brückengleichrichters und die Diode des Boost-Konverters, im Strompfad liegen. Dies führt zu relativ hohen Leitverlusten und damit zu einem niedrigen Wirkungsgrad des Konverters. Eine Möglichkeit, die Leitverluste zu senken, besteht darin, anstatt des Brückengleichrichters und des nachgeschalteten Boost-Konverters eine integrierte Lösung zu verwenden. Diese kann z.B. aus zwei Schaltern und zwei Dioden bestehen, wobei die Elemente zu einem sogenannten Bridgeless PFC [z.B. «A Bridgeless PFC Boost Rectifier with Optimized Magnetic Utilization», von Yungtaek Jang; Jovanovic, M.M., veröffentlicht in IEEE Transactions on Power Electronics, Volume 24, Issue 1, Jan. 2009] angeordnet sind. A disadvantage of this circuit is that always three active components, 2 diodes of the bridge rectifier and the switch of the boost converter or 2 diodes of the bridge rectifier and the diode of the boost converter, are in the current path. This leads to relatively high conduction losses and thus to a low efficiency of the converter. One way to reduce the head losses is to use an integrated solution instead of the bridge rectifier and the downstream boost converter. This can e.g. consist of two switches and two diodes, the elements forming a so-called Bridgeless PFC [e.g. "A Bridgeless PFC Boost Rectifier with Optimized Magnetic Utilization", by Yungtaek Jang; Jovanovic, M. M., published in IEEE Transactions on Power Electronics, Volume 24, Issue 1, Jan. 2009].

[0004] Die Topologie erlaubt eine deutliche Reduktion der Leitverluste. Allerdings entstehen weiterhin relativ hohe Schaltverluste. Diese bestehen zum einen aus Reverse-Recovery-Verlusten der Dioden und kapazitiven Verlusten. Die Reverse-Recovery-Verluste der Dioden können dadurch vermieden werden, dass z.B. SiC-Schottky-Dioden eingesetzt werden. Damit bleiben als einzige Schaltverluste die kapazitiven Verluste übrig, welche bei jedem Schaltvorgang entstehen, da die parasitären Kapazitäten der aktiven Bauelemente und des Aufbaus aktiv durch ein Schaltelement umgeladen werden müssen. Dadurch ist es auch nicht sinnvoll möglich, dass z.B. für einen Schalter eine grössere Anzahl an parallel geschalteten MOSFETs verwendet wird, da dadurch die parasitäre Kapazität aufgrund der Ausgangskapazität der MOSFETS und damit die Schaltverluste stark ansteigen. The topology allows a significant reduction in conduction losses. However, relatively high switching losses still occur. These consist on the one hand of reverse-recovery losses of the diodes and capacitive losses. The reverse recovery losses of the diodes can be avoided by e.g. SiC Schottky diodes can be used. As a result, the only remaining switching losses are the capacitive losses which arise during each switching operation, since the parasitic capacitances of the active components and of the structure must be actively transferred by a switching element. As a result, it is not meaningfully possible for e.g. For a switch, a larger number of parallel-connected MOSFETs is used, since this greatly increases the parasitic capacitance due to the output capacitance of the MOSFETs and thus the switching losses.

[0005] Eine weitere bekannte Ausführungsform von Gleichrichtersystemen setzt einzelne phasenversetzt gesteuert parallel geschaltete Gleichrichtersysteme ein, das sogenannte Interleaving, um den Rippel im Eingangsstrom und die Grösse der benötigten Eingangsinduktivität zu reduzieren. Beim Interleaving werden Techniken zum Synchronisieren der einzelnen Stufen eingesetzt [z.B. «A Novel Closed Loop Interleaving Strategy of Multiphase Critical Mode Boost PFC Converters», von Xiaojun Xu und Alex Q. Huang, veröffentlicht auf der Power Electronics and Motion Control Conference, 2006.], wobei die Schaltfrequenzen der parallelen Stufen für jede Periode angepasst werden. Hierbei ist es wichtig, dass durch die Veränderung der lokalen Schaltfrequenz der lokale Mittelwert des Eingangsstromes nicht vom Sollwert abweicht. Another known embodiment of rectifier systems uses individual phase-locked controlled parallel rectifier systems, the so-called interleaving to reduce the ripple in the input current and the size of the required input inductance. Interleaving employs techniques for synchronizing the individual stages [e.g. "A Novel Closed Loop Interleaving Strategy of Multiphase Critical Mode Boost PFC Converters", by Xiaojun Xu and Alex Q. Huang, published at the Power Electronics and Motion Control Conference, 2006.], adjusting the switching frequencies of the parallel stages for each period , It is important that the local mean value of the input current does not deviate from the setpoint due to the change in the local switching frequency.

Darstellung der ErfindungPresentation of the invention

[0006] Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und eine aktive Wandlerschaltung zu schaffen, welche Schaltverluste weiter verkleinert. Erfindungsgemäss geschieht dies durch ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und durch eine aktive Wandlerschaltung gemäss den entsprechenden unabhängigen Patentansprüchen. Verluste, welche durch das Umladen der parasitären Kapazitäten entstehen, werden dabei durch ein geeignetes Steuerverfahren und eine geeignete Anordnung der Schalter beseitigt. It is therefore an object of the invention to provide a method for driving an active converter circuit and an active converter circuit, which further reduces switching losses. According to the invention, this is done by a method for driving an active converter circuit and by an active converter circuit according to the corresponding independent patent claims. Losses that result from the transfer of parasitic capacitances are eliminated by a suitable control method and a suitable arrangement of the switches.

[0007] Zusammengefasst wird in dem Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei eine Induktivität zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, beim Umschalten zwischen den Schaltern des Brückenzweigs mittels der Induktivität ein Strom zum Umladen von parasitären Kapazitäten der Schalter und des Aufbaus eingeprägt. Eine Zeitdauer, während welcher jeweils einer der Schalter vor dem Umschalten leitend ist, ist mindestens so lang, dass die Induktivität ausreichend Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten speichert. In summary, in the method for driving an active converter circuit, wherein the active converter circuit comprises a bridge circuit having at least a first bridge branch, wherein an inductance between the branch center and a first input terminal of the converter circuit is connected when switching between the switches of the bridge branch means the inductance impressed a current for reloading parasitic capacitances of the switches and the structure. A period of time during which each of the switches is conductive prior to switching is at least so long that the inductance stores sufficient energy to transfer the parasitic capacitances.

[0008] Ausführlicher gesagt: In dem Verfahren wird eine aktive Wandlerschaltung angesteuert, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei ein erster Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen positiven Anschluss und einen Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und ein zweiter Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen negativen Anschluss und den Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und eine Induktivität zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss geschaltet ist, und ein zweiter Eingangsanschluss an den positiven oder den negativen Anschluss oder an einen geschalteten weiteren Anschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, wobei der erste Schalter eine erste parasitäre Kapazität und der zweite Schalter eine zweite parasitäre Kapazität aufweist. In more detail: In the method, an active converter circuit is driven, wherein the active converter circuit comprises a bridge circuit having at least a first bridge branch, wherein a first switch of the first bridge branch is connected between a positive terminal and a branch center, and a second switch of the first bridge branch is connected between a negative terminal and the branch center, and an inductance is connected between the branch center and a first input terminal, and a second input terminal is connected to the positive or the negative terminal or to a switched another terminal of the converter circuit, the first one Switch has a first parasitic capacitance and the second switch has a second parasitic capacitance.

[0009] Das Verfahren umfasst, dass, mit einer Periodendauer TPperiodisch wiederholt, – durch Einschalten eines zweiten der beiden Schalter des Brückenzweiges, wobei der andere respektive erste Schalter ausgeschaltet ist, nach einem Nulldurchgang während einer ersten Zeitdauer T1ein Strom durch die Induktivität aufgebaut wird, – nach der ersten Zeitdauer T1der zweite Schalter ausgeschaltet wird, wobei der erste Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten durch einen mittels der Induktivität eingeprägten Strom umgeladen werden, bis die Spannung über dem ersten Schalter mindestens annähernd null wird, – und wobei anschliessend der erste Schalter eingeschaltet wird, und sich der Strom durch die Induktivität abbaut, und nach einem Nulldurchgang des Stroms sich während einer zweiten Zeitdauer T2ein Strom in Gegenrichtung durch die Induktivität aufbaut, – nach der zweiten Zeitdauer T2der erste Schalter ausgeschaltet wird, wobei der zweite Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten durch den mittels der Induktivität eingeprägten Strom in Gegenrichtung umgeladen werden, bis die Spannung über dem zweiten Schalter mindestens annähernd null wird. The method comprises, repeating T periodically with a period of time, By switching on a second of the two switches of the bridge branch, the other or first switch being switched off, after a zero crossing during a first time T1, a current is built up by the inductance, After the first time period T1, the second switch is turned off, the first switch remaining off, and the parasitic capacitances being recharged by a current impressed by the inductance, until the voltage across the first switch becomes at least approximately zero, - And wherein then the first switch is turned on, and degrades the current through the inductance, and after a zero crossing of the current during a second period T2ein a current in the opposite direction builds up by the inductance, After the second time period T2, the first switch is switched off, the second switch remaining switched off, and the parasitic capacitances are reversely reversed by the inductor-impressed current until the voltage across the second switch becomes at least approximately zero.

[0010] Dabei werden die erste Zeitdauer T1und die zweite Zeitdauer T2nach Massgabe von zumindest einer zu übertragenden Leistung und dem Wert einer zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem zweiten Eingangsanschluss anliegenden Wechselspannung bestimmt, und werden der erste und der zweite Schalter jeweils für die erste Zeitdauer T1respektive für die zweite Zeitdauer T2nach Detektion eines entsprechenden Nulldurchgangs eingeschaltet. In this case, the first time period T1 and the second time duration T2 are determined in accordance with at least one power to be transmitted and the value of an alternating voltage applied between the first input terminal and the second input terminal, and the first and second switches become respectively perspective for the first time period T1 for the second time T2 after detection of a corresponding zero crossing.

[0011] Die Bestimmung der beiden Zeitdauern berücksichtigt vorzugsweise implizit oder explizit auch die Ausgangsspannung, indem entweder die Ausgangsspannung bei der Bestimmung jedes Mal (explizit) mit einbezogen wird, oder indem die Ausgangsspannung (implizit) als fixer, nur selten geänderter Parameter der Bestimmung vorliegt. The determination of the two time periods preferably also implicitly or explicitly takes into account the output voltage by either (explicitly) taking into account the output voltage during the determination or by the (implicitly) output voltage being a fixed, only rarely changed parameter of the determination ,

[0012] Dabei werden vorzugsweise – die erste Zeitdauer T1mindestens so lange gewählt, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten ausreicht, und – die zweite Zeitdauer T2mindestens so lange gewählt, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten ausreicht. – die Zeiten T1und T2so gewählt, dass der Mittelwert des Stromes in der Induktivität einem vorgegebenen Sollwert entspricht. Für das Umladen der Kapazitäten werden gewisse Mindestenergien benötigt, was sich dadurch ausdrückt, dass es – abhängig vom jeweiligen Arbeitspunkt – für T1und T2einen Mindestwert gibt. In this case, preferably The first time duration T1 is selected at least so long that the energy stored in the inductance is sufficient for the transfer of the parasitic capacitances, and The second time period T2 has been selected at least so long that the energy stored in the inductance is sufficient to recharge the parasitic capacitances. - The times T1 and T2so chosen so that the average value of the current in the inductance corresponds to a predetermined desired value. Reloading the capacities requires certain minimum energies, which is expressed by the fact that, depending on the operating point, T1 and T2 have a minimum value.

[0013] In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird bei der Bestimmung der ersten Zeitdauer T1und der zweiten Zeitdauer T2zusätzlich der Wert einer zwischen dem positiven Anschluss und dem negativen Anschluss des ersten Brückenzweiges liegende Gleichspannung berücksichtigt, und/oder der Wert der Induktivität. In a preferred embodiment of the invention, in determining the first time period T1 and the second time duration T2, additionally the value of a DC voltage lying between the positive terminal and the negative terminal of the first bridge branch is taken into account, and / or the value of the inductance.

[0014] Durch dieses Verfahren können die Schaltverluste in dem ersten Brückenzweig deutlich reduziert, im Idealfall sogar vollständig eliminiert werden. Dadurch beseitigt das Verfahren die Schaltverluste, welche durch die parasitären Kapazitäten der Schalter (z.B. MOSFETs) entstehen, und es ermöglicht damit, dass für die Realisierung eines Schalters mehrere parallel geschaltete Halbleiterbauelemente (z.B. MOSFETs) verwendet werden. Dadurch können die Leitverluste deutlich reduziert werden, was wiederum zu einer Steigerung der Effizienz führt. Ohne das beschriebene Verfahren hätten die Schaltverluste durch die inhärenten parasitären Kapazitäten der Halbleiterbauelemente den Gewinn bei den Leitverlusten reduziert oder sogar kompensiert. Mit der höheren Effizienz der Schaltung sinken die Verluste und damit auch der benötigte Kühlaufwand, so dass sich kompakte Aufbauten bei hohem Wirkungsgrad realisieren lassen. By this method, the switching losses in the first bridge branch can be significantly reduced, ideally even completely eliminated. As a result, the method eliminates the switching losses caused by the parasitic capacitances of the switches (e.g., MOSFETs), thereby allowing multiple parallel-connected semiconductor devices (e.g., MOSFETs) to be used to implement a switch. As a result, the lead losses can be significantly reduced, which in turn leads to an increase in efficiency. Without the described method, the switching losses due to the inherent parasitic capacitances of the semiconductor devices would have reduced or even compensated for the gain in the conduction losses. With the higher efficiency of the circuit, the losses and thus also the required cooling effort decrease, so that compact structures can be realized with high efficiency.

[0015] Die Wandlerschaltung ist typischerweise eine AC-DC-Wandlerschaltung, die bidirektional betrieben werden kann, also mit wählbarer Richtung des Leistungsflusses. In einzelnen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann die Wandlerschaltung aber auch als DC-DC-Wandler oder als unidirektionaler AC-DC-Wandler betrieben werden. The converter circuit is typically an AC-DC converter circuit, which can be operated bidirectionally, ie with selectable direction of the power flow. In individual preferred embodiments of the invention, however, the converter circuit can also be operated as a DC-DC converter or as a unidirectional AC-DC converter.

[0016] Die Wandlerschaltung weist vorzugsweise eine Steuereinrichtung zur Ansteuerung der Schalter der Wandlerschaltung auf, welche zur Ausführung des Verfahrens gemäss den vorgenannten Schritten und/oder den im Folgenden beschriebenen weiteren Varianten ausgebildet ist. The converter circuit preferably has a control device for controlling the switches of the converter circuit, which is designed for carrying out the method according to the aforementioned steps and / or the further variants described below.

[0017] In einer bevorzugten Variante der Erfindung werden die erste und/oder die zweite Zeitdauer verlängert, wobei die Periode TPmit dem Verfahren durch Vergrössern von T1und T2verlängert werden kann, ohne dass der Mittelwert des Eingangsstromes sich ändert, d.h., dass dieser immer noch gleich dem Sollwert ist. Um die Periode TPzu verlängern, werden, abhängig vom Arbeitspunkt, T1und T2gemeinsam mit Hilfe eines nichtlinearen Zusammenhangs vergrössert, so dass der Mittelwert des Stromes gleich dem Sollwert ist und so dass die parasitären Kapazitäten umgeladen werden und die Schalter bei annähernd null Spannung eingeschaltet werden. Durch gleichsinnige Änderung der Einschaltzeiten der Schalter kann also die Dauer der Pulsperiode verändert werden, ohne dass der Eingangsstrommittelwert beeinflusst wird. In a preferred variant of the invention, the first and / or the second time period are lengthened, wherein the period TP can be extended by the method by increasing T1 and T2, without the mean value of the input current changing, ie that this is still the same is the setpoint. To lengthen the period TP, T1 and T2 together are increased, depending on the operating point, by means of a nonlinear relationship such that the mean value of the current is equal to the set point and the parasitic capacitances are reloaded and the switches are turned on at approximately zero voltage. By changing the turn-on times of the switches in the same direction, the duration of the pulse period can thus be changed without the input current mean being influenced.

[0018] Dadurch, dass mit dem Verfahren die Dauer einer Periode TPverändert werden kann, ohne dass der Mittelwert des Stromes und das Umschwingen der Kapazitäten für verlustloses/verlustarmes Schalten beeinflusst werden, können nun parallel geschaltete Brückenzweige (Interleaving) bei verlustlosem Schalten so phasenversetzt synchronisiert werden, dass durch die Überlagerung der Ströme am Eingang ein minimaler Rippel entsteht und die einzelnen Zweige unbeeinflusst dem Sollwert des Strommittelwertes folgen. Characterized in that with the method, the duration of a period TP can be changed without the average value of the current and the swinging capacity for lossless / low-loss switching are affected, now parallel-connected bridge branches (interleaving) synchronized in lossless switching so out of phase be that by the superposition of the currents at the entrance a minimum ripple arises and the individual branches unaffected follow the setpoint of the average current value.

[0019] Zur Realisierung der Ansteuerschaltung wird vorzugsweise das folgende Verfahren implementiert: Es wird eine zeitgesteuerte Modulation der Schaltzeiten durchgeführt, basierend auf Information über den Nulldurchgang des Eingangsstromes: To implement the drive circuit, the following method is preferably implemented: A time-controlled modulation of the switching times is carried out, based on information about the zero crossing of the input current:

[0020] Die Timings der Modulation, also die zu der Ansteuerung gemäss dem oben beschriebenen Verfahren erforderlichen Schaltzeitpunkte respektive die erste und die zweite Zeitdauer T1, T2sind grundsätzlich bestimmt durch die folgenden Parameter: Gleichspannung (auch als Ausgangsspannung betrachtet), Wechselspannung (auch als Eingangsspannung betrachtet), Induktivität und Leistung. Die Ausgangsspannung und die Induktivität werden als konstant betrachtet (ein Drift über längere Zeiträume kann durch eine Selbstkalibrierung, beispielsweise beim Einschalten des Gleichrichters, kompensiert werden). Daher ergibt sich eine Reduktion der Parameter auf die Eingangsspannung und die Leistung. Es werden nun erfindungsgemäss, für verschiedene Eingangsspannungen und Leistungen, die erste und die zweite Zeitdauer T1, T2berechnet und in Tabellen abgelegt. Somit ergibt sich ein rein timinggesteuertes Modulationsverfahren: Im Betrieb des Gleichrichters werden die Stromnulldurchgänge detektiert, werden die erste und die zweite Zeitdauer T1, T2nach Massgabe der aktuellen Momentanwerte von Eingangsspannungen und Leistungen aus den Tabellen ausgelesen, und wird die Umschaltung jeweils die erste und die zweite Zeitdauer T1, T2nach dem entsprechenden Stromnulldurchgang vorgenommen. The timings of the modulation, that is, the switching times required for the control according to the method described above respectively the first and the second time T1, T2 are basically determined by the following parameters: DC voltage (also considered as output voltage), AC voltage (also as input voltage considered), inductance and power. The output voltage and inductance are considered constant (drift over extended periods of time can be compensated by self-calibration, for example, when the rectifier is turned on). This results in a reduction of the parameters to the input voltage and the power. According to the invention, the first and second time periods T1, T2 are calculated and stored in tables for different input voltages and powers. This results in a purely timing-controlled modulation method: During operation of the rectifier, the current zero crossings are detected, the first and the second time periods T1, T2 are read from the tables according to the instantaneous values of input voltages and powers, and the changeover becomes the first and the second Time T1, T2 made after the corresponding current zero crossing.

[0021] Die Ausgangsspannung kann, – wenn sie als konstant angenommen wird, bei der Berechnung der Tabellen einfliessen (implizite Berücksichtigung der Ausgangsspannung). Falls in unterschiedlichen Betriebszuständen unterschiedliche, aber für den Betriebszustand konstante Ausgangsspannungen verwendet werden, können je nach Ausgangsspannung entsprechende Tabellen ausgewählt werden. Damit ist eine geänderte Ausgangsspannung nur über eine Vielzahl von Taktperioden möglich, also beispielsweise nur eine Änderung nach mehreren Sekunden, Minuten etc. – wenn sie als variabel angenommen wird, als weiterer Eingangswert beim Auslesen der Tabellen verwendet werden (explizite Berücksichtigung der Ausgangsspannung). Damit ist eine geänderte Ausgangsspannung in jeder einzelnen Periode berücksichtigbar. Dasselbe gilt für weitere Betriebsparameter. Die Tabellen können auch mit Berechnungen verknüpft werden, welche Ein- oder Ausgangswerte der Tabellen verarbeiten. The output voltage can, - if it is assumed to be constant, to be included in the calculation of the tables (implicit consideration of the output voltage). If different output states are used in different operating states but constant for the operating state, corresponding tables can be selected depending on the output voltage. Thus, a changed output voltage is possible only over a plurality of clock periods, so for example only a change after several seconds, minutes, etc. - if it is assumed to be variable, be used as another input value when reading the tables (explicit consideration of the output voltage). Thus, a changed output voltage in each individual period is considered. The same applies to other operating parameters. The tables can also be linked to calculations that process input or output values of the tables.

[0022] In einer weiteren bevorzugten Variante der Erfindung weist die Wandlerschaltung mindestens einen zweiten Brückenzweig auf, dessen Zweigmittelpunkt über eine zweite Induktivität an den ersten Eingangsanschluss geschaltet ist, und der mindestens eine zweite Brückenzweig in derselben Weise wie der erste Brückenzweig angesteuert wird, wobei die Ströme durch die erste und die zweite Induktivität zeitlich gegeneinander versetzt zur Minimierung eines Summenstromrippels am ersten Eingangsanschluss erzeugt werden. In a further preferred variant of the invention, the converter circuit has at least one second bridge branch, the branch center is connected via a second inductance to the first input terminal, and the at least one second bridge branch is driven in the same manner as the first bridge branch, wherein the Currents are generated by the first and the second inductance offset from each other in time to minimize a summation current ripple at the first input terminal.

[0023] Durch den geringeren Summenstromrippel sinkt der Aufwand bei der EMV-Filterung am Eingang, um die einschlägigen Normen zu erfüllen, so dass zum einen das Bauvolumen sinkt und zum anderen geringere Verluste in dem Filter entstehen. Weiterhin können die Eingangsinduktivitäten relativ kleine Induktivitätswerte aufweisen, so dass diese ein kleines Bauvolumen aufweisen und mit geringen Verlusten realisiert werden können. Due to the lower sum ripple the cost of EMC filtering at the entrance to meet the relevant standards, so that on the one hand, the volume of construction decreases and on the other hand, lower losses occur in the filter. Furthermore, the input inductances can have relatively small inductance values, so that they have a small constructional volume and can be realized with low losses.

[0024] In einer weiteren bevorzugten Variante der Erfindung ist der geschaltete weitere Anschluss der Wandlerschaltung ein Zweigmittelpunkt eines weiteren, langsam geschalteten Brückenzweiges, und sind der erste Eingangsanschluss und der zweite Eingangsanschluss an eine Wechselspannung geschaltet, wobei der langsam geschaltete Brückenzweig mit derselben Frequenz schaltet, mit welcher die Wechselspannung das Vorzeichen wechselt und die Umschaltung jeweils im Nulldurchgang der Wechselspannung erfolgt. In a further preferred variant of the invention, the switched further terminal of the converter circuit is a branch center of a further, slowly connected bridge branch, and the first input terminal and the second input terminal are connected to an AC voltage, wherein the slowly switched bridge branch switches at the same frequency, with which the alternating voltage changes the sign and the switching takes place in the zero crossing of the alternating voltage.

[0025] In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung liegt eine besondere Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion vor. Diese weist im Vergleich zu einer konventionellen Lösung mit einem Shunt-Widerstand geringere Verluste auf. Die benötigte Information ist der Nulldurchgang, daher wird gemäss konventionellen Lösungen ein relativ grosser Widerstand gebraucht, um die nötige Genauigkeit zu erreichen, was in höheren Verlusten resultiert. Ein konventioneller Stromtransformator würde sehr gross werden, da dem hochfrequenten Stromanteil ein 50-Hz-Anteil des Versorgungsnetzes überlagert ist. Der Stromtransformator müsste daher auf diese 50 Hz ausgelegt werden. In a preferred embodiment of the invention, there is a special circuit for current zero crossing detection. This has lower losses compared to a conventional solution with a shunt resistor. The information needed is the zero crossing, so according to conventional solutions, a relatively large resistance is needed to achieve the necessary accuracy, resulting in higher losses. A conventional current transformer would be very large, since the high-frequency current component is superimposed on a 50 Hz portion of the supply network. The current transformer should therefore be designed for this 50 Hz.

[0026] Ein Stromtransformator gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird hingegen relativ klein ausgelegt und so betrieben, dass er schnell in die Sättigung fährt. Anhand einer dabei nur bis zur Sättigung induzierten und somit nur kurzfristig auftretenden Sekundärspannung werden die Nulldurchgänge detektiert. Es wird also auf eine vollständige Messung des Stromes verzichtet, und die Auslegung des Stromtransformators und der damit verbundenen Auswerteschaltung auf die Detektion von Nulldurchgängen respektive nur des Vorzeichens des Stromes fokussiert. Vorzugsweise ist eine entsprechende Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion in einer Steuereinrichtung der beschriebenen Wandlerschaltung eingesetzt. Die Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion weist einen Stromtransformator, mit einer im Pfad des zu überwachenden Stromes zu schaltenden Primärseite und einer Sekundärseite, und eine Auswertelektronik auf. Letztere ist dazu ausgelegt, eine positive Spannungsflanke und eine negative Spannungsflanke an der Sekundärseite separat zu detektieren und separat an die beiden Eingänge eines SR-Flip-Flops zu legen, wodurch die Schaltung am Ausgang des SR-Flip-Flops ein das Vorzeichen des zu überwachenden Stromes repräsentierendes binäres Signal erzeugt. Der Stromtransformator ist vorzugsweise dazu ausgelegt, im Betrieb, ausser im Bereich der Nulldurchgänge des zu überwachenden Stromes, im gesättigten Zustand zu sein. Der vorgeschlagene, schnell sättigende Stromtransformator weist dadurch eine hohe Genauigkeit, tiefe Verluste und eine kompakte Bauform auf. Ein solcher Stromtransformator und die damit verbundene Auswerteschaltung sind einerseits für das eingangs beschriebene zeitgesteuerte Ansteuerverfahren sehr gut geeignet, lassen sich aber auch in anderen Anwendungen, unabhängig vom genannten Ansteuerverfahren, einsetzen. Im Betrieb wird zur Bestimmung eines Nulldurchgangs des Stromes der in den Pfad des Stromes geschaltete Stromtransformator jeweils in einem kurzen, symmetrisch um den Nulldurchgang liegenden Intervall ummagnetisiert und anschliessend in der Sättigung betrieben, wodurch nur während der Ummagnetisierung ein sekundärseitiger Spannungspuls am Stromtransformator erzeugt wird, und jeweils bei einer steigenden Flanke eines positiven Spannungspulses ein positiver Nulldurchgang und bei einer fallenden Flanke eines negativen Spannungspulses ein negativer Nulldurchgang detektiert wird. A current transformer according to a preferred embodiment of the invention, however, is designed to be relatively small and operated so that it travels quickly into saturation. On the basis of a secondary voltage which is only induced to saturation and thus only occurs for a short time, the zero crossings are detected. It is therefore dispensed with a complete measurement of the current, and focuses the design of the current transformer and the evaluation circuit connected to the detection of zero crossings respectively only the sign of the current. Preferably, a corresponding circuit for current zero crossing detection is used in a control device of the described converter circuit. The current zero crossing detection circuit has a current transformer with a primary side to be switched in the path of the current to be monitored and a secondary side, and evaluation electronics. The latter is designed to separately detect a positive voltage edge and a negative voltage edge on the secondary side and to connect separately to the two inputs of an SR flip-flop, whereby the circuit at the output of the SR flip-flops a sign of the monitored Current representing binary signal generated. The current transformer is preferably designed to be in the saturated state during operation, except in the region of the zero crossings of the current to be monitored. The proposed, fast-saturating current transformer thus has a high accuracy, low losses and a compact design. Such a current transformer and the associated evaluation circuit are on the one hand very well suited for the time-controlled activation method described above, but can also be used in other applications, independently of the aforementioned activation method. In operation, in order to determine a zero crossing of the current, the current transformer connected in the path of the current is in each case magnetized in a short interval lying symmetrically around the zero crossing and subsequently operated in saturation, whereby a secondary-side voltage pulse is generated at the current transformer only during the remagnetization, and in each case a positive zero crossing is detected on a rising edge of a positive voltage pulse and a negative zero crossing on a falling edge of a negative voltage pulse.

[0027] Vorzugsweise werden jeweils positive und negative Spannungspulse durch separate Schaltungselemente erfasst, und werden korrespondierende Signale zum Setzen respektive Zurücksetzen eines SR-Flip-Flops eingesetzt, wodurch am Ausgang des SR-Flip-Flops ein das Vorzeichen des Stromes repräsentierendes binäres Signal erzeugt wird. Preferably, each positive and negative voltage pulses are detected by separate circuit elements, and corresponding signals are used for setting or resetting an SR flip-flop, whereby at the output of the SR flip-flop a binary signal representing the sign of the current is generated ,

[0028] Durch die niedrige Schaltfrequenz des gemeinsamen Brückenzweiges werden die Schaltverluste in diesem Brückenzweig vernachlässigbar, und der Brückenzweig kann hinsichtlich der Leitverluste optimiert werden, so dass die Effizienz des Systems steigt. Weiterhin erlaubt der langsam geschaltete Brückenzweig eine kostengünstige Realisierung. Due to the low switching frequency of the common bridge branch, the switching losses in this bridge branch are negligible, and the bridge branch can be optimized in terms of conduction losses, so that the efficiency of the system increases. Furthermore, the slowly switched bridge branch allows a cost-effective implementation.

Kurze Beschreibung der FigurenBrief description of the figures

[0029] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: <tb>Fig. 1<SEP>einen bidirektionalen Gleichrichter; <tb>Fig. 2 und 6<SEP>den zeitlichen Verlauf charakteristischer Grössen des Gleichrichters; <tb>Fig. 3 – 5<SEP>weitere Variante von Gleichrichtertopologien; <tb>Fig. 7<SEP>Mindestwerte für Einschaltzeiten; <tb>Fig. 8<SEP>die Abhängigkeit von Einschaltzeiten von der Schaltperiode; <tb>Fig. 9<SEP>eine Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion; <tb>Fig. 10<SEP>eine idealisierte Magnetisierungskurve eines Stromtransformators; <tb>Fig. 11<SEP>einen zeitlichen Verlauf von Signalen der Schaltung zur StromnulldurchgangsdetektionIn the following, the subject invention will be explained in more detail with reference to preferred embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings. Each show schematically: <Tb> FIG. 1 <SEP> a bidirectional rectifier; <Tb> FIG. 2 and 6 <SEP> the time characteristic of characteristic quantities of the rectifier; <Tb> FIG. 3 - 5 <SEP> further variant of rectifier topologies; <Tb> FIG. 7 <SEP> minimum values for switch-on times; <Tb> FIG. 8 <SEP> the dependence of switch-on times on the switch period; <Tb> FIG. 9 <SEP> a current zero crossing detection circuit; <Tb> FIG. 10 <SEP> an idealized magnetization curve of a current transformer; <Tb> FIG. 11 <SEP> a time history of signals of the current zero crossing detection circuit

[0030] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Basically, the same parts are provided with the same reference numerals in the figures.

Wege zur Ausführung der ErfindungWays to carry out the invention

[0031] In Fig. 1 ist eine Ausführungsform der Topologie eines bidirektionalen Gleichrichters dargestellt, welche einen ersten 1, einen zweiten 2, einen dritten 3 und einen vierten 4 bidirektional leitenden Schalter, eine Induktivität 5, einen Ausgangskondensator 8 und eine Wechselspannungsquelle 9 aufweist. Weiterhin hat das erste Schaltelement eine erste 6 und das zweite Schaltelement eine zweite 7 parasitäre Kapazität, welche so angeordnet ist, dass dieser die beiden geschalteten Kontakte überbrückt. In Fig. 1, an embodiment of the topology of a bidirectional rectifier is shown, which has a first 1, a second 2, a third 3 and a fourth 4 bidirectional conductive switch, an inductor 5, an output capacitor 8 and an AC voltage source 9. Furthermore, the first switching element has a first 6 and the second switching element has a second 7 parasitic capacitance, which is arranged so that it bridges the two switched contacts.

[0032] Der erste Schalter 1 ist an einem ersten Anschluss 17 über eine erste Leitung 13 mit einem ersten Anschluss 26 eines Ausgangskondensators 8 und an einem zweiten Anschluss 18 über eine zweite Leitung 16 mit einem ersten Anschluss 30 der Induktivität 5 und mit einem ersten Anschluss 19 des zweiten Schalters 2 verbunden. Ein zweiter 20 Anschluss des zweiten Schalters 2 ist über eine dritte Leitung 12 mit einem zweiten Anschluss 25 des Ausgangskondensators 8 verbunden. Ein zweiter Anschluss 29 der Induktivität 5 ist über eine vierte Leitung 10 mit einem ersten Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle 9 verbunden. Ein erster Anschluss 24 des dritten Schalters 3 ist ebenfalls über die erste Leitung 13 mit dem ersten Anschluss 26 des Ausgangskondensators 8 verbunden. Ein zweiter Anschluss 27 der Wechselspannungsquelle 9 ist über eine vierte Leitung 11 mit einem zweiten Anschluss 23 des dritten Schalters 3 und mit einem ersten Anschluss 22 des vierten Schalters 4 verbunden. Ein zweiter Anschluss 21 des vierten Schalters ist ebenfalls über die zweite Leitung 12 mit dem zweiten Anschluss 25 des Ausgangskondensators 8 verbunden. An die erste Leitung 13 ist ein positiver Anschluss 14 und an die dritte Leitung 12 ein negativer Anschluss 15 einer Last oder allgemein einer Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die vier Schalter 1, 2, 3, 4 bilden also eine Brückenschaltung mit Gleichspannungsanschlüssen und Wechselspannungsanschlüssen. The first switch 1 is connected to a first terminal 17 via a first line 13 to a first terminal 26 of an output capacitor 8 and to a second terminal 18 via a second line 16 to a first terminal 30 of the inductance 5 and to a first terminal 19 of the second switch 2 connected. A second terminal of the second switch 2 is connected via a third line 12 to a second terminal 25 of the output capacitor 8. A second terminal 29 of the inductance 5 is connected via a fourth line 10 to a first terminal 28 of the AC voltage source 9. A first terminal 24 of the third switch 3 is likewise connected via the first line 13 to the first terminal 26 of the output capacitor 8. A second terminal 27 of the AC voltage source 9 is connected via a fourth line 11 to a second terminal 23 of the third switch 3 and to a first terminal 22 of the fourth switch 4. A second terminal 21 of the fourth switch is also connected via the second line 12 to the second terminal 25 of the output capacitor 8. A positive terminal 14 is connected to the first line 13, and a negative terminal 15 of a load or, in general, a DC voltage source is connected to the third line 12. The four switches 1, 2, 3, 4 thus form a bridge circuit with DC voltage connections and AC voltage connections.

[0033] Zur Beschreibung der Steuerung der vier Schalter 1–4 wird die dritte Leitung 12 als Bezugspotential gewählt, und es wird angenommen, dass der erste Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle ein positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 27 hat. To describe the control of the four switches 1-4, the third line 12 is selected as a reference potential, and it is assumed that the first terminal 28 of the AC voltage source has a positive potential relative to the second terminal 27.

[0034] Der erste Brückenzweig, aufweisend den ersten 1 und den zweiten 2 Schalter, schaltet mit einer Frequenz oberhalb der Grundperiode der Wechselspannungsquelle 9, und der zweite Brückenzweig, aufweisend den dritten 3 und den vierten 4 Schalter, schaltet mit der Frequenz, mit welcher die Wechselspannungsquelle 9 das Vorzeichen wechselt, wobei die Umschaltung in den Nulldurchgängen der Wechselspannung erfolgt. Dabei ist in einem Brückenzweig jeweils entweder kein Schalter oder genau ein Schalter geschlossen, nie jedoch beide Schalter auf einmal. In dem betrachteten Fall ist der vierte Schalter 4 die gesamte Zeit, solange der erste Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 27 der Wechselspannungsquelle hat, geschlossen, d.h., der erste 22 und der zweite 21 Anschluss des vierten Schalters 4 sind elektrisch miteinander verbunden und der dritte Schalter ist geöffnet, d.h., der erste 24 und der zweite 23 Anschluss des dritten Schalters 4 sind elektrisch nicht miteinander verbunden. Der Ausgangskondensator 8 ist auf die Ausgangsspannung UDCaufgeladen, wobei der erste Anschluss 26 ein positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 25 des Kondensators hat und die Spannung UDCgrösser ist als die Amplitude der Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9. The first bridge branch, comprising the first 1 and second 2 switches, switches at a frequency above the fundamental period of the AC voltage source 9, and the second bridge branch, comprising the third 3 and the fourth 4 switches, switches at the frequency at which the AC voltage source 9 changes the sign, wherein the switching takes place in the zero crossings of the AC voltage. In this case, either no switch or exactly one switch is closed in a bridge branch, but never both switches at once. In the considered case, the fourth switch 4 is closed the entire time as long as the first terminal 28 of the AC voltage source has positive potential with respect to the second terminal 27 of the AC voltage source, ie, the first 22 and the second 21 terminal of the fourth switch 4 are electrically connected to each other connected and the third switch is open, that is, the first 24 and the second 23 terminal of the third switch 4 are not electrically connected to each other. The output capacitor 8 is charged to the output voltage UDC, the first terminal 26 having a positive potential with respect to the second terminal 25 of the capacitor, and the voltage UDC being greater than the amplitude of the AC voltage of the AC voltage source 9.

[0035] In Fig. 2 ist der Verlauf des Stromes IL(5)in der Induktivität 5 in Richtung vom zweiten Anschluss 29 zum ersten Anschluss 30 der Induktivität und der Verlauf der Spannung US(2)über dem zweiten Schalter 2 mit Bezugsrichtung vom ersten Anschluss 19 zum zweiten Anschluss 20 des zweiten Schalters 2 dargestellt, wobei die beiden horizontalen Achsen die Zeitachsen darstellen und die vertikalen Achsen die Amplitudenwerte angeben. Zu Beginn t0der Taktperiode TPwird der zweite Schalter 2 geschlossen, d.h., die positive Spannung der Wechselspannungsquelle 9 fällt über der Induktivität 5 ab und der Strom in der Induktivität 5 beginnt zu steigen. Bei Erreichen eines vorgegebenen Stromwertes I1bzw. nach einer festen Zeit T1wird der zweite Schalter 2 geöffnet, und der Strom, welcher durch die Induktivität 5 eingeprägt wird, lädt die zweite parasitäre Kapazität 7 auf und entlädt die erste parasitäre Kapazität 6, so dass die Spannung über dem zweiten Schalter 2 zu steigen beginnt. Sobald die Spannung über dem zweiten Schalter 2 gleich der Ausgangsspannung UDCist, d.h., die Spannung über dem ersten Schalter 1 ist gleich null, wird der erste Schalter 1 eingeschaltet. Dabei ist der Stromwert I1so zu wählen, dass die gespeicherte Energie in Induktivität 5 ausreicht, um die erste 6 und die zweite 7 parasitäre Kapazität umzuladen, d.h., dass die Spannung über dem ersten Schalter 1 zumindest annähernd null wird. Mit der sich einstellenden negativen Spannung an der Induktivität 5, d.h., der erste Anschluss 30 der Induktivität hat ein höheres Potential als der zweite Anschluss 29, nimmt der Strom in der Induktivität ab. Ab dem Zeitpunkt t3wird der Strom in der Induktivität 5 negativ und die Zeitdauer T2beginnt. Sobald der Strom einen gewissen Wert I2erreicht, bzw. nach Ablaufen der Zeit T2, wird der erste Schalter 1 zum Zeitpunkt t4geöffnet, und der Strom in der Induktivität 5 entlädt die erste 6 und lädt die zweite 7 parasitäre Kapazität. Dabei wird vorzugsweise die Zeitdauer T2so gewählt, dass durch das Entladen der ersten 6 und der zweiten 7 parasitären Kapazität die Spannung über dem zweiten Schalter 2 null wird, so dass der zweite Schalter 2 zum Zeitpunkt t5spannungslos einschalten kann. Mit der positiven Spannung über der Induktivität 5 nimmt der Strom wieder zu und erreicht zum Zeitpunkt t6den Wert null. Die Periode TPdes beschriebenen Zyklus dauert dabei vom Zeitpunkt t0bis zum Zeitpunkt t6. In Fig. 2, the profile of the current IL (5) in the inductance 5 in the direction from the second terminal 29 to the first terminal 30 of the inductance and the course of the voltage US (2) on the second switch 2 with reference direction of the first Port 19 to the second port 20 of the second switch 2, wherein the two horizontal axes represent the time axes and the vertical axes indicate the amplitude values. At the beginning of the clock period TP, the second switch 2 is closed, that is, the positive voltage of the AC voltage source 9 drops across the inductance 5 and the current in the inductance 5 starts to increase. Upon reaching a predetermined current value I1bzw. after a fixed time T1, the second switch 2 is opened, and the current impressed by the inductor 5 charges the second parasitic capacitance 7 and discharges the first parasitic capacitance 6, so that the voltage across the second switch 2 starts to increase , As soon as the voltage across the second switch 2 equals the output voltage UDC, that is, the voltage across the first switch 1 is equal to zero, the first switch 1 is turned on. In this case, the current value I1 should be chosen so that the stored energy in inductance 5 is sufficient to recharge the first 6 and the second 7 parasitic capacitance, that is to say that the voltage across the first switch 1 becomes at least approximately zero. With the resulting negative voltage across the inductance 5, i.e., the first terminal 30 of the inductor has a higher potential than the second terminal 29, the current in the inductance decreases. From the time t3, the current in the inductance 5 is negative and the duration T2 begins. As soon as the current reaches a certain value I2 or after expiration of the time T2, the first switch 1 is opened at time t4 and the current in the inductance 5 discharges the first 6 and charges the second parasitic capacitance. In this case, the time duration T2so is preferably selected such that the voltage across the second switch 2 becomes zero as a result of the discharging of the first 6 and the second 7 parasitic capacitance, so that the second switch 2 can switch on without voltage at the instant t5. With the positive voltage across the inductance 5, the current increases again and reaches the value zero at the time t6. The period TP of the described cycle lasts from the time t0 to the time t6.

[0036] Im Falle einer negativen Spannung der Wechselspannungsquelle 9, d.h., das Potential des ersten Anschlusses 28 der Wechselspannungsquelle 9 ist negativ in Bezug auf den zweiten Anschluss 27, ist der dritte Schalter 3 geschlossen und der vierte 4 Schalter geöffnet, und der erste 1 und der zweite 2 Schalter vertauschen in der vorangegangenen Beschreibung der Funktionsweise ihre Rolle. Weiterhin invertiert sich der Strom in der Induktivität 5 (Fig. 6 ). In the case of a negative voltage of the AC voltage source 9, that is, the potential of the first terminal 28 of the AC voltage source 9 is negative with respect to the second terminal 27, the third switch 3 is closed and the fourth 4 switch open, and the first and the second 2 switches interchange their role in the foregoing description of the operation. Furthermore, the current in the inductance 5 inverts (FIG. 6).

[0037] Bei einer Zeitsteuerung gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Zeitpunkte t0und t3durch eine Stromnulldurchgangserkennung erkannt und der weiteren Steuerung vorgegeben. Die erste Zeitdauer T1, die erste Umschwingzeit zwischen t1und t2sowie die zweite Zeitdauer T2und die zweite Umschwingzeit zwischen t4und t5sind in Tabellen abgelegt, mit der Eingangsspannung respektive Wechselspannung und der Leistung als Parameter. Optional wird auch der Einfluss der Ausgangsspannung implizit bei der Berechnung der Tabellen oder explizit in den Tabellen (als zusätzlicher Eingangswert in die Tabellen) mit berücksichtigt. In a time control according to a preferred embodiment of the invention, the times t0 and t3 are detected by a current zero crossing detection and given the further control. The first time period T1, the first transient time between t1 and t2, and the second time duration T2 and the second transient time between t4 and t5 are stored in tables, with the input voltage or AC voltage and the power as parameters. Optionally, the influence of the output voltage is implicitly taken into account when calculating the tables or explicitly in the tables (as an additional input value in the tables).

[0038] Bei der Zeitsteuerung wird also jeweils bei der Detektion eines positiven Nulldurchgangs, nach der entsprechenden erste Zeitdauer T1(wie aus der Tabelle ausgelesen), der zweite Schalter 2 geöffnet. Umgekehrt wird jeweils bei der Detektion eines negativen Nulldurchgangs, nach der entsprechenden zweiten Zeitdauer T2, der erste Schalter 1 geöffnet. In the case of the time control, therefore, the second switch 2 is opened in each case when a positive zero crossing is detected, after the corresponding first time duration T1 (as read from the table). Conversely, each time the detection of a negative zero crossing, after the corresponding second time period T2, the first switch 1 is opened.

[0039] Eine Eigenschaft des Steuerverfahrens ist dabei, dass zum einen der erste Schalter 1 und der zweite Schalter 2 spannungslos ein- und ausschalten und dass in der Periode TPder Strom in der Induktivität 5 einen vorgegebenen Mittelwert einhält. Für das spannungslose Einschalten des zweiten Schalters 1 zum Zeitpunkt t2muss die Periode T1eine gewisse Mindestdauer haben, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDCzur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 abhängt. Für das spannungslose Einschalten des ersten Schalters zum Zeitpunkt t5muss die Periode T2eine gewisse Mindestdauer haben, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDCzur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 abhängt. In Fig. 7 ist beispielhaft der Verlauf der Mindestwerte T1minfür T1und T2minfür T2für eine halbe Periode einer sinusförmigen Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9 dargestellt. Mit den Mindestdauern für T1und T2ergibt sich eine minimale Dauer für TP, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDCzur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 und den Bauteilwerten abhängt. Diese Mindestdauer für TPergibt sich als Summe der Mindestdauern von T1und T2sowie der Umschwingzeiten der Spannungen über den Schaltern 1 und 2 und der der Zeitdauer für den Stromabbau in der Induktivität gegen die Ausgangsspannung UDC. Nun ist es möglich, die Perioden T1und T2grösser als die Mindestdauern zu wählen und damit die Periode TPzu verlängern. Dies kann zum einen genutzt werden, um den Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 einzustellen, so dass dieser einer Sollgrösse, z.B. einer Sinusform bei einem Gleichrichter, folgt, oder es ist möglich, die Länge der Periode TPzu verändern, ohne dass der Mittelwert IMWdes Stromes durch die Induktivität 5 verändert wird. Dies kann für die Synchronisation von parallel geschalteten Zweigen genutzt werden, wie im folgenden Abschnitt erläutert wird. In Fig. 8 ist für einen angenommenen Betriebspunkt beispielhaft die Abhängigkeit der beiden Zeiten T1und T2von der Periode TPfür einen konstanten Strommittelwert dargestellt. A characteristic of the control method is that on the one hand, the first switch 1 and the second switch 2 on and off without voltage and that in the period TP, the current in the inductance 5 maintains a predetermined average. For the de-energized switching on of the second switch 1 at the time t2, the period T1 must have a certain minimum duration, which depends on the ratio of the output voltage UDC to the voltage of the alternating voltage source 9. For the voltage-free switching on of the first switch at time t5, the period T2 must have a certain minimum duration, which depends on the ratio of the output voltage UDC to the voltage of the alternating voltage source 9. FIG. 7 shows by way of example the course of the minimum values T1min for T1 and T2minfor T2 for half a period of a sinusoidal alternating voltage of the AC voltage source 9. With the minimum durations for T1 and T2, there is a minimum duration for TP, which depends on the ratio of the output voltage UDC to the voltage of the AC voltage source 9 and the component values. This minimum duration for TP is the sum of the minimum durations of T1 and T2, as well as the transient times of the voltages across switches 1 and 2 and the time duration for the current reduction in the inductance against the output voltage UDC. Now it is possible to select the periods T1 and T2 greater than the minimum durations and thus extend the period TP. This can be used, on the one hand, to set the mean value of the current through the inductance 5, so that it is a set value, e.g. a sinusoidal form in a rectifier, or it is possible to change the length of the period TP without changing the mean value IMW of the current through the inductance 5. This can be used to synchronize branches in parallel, as explained in the following section. In Fig. 8, for an assumed operating point, the dependence of the two times T1 and T2 on the period TP for a constant average current is exemplified.

[0040] Weiterhin kann bei einem festen Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 und bei spannungslosem Schalten des ersten 1 und des zweiten 2 Schalters die Periodendauer TPdurch Vergrössern von T1und T2verlängert werden. Dies kann mit einem Aufbau nach Fig. 3 geschehen. Darin liegt zusätzlich zu den bereits beschriebenen Schaltungselementen ein weiterer schnell schaltender Zweig vor, mit einem fünften 36 und einem sechsten 40 Schalter, mit zugeordneten weiteren parasitären Kapazitäten 38, 42, zur Verbindung der Gleichspannungsanschlüsse mit einem Brückenmittelpunkt, welcher über eine zweite Induktivität 33 an die Wechselspannungsquelle 9 angeschlossen ist. Dabei werden die Ströme in der ersten Induktivität 5 und der zweiten Induktivität 33 über die beiden schnell schaltenden Zweige synchronisiert geschaltet. Durch das Synchronisieren der Ströme kann nach bekannter Art der Stromrippel in der Wechselspannungsquelle verkleinert werden. Neuartig hierbei ist, dass die beiden schnell schaltenden Zweige einen gemeinsamen langsamen Zweig, bestehend aus dem dritten 3 und dem vierten 4 Schalter, als Rückleiter haben. Furthermore, with a fixed mean value of the current through the inductance 5 and with voltage-free switching of the first 1 and second 2 switches, the period duration TP can be increased by increasing T1 and T2. This can be done with a structure of FIG. 3. This is in addition to the circuit elements already described before another fast-switching branch before, with a fifth 36 and a sixth switch 40, with associated additional parasitic capacitances 38, 42, for connecting the DC voltage terminals with a bridge center, which via a second inductor 33 to the AC voltage source 9 is connected. The currents in the first inductance 5 and the second inductance 33 are switched synchronized via the two fast-switching branches. By synchronizing the currents can be reduced in a known manner, the current ripple in the AC voltage source. What is novel about this is that the two fast-switching branches have a common slow branch, consisting of the third 3 and the fourth 4 switches, as the return conductor.

[0041] In Fig. 4 ist eine weitere Aufbauform der Schaltung dargestellt, in welcher sich antiparallel bei einem oder mehreren Schaltern eine Diode, als Teil des Schalters, befindet. Dabei sind die Kathode einer antiparallelen Diode 43 des ersten Schalters 1 und die Kathode einer antiparallelen Diode 45 des dritten Schalters 3 an der ersten Leitung 1, welche mit dem ersten, positiven Anschluss 26 des Ausgangskondensators 8 verbunden ist, angeschlossen. Die Anoden einer antiparallelen Diode 44 des zweiten Schalters 2 und einer antiparallelen Diode 46 des vierten Schalters 4 sind mit der dritten Leitung 12 verbunden, welche an dem negativen, zweiten Anschluss 25 der Ausgangskondensators 8 angeschlossen ist. Mit den antiparallelen Dioden wird erreicht, dass die Schalter nicht geschlossen sind, wenn der Strom durch den Schalter in Richtung vom jeweiligen zweiten Anschluss 18, 20, 21, 23 zum jeweiligen ersten Anschluss 17, 19, 22, 24 fliesst. Die Funktionsweise der Steuerung ändert sich dadurch nicht. 4, a further structure of the circuit is shown, in which anti-parallel at one or more switches, a diode, as part of the switch, is located. In this case, the cathode of an antiparallel diode 43 of the first switch 1 and the cathode of an antiparallel diode 45 of the third switch 3 to the first line 1, which is connected to the first, positive terminal 26 of the output capacitor 8, connected. The anodes of an antiparallel diode 44 of the second switch 2 and an antiparallel diode 46 of the fourth switch 4 are connected to the third line 12, which is connected to the negative, second terminal 25 of the output capacitor 8. With the anti-parallel diodes is achieved that the switches are not closed when the current flows through the switch in the direction of the respective second terminal 18, 20, 21, 23 to the respective first terminal 17, 19, 22, 24. The operation of the controller does not change.

[0042] Anstatt der Wechselspannungsquelle 9 kann auch eine DC-Spannungsquelle 47, wie in Fig. 5 dargestellt ist, verwendet werden. Dabei kann der dritte 3 und der vierte 4 Schalter entfallen, und ein negativer Anschluss 49 der DC-Spannungsquelle 47 wird mit der dritten Leitung 12, d.h. dem negativen Anschluss 15 der Last, verbunden. Die Amplitude der DC-Spannungsquelle 47 muss dabei wiederum kleiner sein als die Spannung des Ausgangskondensators 8. Die Funktionsweise der Steuerung ist prinzipiell genauso, wie wenn die Wechselspannungsquelle 9 eine positive Spannung hat. Instead of the AC voltage source 9, a DC voltage source 47, as shown in Fig. 5, can be used. In this case, the third 3 and the fourth 4 switch can be omitted, and a negative terminal 49 of the DC voltage source 47 is connected to the third line 12, i. the negative terminal 15 of the load connected. The amplitude of the DC voltage source 47 must again be smaller than the voltage of the output capacitor 8. The operation of the controller is basically the same as when the AC voltage source 9 has a positive voltage.

[0043] Neben dem Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 als Gleichrichter kann die Schaltung auch als Wechselrichter eingesetzt werden, d.h., der mittlere Leistungsfluss findet vom Ausgangskondensator 8 zur Wechselspannungsquelle 9 oder zur DC-Spannungsquelle 47 statt. Dazu muss bei einer positiven Spannung der Wechselspannungsquelle 9 ein negativer Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 eingeprägt werden, d.h., der Strom muss im Mittel von dem ersten Anschluss 30 der Induktivität zum zweiten Anschluss 29 fliessen. Dies kann leicht durch Vertauschen der Funktionen des ersten 1 und des zweiten 2 Schalters erreicht werden. Dies bedeutet, dass zu Beginn der Periode TPzuerst der erste 1 Schalter geschlossen wird und in der Induktivität 5 ein negativer Strom aufgebaut wird. Am Ende der Periode T1wird der erste Schalter 1 geöffnet, und der Strom in der die Induktivität 5 lädt die erste 6 und die zweite 7 parasitäre Kapazität um, so dass die Spannung über dem zweiten Schalter 2 kleiner wird. Sobald die Spannung über dem zweiten Schalter 2 zum Zeitpunkt t2gleich null wird, wird der zweite Schalter 2 eingeschaltet. Nun baut sich der Strom in der Induktivität 5 gegen die Wechselspannung 9 ab und wird zum Zeitpunkt t3gleich null. Anschliessend steigt der Strom in der Induktivität 5 während der Periode T2wieder an, und zum Zeitpunkt t4wird der zweite Schalter 2 geöffnet, so dass der Strom in der Induktivität 5 wiederum die erste 6 und die zweite 7 parasitäre Kapazität umlädt. Sobald die Spannung über dem ersten Schalter 1 gleich null ist, wird dieser zum Zeitpunkt t5geschlossen. Die Periode TPendet wiederum zum Zeitpunkt t6. Mit dem beschriebenen Steuerverfahren ist es wiederum möglich, ein Schalten des ersten 1 und zweiten 2 Schalters bei null Spannung und ein Einstellen des Mittelwertes IMWdes Stromes in der Induktivität 5 und damit des Leistungsflusses zu erreichen. In addition to the operation of the circuit of Fig. 1 as a rectifier, the circuit can also be used as an inverter, that is, the average power flow takes place from the output capacitor 8 to the AC voltage source 9 or the DC voltage source 47. For this purpose, at a positive voltage of the AC voltage source 9, a negative average value of the current through the inductance 5 must be impressed, that is, the current must flow on average from the first terminal 30 of the inductance to the second terminal 29. This can be easily achieved by interchanging the functions of the first 1 and second 2 switches. This means that at the beginning of the period TP, the first 1 switch is first closed and a negative current is built up in the inductance 5. At the end of the period T1, the first switch 1 is opened, and the current in which the inductor 5 recharges the first 6 and the second 7 parasitic capacitances, so that the voltage across the second switch 2 becomes smaller. As soon as the voltage across the second switch 2 becomes zero at time t2, the second switch 2 is turned on. Now, the current in the inductor 5 builds up against the AC voltage 9 and becomes zero at time t3. Subsequently, the current in the inductor 5 rises again during the period T2, and at the time t4 the second switch 2 is opened, so that the current in the inductance 5 in turn recharges the first 6 and the second 7 parasitic capacitances. As soon as the voltage across the first switch 1 is zero, it is closed at time t5. The period TP ends again at the time t6. With the described control method, it is again possible to achieve a switching of the first 1 and second 2 switches at zero voltage and to set the mean value IMW of the current in the inductance 5 and thus of the power flow.

[0044] Eine Ausführungsform der Schalter besteht dabei vorzugsweise aus MOSFETs, kann jedoch auch mit JFETs, IGBTs oder anderen abschaltbaren Halbleitern realisiert werden. An embodiment of the switch is preferably made of MOSFETs, but can also be implemented with JFETs, IGBTs or other turn-off semiconductors.

[0045] Fig. 9 zeigt ein Schema einer Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Die Schaltung weist einen schnell sättigbaren Stromtransformator 91 und eine Auswertelektronik auf. Die Sekundärwindungen des Stromtransformators 91 sind sehr hochohmig abgeschlossen (erster Widerstand 95 und zweiter Widerstand 96 in Serie zwischen den Anschlüssen der Sekundärwindung). Die Funktion des ersten Widerstandes 95 ist die Limitierung des Sekundärspulenstromes, wenn die Spannung der Sekundärwindung die halbe Speisespannung der Komparatoren 97 und 98 übersteigt und die (internen) Schutzdioden der Komparatoren 97, 98 die Komparatoreingänge auf die Speisung klemmen. Der zweite Widerstand 96 ist die spannungsbildende Komponente an den Komparatoreingängen, bezogen auf einen künstlichen Mittelpunkt zwischen einem oberen Widerstand 92 und einem unteren Widerstand 93. Der obere und der untere Widerstand 92, 93 bilden einen vorzugsweise symmetrischen Spannungsteiler zwischen Masse und einer Versorgungs- oder Referenzspannung UB, und an ihrem gemeinsamen Punkt den künstlichen Mittelpunkt. Eine Kapazität 94, parallel zum unteren Widerstand 93 geschaltet, stabilisiert das Potential des künstlichen Mittelpunktes. Fig. 9 shows a schematic of a current zero crossing detection circuit according to a preferred embodiment of the invention. The circuit has a fast saturable current transformer 91 and an electronic evaluation system. The secondary windings of the current transformer 91 are terminated with very high resistance (first resistor 95 and second resistor 96 in series between the terminals of the secondary winding). The function of the first resistor 95 is to limit the secondary coil current when the voltage of the secondary winding exceeds half the supply voltage of the comparators 97 and 98 and the (internal) protection diodes of the comparators 97, 98 clamp the comparator inputs to the supply. The second resistor 96 is the voltage forming component at the comparator inputs, based on an artificial center between an upper resistor 92 and a lower resistor 93. The upper and lower resistors 92, 93 form a preferably balanced voltage divider between ground and a supply or reference voltage UB, and at their common point the artificial center. A capacitor 94, connected in parallel with the lower resistor 93, stabilizes the potential of the artificial center.

[0046] Die Ausgänge der Komparatoren 97, 98 werden auf die Set/Reset-Eingänge S, R eines SR-Flip-Flops 99 geschaltet. Ein positiver Spannungspuls aktiviert den ersten Komparator 97, welcher den S-Eingang des Flip-Flops aktiviert. Ein negativer Spannungspuls aktiviert den zweiten Komparator 98, welcher den R-Eingang des Flip-Flops aktiviert. The outputs of the comparators 97, 98 are switched to the set / reset inputs S, R of an SR flip-flop 99. A positive voltage pulse activates the first comparator 97, which activates the S input of the flip-flop. A negative voltage pulse activates the second comparator 98, which activates the R input of the flip-flop.

[0047] Durch die hochohmige Terminierung der Sekundärwindung verhält sich der Stromtransformator näherungsweise wie eine Induktivität. Als Auswahlkriterien für den Transformator sind erstens eine hohe Permeabilität, welche zu einer schnellen Sättigung führt, und eine möglichst kleine Kernquerschnittsfläche, welche einen tiefen AL-Wert zur Folge hat und somit in einem kleinen Induktivitätswert resultiert. Due to the high-impedance termination of the secondary winding, the current transformer behaves approximately as an inductance. The selection criteria for the transformer are, firstly, a high permeability, which leads to rapid saturation, and the smallest possible core cross-sectional area, which results in a low AL value and thus results in a small inductance value.

[0048] Ausserdem verringert sich durch den geringeren Querschnitt zudem auch das Kernvolumen, wodurch die Kernverluste reduziert werden. In addition, reduced by the smaller cross-section also the core volume, whereby the core losses are reduced.

[0049] Fig. 10 zeigt eine idealisierte Magnetisierungskurve des Stromtransformators der Schaltung der Fig. 9 . Ändert sich der Eingangsstrom der Gleichrichterschaltung, und damit der Primärstrom ILdes Stromtransformators zwischen –Isatund +Isat, so resultiert dies in einer Änderung der magnetischen Flussdichte B, welche eine induzierte Spannung auf der Sekundärseite bewirkt. Je nach zunehmendem oder abnehmendem Primärstrom ist die induzierte Spannung positiv oder negativ. Ist der Betrag des Primärstroms grösser als Isat, so ist der Kern gesättigt und eine weitere Stromänderung bewirkt keine Änderung der magnetischen Flussdichte und auf der Sekundärseite wird keine Spannung induziert. Sind die Sättigungsgrenzen nahe bei null, so können die induzierten Spannungspulse als Nulldurchgangsdetektion verwendet werden. FIG. 10 shows an idealized magnetization curve of the current transformer of the circuit of FIG. 9. FIG. If the input current of the rectifier circuit, and thus the primary current IL of the current transformer changes between -Isat and + Isat, this results in a change of the magnetic flux density B, which causes an induced voltage on the secondary side. Depending on the increasing or decreasing primary current, the induced voltage is positive or negative. If the amount of the primary current is greater than Isat, the core is saturated and another current change causes no change in the magnetic flux density and no voltage is induced on the secondary side. If the saturation limits are close to zero, the induced voltage pulses can be used as zero-crossing detection.

[0050] Fig. 11 zeigt einen zeitlichen Verlauf des Primärstromes ILund der Signale S, R, Q der Schaltung der Stromnulldurchgangsdetektion. Jeweils nach einem Nulldurchgang des Primärstroms ILwird der Stromtransformator ummagnetisiert, und es tritt ein kurzer Spannungspuls auf der Sekundärseite auf, welcher in die Signale S, R umgesetzt wird. Daraus resultiert am Ausgang des Flip-Flop das Signal Q, welches das Vorzeichen des Primärstromes ILund die Zeitpunkte der Nulldurchgänge des Primärstromes ILpräzise wiedergibt. Fig. 11 shows a timing of the primary current IL and the signals S, R, Q of the current zero crossing detection circuit. After a zero crossing of the primary current IL, the current transformer is re-magnetized, and a short voltage pulse occurs on the secondary side, which is converted into the signals S, R. This results in the output of the flip-flop, the signal Q, which reproduces the sign of the primary current IL and the times of the zero crossings of the primary current ILpräzise.

[0051] Basierend auf den derart ermittelten Zeitpunkten wird vorzugsweise die Zeitsteuerung der in der vorliegenden Anmeldung beschriebenen Gleichrichterschaltung vorgenommen. Dabei ist die Primärseite des Stromtransformators 91 in Serie zur Induktivität 5 der Wandlerschaltung geschaltet, erfasst also den Eingangsstrom oder wechselspannungsseitigen Strom. Grundsätzlich ist aber die geschilderte Schaltung zur Stromnulldurchgangsdetektion auch in einem anderen Zusammenhang einsetzbar. Based on the times thus determined, the timing of the rectifier circuit described in the present application is preferably made. In this case, the primary side of the current transformer 91 is connected in series with the inductor 5 of the converter circuit, so detects the input current or AC-side current. In principle, however, the described circuit for current zero crossing detection can also be used in another context.

Claims

A method for driving an active converter circuit, wherein the active converter circuit comprises a bridge circuit having at least one bridge branch, wherein a first switch (1) of the bridge branch is connected between a positive terminal (14) and a branch center, and a second switch (2) of the bridge branch is connected between a negative terminal (15) and the branch center, and an inductor (5) is connected between the branch center and a first input terminal (28, 48), and a second input terminal (27, 49) is connected to the positive or the second input terminal negative terminal (14, 15) or to a connected further terminal of the converter circuit is connected, wherein the first switch (1) has a first parasitic capacitance (6) and the second switch (2) has a second parasitic capacitance (7), characterized in that in the method, with a period of time repeated TPperiodically, By turning on one of the two switches of the bridge branch, the other switch being turned off, after a zero crossing during a first time T1, a current is built up through the inductance (5), After the first time T1, one of the two switches is turned off leaving the other switch off, and the parasitic capacitances (6, 7) are recharged by a current impressed by the inductor (5) until the voltage across the other switch is at least becomes almost zero, - And wherein then the other of the two switches is turned on, and the current through the inductance (5) degrades, and after a zero crossing of the current during a second period T2einA current in the opposite direction through the inductance (5) builds, After the second time T2, the other of the two switches is turned off, leaving one switch turned off, and the parasitic capacitances (6, 7) are reversely reversed by the current impressed by the inductance (5) until the voltage across the one Switch becomes at least approximately zero, Wherein the first time period T1 and the second time duration T2 are determined in accordance with at least one power to be transmitted and the value of an AC voltage applied between the first input terminal (28, 48) and the second input terminal (27, 49), And the other and the one switch are turned on respectively after the first time T1 perspective of the second time T2 after detection of a corresponding zero crossing.

2. The method according to claim 1, wherein The first time duration T1 is chosen to be at least as long that the energy stored in the inductance is sufficient for the transfer of the parasitic capacitances (6, 7), and - The second period T2 is chosen at least as long that the energy stored in the inductance is sufficient for reloading the parasitic capacitances (6, 7).

3. The method according to claim 1 or 2, wherein in the determination of the first time duration T1 and the second time duration T2, additionally the value of a DC voltage between the positive terminal (14) and the negative terminal (15) of the first bridge branch is taken into account.

4. The method according to any one of the preceding claims, wherein in the determination of the first time period T1 and the second time duration T2zZuch the value of the inductance (5) is taken into account.

5. The method according to any one of the preceding claims, in which for determining a zero crossing of the current in the path of the current switched current transformer (91) in each case in a short, preferably symmetrically to the zero crossing interval is reversed and then operated in saturation, whereby only during the Ummagnetisierung a secondary-side voltage pulse at the current transformer (91) is generated, and in each case a rising edge of a positive voltage pulse, a positive zero crossing and a falling edge of a negative voltage pulse, a negative zero crossing of the current is detected.

6. The method according to claim 5, wherein each positive and negative voltage pulses are detected by separate circuit elements, and corresponding signals for setting or resetting of an SR flip-flops are used, whereby at the output of the SR flip-flop representing the sign of the current binary signal is generated.