Reaktanzarme Messanordnung zur Bestimmung des Schaltverhaltens eines
Halbleiter elementes
Die vorliegende Erfindung betrifft eine reaktanzarme Messanordnung zur Bestimmung des Schaltverhaltens von Halbleiterelementen, vorzugsweise Transistoren, die beispielsweise für die Messung von Über- gangsfunktionen mit sehr kurzen Impulsanstiegszeiten geeignet ist.
Halbleiter-Impulsschaltungen mit sehr kurzen Schaltzeichen spielen in der Elektronik eine sehr bedeutende Rolle, beispielsweise für die Entwicklung von Pulsübertragungssystemen in der Nachrichtentechnik, für den Bau schneller logischer Schalt- und Speicherkreise in der Rechenmaschinentechnik oder für den Bau schneller Zähl- und Diskriminatorschaltungen in der Messtechnik. Für die Auswahl der in solchen Schaltungen zu verwendenden Halbleiterelemente sind die, wie man es bisher im allgemeinen getan hat, mit sinusförmigen Strömen gemessenen Parameter, z. B. die a-Grenzfrequenz bei Transistoren, nicht mehr ausreichend.
Die Abhängigkeit der Parameter vom Arbeitspunkt, das nichtlineare Verhalten der Halbleiterelemente und schliesslich auch der Wunsch nach einer bequemen Bestimmung der tatsächlichen zeitlichen Übergangsfunktionen machen eine direkte Messung notwendig. Da eine Messapparatur ein besseres Auflösungsvermögen haben sollte als die zu entwickelnden Schaltungen, so wird man beim Aufbau der Messapparatur möglichst bis an die Grenze des technisch Möglichen gehen.
Messungen des Schaltverhaltens von Halbleiterelementen wurden bisher praktisch nur im Mikrosekundenbereich (1 s = 10-0 s) durchgeführt. Diese Grenze ergibt sich zwangläufig, wenn die Messanordnung in der konventionellen Verdrahtungstechnik aufgebaut ist. Lässt man besondere Sorgfalt beim Aufbau walten, insbesondere hinsichtlich einer kurzen Leitungsführung, so kann man vielleicht noch eine Verbesserung um eine Zehnerpotenz, d. h. bis herunter zu 10-7 s, erzielen. Unter den angewendeten Messschaltungen hat sich im Falle des Transistors die Basisschaltung gut bewährt, einerseits weil die Messergebnisse leichter mit den physikalischen Vorstellungen verglichen werden können, anderseits weil gerade die Basisschaltung sehr kurze Impulsschaltzeiten ermöglicht.
Die klassische Basisschaltung für Impulsmessungen an Transistoren, wie sie bisher in konventioneller Verdrahtungstechnik allgemein angewendet wurde, ist beispielsweise in dem Buche Transistor Electronics , von A. W. Lo, et al., Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1955, Seite 476, Fig. 12-45a, gezeigt und erläutert.
Seitdem mit Drifttransistoren die 1-GHz-Frequenzgrenze überschritten wurde, ist auch die Realisierung von Halbleiter-Impulsschaltungen mit Schaltzeiten in der Grössenordnung von Nanosekunden (1 ns = 10-9 s) in den Bereich des Möglichen gerückt.
Dies erfordert die Bereitstellung von Messanordnungen, die einwandfreie Bestimmungen der gesuchten Parameter von Halbleiterelementen ermöglichen unter Verwendung von Impulsen mit Anstiegszeiten noch unter einer Nanosekunde. Es sind bisher keine Messanordnungen bekannt, die ein derart hohes Auf lösungsvermögen leisten.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine reaktanzarme Messanordnung zur Bestimmung des Schaltverhaltens eines Halbleiterelementes, die für Messungen mit Impulsanstiegszeiten bis zu einem unteren Bereich von etwa 0,5 10-9 s geeignet ist.
Mit einer Ausführungsform der Messanordnung nach der Erfindung ist die Bestimmung von Messpunkten an Halbleiterelementen möglich, die in einem Arbeitsbereich jenseits der Leistungshyperbel liegen, ohne dass das Halbleiterelement zerstört wird.
Die reaktanzarme Messanordnung zur Bestimmung des Schaltverhaltens eines Halbleiterelementes zeichnet sich gemäss der Erfindung aus durch eine koaxiale Eingangsleitung mit Eingangsinnenleiter und Eingangs aussenleiter; eine koaxiale Ausgangsleitung mit Ausgangsinnenleiter und Ausgangsaussenleiter; eine Messkammer in koaxialer Bauweise, deren äussere Wandungsteile eine galvanische Verbindung zwischen dem Eingangsaussenleiter und dem Ausgangsaussenleiter herstellen, in welcher Messkammer das Halbleiterelement vorhanden ist, dessen eine Elektrode an den Eingangsinnenleiter und dessen andere Elektrode an den Ausgangsinnenleiter angeschlossen ist; ein Abschirmmittel, das zwischen Eingangsleitung und Messkammer vorgesehen ist;
ein rotationssymmetrisches Widerstandselement, dessen Widerstand sich zwischen der Peripherie und einer zentralen, mit dem Ausgangsinnenleiter verbundenen Anschlussstelle erstreckt; einen an die koaxiale Eingangsleitung angeschlossenen Impulsgenerator; und einen an die koaxiale Ausgangsleitung angeschlossenen stroboskopischen Abtastoszillographen.
Nachfolgend sind Ausführungsbeispiele der Erfindung, wie sie in der beigefügten Zeichnung dargestellt sind, beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Basisschaltung für Impulsmessungen an Transistoren,
Fig. 2 einen koaxialen Aufbau der Messschaltung gemäss Fig. 1,
Fig. 3 und 4 reaktanzarme rotationssymmetrische Widerstände,
Fig. 5a und 5b schematisch die Abgleichung des in Fig. 4 dargestellten Speichenwiderstandes im Hinblick auf niedrige Reaktanz,
Fig. 6 das Schaltungsdiagramm einer zweiten Messanordnung für den Impulsbetrieb von Transistoren in Basisschaltung,
Fig. 7 den koaxialen Aufbau der zweiten Messanordnung,
Fig. 8 das Schaltungsdiagramm zur Erzeugung der impulsförmigen Arbeitsspannungen in der zweiten Messanordnung,
Fig. 9 ein Impulsprogramm zum Betrieb der zweiten Messanordnung mit periodisch gepulsten Gleichstromquellen.
Zunächst wird unter Bezugnahme auf Fig. 1, welche das Schaltungsdiagramm einer ersten Messanordnung für den Impulsbetrieb von Transistoren in Basisschaltung zeigt, das Prinzip des Messverfahrens erläutert. Im Emitterkreis des Transistors 10 liegt der Generator 11, welcher zur Erzeugung von Impulsen mit steilen Flanken dient. Aus den eingangs erwähnten Gründen muss die Anstiegszeit der von dem Generator gelieferten Impulse kleiner sein als 0,5 ns.
Solche Generatoren stehen heute in Form koaxial eingebauter Quecksilberrelais, die ein aufgeladenes Kabelstück in die Last entladen, zur Verfügung. Die Impulsdauer ist durch die Länge des Ladekabels gegeben, die Impulsamplitude ist durch die Ladespannung definiert und leicht regel- und messbar. Der Widerstand 12 repräsentiert zugleich auch den Innenwiderstand des Generators. Der Arbeitspunkt des Transistors wird durch den Gleichstrom 1E fixiert, zu dessen Erzeugung die Batterie 13 und der Widerstand 14 vorgesehen sind, welche parallel liegen zum Impulsgenerator 11 und dem Widerstand 12. Diese Betriebsweise bezeichnet man als Urstrombetrieb.
Wenn man mit hohen Impulsamplituden arbeitet, wobei man allein durch die angelegten Impulse in den gewünschten Arbeitsbereich des Transistors kommt, so kann man auf den Gleichstrom 1E verzichten und demnach die Batterie 13 und den Widerstand 14 fortlassen, oder man kann sogar die Batterie umpolen. Im Kollektorkreis des Transistors 10 liegen der Oszillograph 15 und parallel dazu der Messwiderstand 16 und die Kollektorbatterie 17. Der die Kollektorbatterie überbrückende Kondensator 18 dient als kapazitiver Kurzschluss für hohe Frequenzen. Die Basis des Transistors 10 ist gemäss der üblichen Basisschaltung mit dem positiven Pol der Kollektorbatterie 17 verbunden und gegebenenfalls geerdet.
Im Emitterkreis überlagern sich der den Arbeitspunkt festlegende Gleichstrom 1L mit dem sprungförmig ansteigenden und abfallenden Stromimpuls i1 zum Emitterstrom iE. Der gesuchte, als Antwort auf diese eingangsseitig sprungförmige Erregung fliessende Kollektorstrom i, (t) lässt an dem Messwiderstand 16, der möglichst reaktanzfrei, d. h. rein ohmisch sein soll, eine zu ic. proportionale Spannung abfallen, die vom Oszillographen angezeigt wird. Der Kondensator 18 verhindert, dass eine über dem völlig unbekannten Innenwiderstand der Batterie 17 abfallende Spannung mitgemessen wird. Aus den eingangs erwähnten Gründen muss der Oszillograph 15 ein Auflösungsvermögen besitzen, das besser ist als 0,5 ns.
Solche Oszillographen sind heute handelsüblich; sie beruhen auf dem Prinzip der stroboskopischen Abtastung mit einem äusserst scharfen Nadelimpuls. Man bezeichnet sie als stroboskopische Abtastoszillographen. Um mit der Schaltung gemäss Fig. 1 einwandfreie Messungen im Nanosekundenbereich durchführen zu können, wurde ein koaxialer Aufbau der Messanordnung ausgeführt, wie er in Fig. 2 dargestellt ist. Hierfür sind in erster Linie die folgenden zwei Gründe bestimmend gewesen: 1. Die Induktivitäten des Schaltungsaufbaus müssen sehr klein sein, z. B. in der Grössenordnung zwischen 1 und 10 nH liegen; 2. Emitterkreis und Kollektorkreis müssen elektrisch einwandfrei entkoppelt sein.
Die in Fig. 2 gezeigte Messanordnung umfasst eine koaxiale Eingangsleitung 20 mit Eingangsinnenleiter 21 und Eingangsaussenleiter 22, eine koaxiale Ausgangsleitung 23 mit Ausgangsinnenleiter 24 und Ausgangsaussenleiter 25, und eine Messkammer 26 in koaxialer Bauweise. Die Eingangsleitung 20 ist an den Impulsgenerator, die Ausgangsleitung 23 an den stroboskopischen Abtastoszillographen durch die üblichen koaxialen Verbindungsstecker angeschlossen.
Zur Zuführung des den Arbeitspunkt des Transistors festlegenden Gleichstromes 1E kann man in der koaxialen Eingangsleitung 20 ein koaxiales T-Stück als Abzweigung vorsehen; das Anbringen solcher Abzweigungen ist bekannt und ist deshalb in Fig. 2 nicht dargestellt.
An den der Messkammer zugekehrten Enden der Aussenleiter 22 bzw. 25 sind ringförmige, metallische Scheiben 27 bzw. 28 angebracht, z. B. angelötet, die mittels Schrauben 29, 30 mit dem ringförmigen, metallischen Wandungsteil 31 der Messkammer fest verbunden sind. Diese Schrauben stellen auch eine galvanische Verbindung zwischen dem Eingangsaussenleiter 22, dem Wandungsteil 31 und dem Ausgangsaussenleiter 25 her. Der Eingangsinnenleiter 21 wird durch einen Isolierring 32, der Ausgangsinnenleiter 24 durch einen Isolierring 33 in einer zentrischen Lage gehalten. Der Ausgangsinnenleiter 24 ragt ins Innere der Messkammer hinein und trägt an seinem Ende eine Spannzange 24, in die das Halbleiterelement, z. B. ein Transistor 35, eingesteckt werden kann.
Die koaxiale Eingangsleitung ist nach der Messkammer hin durch eine metallische Scheibe 36 ab geschirmt; sie dient gleichzeitig zur definierten Erdung des Basiskontakts des Transistors. In Fig. 2 ist die Basiselektrode 37 durch ein Loch in der Abschirmscheibe 36 hindurchgeführt und mit dieser mittels einer Schraube 38 fest verbunden. Durch ein weiteres Loch in der Abschirmscheibe 36 ist die Emitterelektrode 39 isoliert hindurchgeführt und mit dem der Messkammer zugekehrten Ende des Eingangsinnenleiters 21, das aus Anpassungsgründen leicht konisch ausgebildet ist, elektrisch leitend verbunden, z. B. angelötet.
Da bei den meisten Transistoren der Kollektor mit dem Gehäuse verbunden ist, so wird beim Einstecken des Transistors in die Spannzange 34 der Kollektor automatisch mit dem Ausgangsinnenleiter 24 elektrisch leitend verbunden. Der meist noch zusätzlich vorhandene Kollektoranschlussdraht ist somit überflüssig; man kann ihn nach unten hin abbiegen, wie es in Fig. 2 durch den ausgezogenen Strich 40 gezeigt ist. Man kann ihn jedoch auch, wie gestrichelt gezeichnet (40'), zu einer direkten, beabsichtigten kapazitiven Kopplung vom Eingang auf den Ausgang benutzen, wie man es in einer Messschaltung gelegentlich wünscht. Man führt ihn dann durch ein weiteres Loch in der Abschirmscheibe 36 isoliert hindurch und biegt ihn so zurecht, dass eine kleine kapazitive Kopplung mit dem konisch zulaufenden Ende des Eingangsinnenleiters zustande kommt.
Auf diese Weise kann dem durch die endliche Laufzeit der Ladungsträger gegenüber dem Eingangssignal verzögerten Ausgangssignal ein Teil der Vorderflanke des Eingangssignals überlagert werden; dies erlaubt eine direkte Messung der Laufzeit der Träger.
Der in Fig. 1 gezeigte Kondensator 18 ist in dem in Fig. 2 dargestellten koaxialen Aufbau durch einen Scheibenkondensator realisiert, der gebildet wird durch die metallische Aussenleiterendscheibe 28 und eine von dieser durch eine dünne Isolierfolie 41 (Dicke z. B. 10 um) getrennte Metallscheibe 42. Die Kollektorbatterie 17 ist an die beiden, die Kondensatorelektroden darstellenden Metallscheiben 28 und 42 angeschlossen. Der möglichst reaktanzarme Messwiderstand wird durch ein rotationssymmetrisches Widerstandselement 43, das als Scheibenwiderstand (vergleiche Fig. 3) oder als Speichenwiderstand (vergleiche Fig. 4) ausgeführt sein kann, gebildet. In Fig. 2 ist ein Speichenwiderstand gezeichnet; dieser wird später unter Bezugnahme auf Fig. 4 in weiteren Einzelheiten beschrieben werden.
Bei dem rotationssymmetrischen Widerstandselement erstreckt sich der Widerstand zwischen der Peripherie und einer zentralen, mit dem Ausgangsinnenleiter 24 verbundenen Anschluss stelle, die über eine Isolierscheibe 45 von der Kondensatorelektrode 42 isoliert ist. Der periphere Anschlussring 46 steht mit der Kondensatorelektrode 42 in elektrisch leitender Verbindung. Hingegen ist das Widerstandselement vom metallischen Wandungsteil 31 der Messkammer durch eine Isolierscheibe 47 elektrisch isoliert.
Der durch ein rotationssymmetrisches Widerstandselement realisierte Messwiderstand 16 (vergleiche Fig. 1) muss einerseits einen relativ kleinen Wert aufweisen und muss anderseits rein ohmisch sein über ein Frequenzband von mehr als 500 MHz. Ein Widerstandswert von etwa 10 Ohm ist günstig, um den Einfluss der endlichen Drift- und Diffusionsgeschwindigkeit auf den Kollektorstrom unabhängig vom Einfluss der Kollektorkapazität untersuchen zu können. Bei derart kleinen Widerständen ist es schwierig, die Serieninduktivität klein genug zu halten. Die maximal zulässige Serieninduktivität ergibt sich daraus, dass die Zeitkonstante LIR kleiner sein muss als das Auflösungsvermögen der Messanordnung.
Für beispielsweise LIR = 0,2 ns ergibt sich L = 2 nH; das ist ein Wert, wie er praktisch nur durch spezielle Widerstandselemente erreicht werden kann.
Fig. 3 zeigt ein solches spezielles, rotationssymmetrisch ausgebildetes Widerstandselement in der Form eines Scheibenwiderstandes. Wie bereits erwähnt, kann ein solcher Scheibenwiderstand an Stelle des rotationssymmetrischen Widerstandselements 43 in Fig. 2 verwendet werden. Dieser Scheibenwiderstand besitzt eine periphere Metallscheibe 48, eine zentrische Metallscheibe 49 und eine sich dazwischen erstreckende Widerstands schicht 50. Derartige Scheibenwiderstände sind dem Fachmann bekannt; sie werden bereits in der Höchs-Lfrequenztechnil: benutzt.
Technologisch handelt es sich um aufgedampfte oder gesinterte Widerstände.
Ein für den besagten Zweck brauchbares, rotationssymmetrisch ausgebildetes Widerstandselement lässt sich auch mit normalen Kohleschichtwiderständen in Form eines Speichenwiderstandes bauen, wie in Fig. 4 gezeigt. Der Speichenwiderstand besitzt einen peripheren, gleichzeitig als Halterung dienenden Metallring 51 und einen zentrisch liegenden, metallischen Anschlussring 52. Die normalen Kohleschicht Zwergwiderstände 53 (in Fig. 4 sind beispielsweise sechs Stück gezeigt) sind speichenförmig zwischen Peripherie und Zentrum angeordnet. Die Induktivität eines solchen einzelnen Zwergwiderstandes liegt in der Grössenordnung von 10 nH. Die angestrebte kleine Zeitkonstante z = LIR = 0,2 ns kann also nur bei Widerstandswerten von R m 50 Ohm erreicht werden.
Gesamthaft kann man kleine Widerstandswerte erhalten, wenn man mehrere Einzelwiderstände parallel schaltet, was den Vorzug hat, dass die Zeitkonstante der Gesamtanordnung gleich bleibt der Zeitkonstanten eines Einzelwiderstandes.
Der in Fig. 4 gezeigte Speichenwiderstand weist eine radiale Bohrung 66 auf, durch die der Anschlussdraht eines Widerstandes 65 isoliert hindurchführt, der an den zentrischen Anschlussring 52 angelötet ist.
Dieser Widerstand wird zwar in der unter Bezug auf Fig. 1 und 2 gezeigten Messanordnung nicht benötigt; er wird allerdings vorausgreifend hier schon erwähnt, weil man ihn z. B. als Kollektorvorwiderstand im zweiten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Messanordnung braucht (vergleiche Fig. 6 und 7).
Eine weitere Verbesserung hinsichtlich einer Verkleinerung der Induktivität, d. h. grösserer Reaktanzfreiheit des Speichenwiderstandes ist durch eine kapazitive Kompensation möglich, wie es schematisch in den Fig. 5a und 5b gezeigt ist. Die günstigsten Verhältnisse, nämlich eine Verkleinerung der resultierenden Zeitkonstanten um den Faktor 2 bei einem tJber- schwingen von 10 /o erhält man, wenn die nachfolgende Bedingung erfüllt wird: C = 2
R2
Zu diesem Zwecke wird die periphere Metallhalterung 51 (vergleiche Fig. 4) mit radialen Bohrungen 54 versehen, in welche die Zwergwiderstände 53 eintauchen.
Die Anschlussdrähte der Zwergwiderstände werden durch Madenschrauben 55 festgeklemmt, wodurch gleichzeitig die elektrisch leitende Verbindung zwischen den Widerständen 53 und dem peripheren Metallring 51 bewerkstelligt wird. Die ge mäss obiger Beziehung gewünschte Kapazität C kann in bezug auf die Induktivität L abgeglichen werden durch entsprechendes Justieren der Tiefe des Eintau chens der Widerstände in die Bohrungen 54. Fig. 5a stellt das Ersatzschaltbild dar für einen in eine Bohrung eines Metallblockes eintauchenden Widerstand gemäss Fig. 5b. Dabei bedeuten: R den ohmischen, L den induktiven und C den kapazitiven Anteil des Zwergwiderstandes 53, wenn er eine gewisse Tiefe h in die Bohrung eintaucht. Durch Veränderung der Eintauchtiefe h ändern sich L und C gegenläufig; da durch wird eine Kompensation ermöglicht.
Bei der vorliegenden Messanordnung ist der
Quellenwiderstand, über den der Transistor gespeist wird, gleich dem Wellenwiderstand der koaxialen Eingangsleitung, also etwa 50 Ohm. Man kann nun den Transistor entweder mit Urspannung betreiben, d. h. man möchte einen wesentlich kleineren Quellenwiderstand, als es der Transistoreingangswiderstand (= etwa 25 Ohm) ist, zur Verfügung haben, oder man kann ihn mit Urstrom betreiben, d. h. man möchte dann einen im Vergleich zum Transistoreingangswiderstand grossen Quellenwiderstand haben. Im letzteren Fall lässt sich ein grosser Widerstand bis etwa 200 Ohm durch Einschalten eines handelsüblichen Massewiderstandes mit kleinen Abmessungen zwischen Emitteranschluss und messkammerseitigem Ende des Eingangsinnenleiters mit ausreichender Kapazitäts- und Induktivitätsfreiheit verwirklichen.
Im andern Fall, d. h. bei Speisung mit Urspannung, muss der Quellenwiderstand (= Innenwiderstand der Spannungsquelle) einen Wert von 5 Ohm oder noch weniger haben; das bedeutet, dass man zum Transistoreingang einen kleinen Widerstand parallel schalten muss.
Für einen Widerstand mit so niedrigem Wert ist es bekanntlich schwer, die Induktivität klein zu halten.
Es wird daher empfohlen, diesen Widerstand in der gleichen Technik auszuführen, wie es für den Messwiderstand weiter oben bereits beschrieben wurde, d. h. einen Scheiben- oder Speichenwiderstand zu verwenden.
Da der Transistoreingangswiderstand zusammen mit den oben erwähnten, zur Speisung notwendigen Serien- oder Parallelwiderständen der Eingangsleitung im allgemeinen nicht den richtigen Abschlusswiderstand darbietet, so wird ein Teil des vom Generator kommenden Impulses reflektiert. Diese Reflexion ist jedoch für die Messung ohne Bedeutung, wenn sich der reflektierte Anteil im generatorseitigen Abschluss der koaxialen Eingangsleitung aufzehrt. Generatorseitig kann man auf jeden Fall durch Einbau von Dämpfungsgliedern, die ohnehin zur Grobeinstellung der Impulsamplitude benötigt werden, einen richtigen Leitungsabschluss erreichen.
Wie bereits beschrieben, fliesst der als Antwort auf den Emitterstromimpuls erhaltene Kollektorstrom über den Messwiderstand 16 (Fig. 1) und den Über- brückungskondensator 18 zum Aussenleiter ab. Die über diesen beiden Elementen abfallende Spannung entsteht zwischen Ausgangsinnenleiter 24 und Ausgangsaussenleiter 25 (Fig. 2); sie wird über die koaxiale Ausgangsleitung 23 dem Abtastoszillographen 15 (Fig. 1) zugeführt. Die koaxiale Ausgangsleitung wird am oszillographenseitigen Ende durch angepasste Dämpfungsglieder in richtiger Weise abgeschlossen, so dass auch ausgangsseitig alle Reflexionen unterdrückt werden.
Eine gewisse Schwierigkeit bei der bisher beschriebenen Messanordnung bereitet die Realisierung eines rein kapazitiven Kurzschlusses für die Kollektorbatterie 17 (Bild 1). Um beispielsweise mit einem Messwiderstand, der - wie erwähnt - 10 Ohm haben soll, eine Zeitkonstante von 1 us zu erreichen, würde man eine Kapazität von 0,1 uF benötigen. Eine solch hohe Kapazität ohne Resonanzstellen bis hinauf zu 500 MHz zu realisieren, ist nur schwer möglich.
Der in der Messanordnung von Fig. 2 verwendete Kondensator, der von den zwei Metallscheiben 28 und 42 gebildet wird, hat zwar eine sehr kleine Induktivität, aber man kann damit Kapazitätswerte nur von etwa 5 nF erreichen. Solche niedrige Kapazitätswerte sind wohl ausreichend für sehr kurze Impulse bis zu etwa 2 oder 5 ns, und man kann dann die während der Messzeit bedingte Aufladung des Kondensators noch vernachlässigen, was jedoch nicht mehr möglich ist, wenn die Antwort auf einen am Emitter wirksamen Stromsprung untersucht werden soll. Wie aus dem Schaltungsdiagramm von Fig. 1 hervorgeht, wird nämlich die Spannung an diesem Kondensator mitgemessen.
Aus den hier angeführten Gründen liegt es nahe, einen Weg zu suchen, der eine Entkopplung von Gleichstromweg und Messweg im Kollektorkreis ermöglicht, ohne dass man eine Kapazität benötigt.
Dies geschieht in einer zweiten Messanordnung gemäss der Erfindung, wobei in Fig. 6 das Schaltungsdiagramm und in Fig. 7 der ausgeführte koaxiale Aufbau dargestellt sind. Als Ausführungsbeispiel ist eine Schaltung im Urspannungsbetrieb gezeigt.
Die in Fig. 6 in Form eines Schaltungsdiagrammes dargestellte gleichstromgekoppelte Messschaltung enthält einen Transistor 56 in Basisschaltung, d. h. die Basis ist geerdet. Im Emitterkreis des Transistors liegt der Impulsgenerator 57, dessen Innenwiderstand durch den getrennt gezeichneten Widerstand 58 repräsentiert wird.
Da man im Urspannungsbetrieb einen möglichst kleinen Quellenwiderstand benötigt, ist dem Impulsgenerator ein möglichst kleiner Emitterwiderstand 59 parallel geschaltet. Der Arbeitspunkt im Emitterkreis wird dadurch festgelegt, dass man dem Emitterwiderstand 59 von einer regulierbaren Spannungsquelle 60 über einen Emittervorwiderstand 61 einen Gleichstrom aufprägt. Um sich die Möglichkeit zu schaffen, an den Emitter wahlweise positive oder negative Spannungen anzulegen, ist es zweckmässig, die Batterie der Spannungsquelle 60 an einem Mittelabgriff zu erden. Bei der Dimensionierung der emitterseitigen Widerstände ist die Bedingung zu berücksichtigen, dass der Emittervorwiderstand 61 beträchtlich grösser ist als der Emitterwiderstand 59, so dass man es insgesamt gesehen mit einer hochohmigen Quelle zu tun hat.
In einem praktischen Ausführungsbeispiel wurde der Widerstand 59 mit 5 Ohm und der Widerstand 61 mit 100 Ohm vorgesehen. Wie bereits erwähnt, kann der Innenwiderstand des Impulsgenerators mit etwa 50 Ohm angesetzt werden, nämlich gleich dem Wellenwiderstand der koaxialen Eingangsleitung. Der Transistoreingangswiderstand ist in der Grössen anordnung von 25 Ohm. Im Kollektorkreis liegen der Oszillograph 62 und parallel dazu der Messwiderstand 63. Im Gegensatz zum Schaltungsdiagramm von Fig. 1 ist der Messwiderstand 63 mit einem Pol direkt geerdet. Die gewünschte Kollektorgleichspannung kann man in analoger Weise, wie es mit der Emittergleichspannung gemacht wurde, dadurch am Messwiderstand 63 aufbauen, dass man ihm von einer hochohmigen Quelle 64 einen Gleichstrom aufprägt.
Zu diesem Zweck ist ein Kollektorvorwiderstand 65 vorgesehen, der den Kollektor mit der regulierbaren Spannungsquelle 64 verbindet, welch letztere mit ihrem positiven Pol geerdet ist. Der Messwiderstand 63 hat wiederum einen relativ kleinen Wert, z. B. 10 Ohm. Es gilt die Dimensionierungsbedingung, dass der Kollektorwiderstand 65 beträchtlich grösser sein soll als der Messwiderstand. In einem praktischen Ausführungsbeispiel wurde dieser Widerstand 65 mit 100 Ohm vorgesehen.
Es zeigt sich in dieser Schaltung, dass die nötigen Gleichströme wegen der kleinen Widerstandswerte ziemlich gross werden, nämlich etwa 1 Ampere. Um die Widerstände, vor allem den Messwiderstand, nicht zu überlasten, ist es zweckmässig, auch die Gleichstromquellen pulsierend zu betreiben.
Der in Fig. 7 gezeigte koaxiale Aufbau des zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Messanordnung, mit welcher die Schaltung von Fig. 6 praktisch realisiert wird, umfasst eine koaxiale Eingangsleitung 70 mit Eingangsinnenleiter 71 und Ein gangs aussenleiter 72; eine koaxiale Ausgangsleitung 73 mit Ausgangsinnenleiter 74 und Ausgangsaussenleiter 75; und eine Messkammer 76 in koaxialer Bauweise. Die Eingangsleitung 70 ist an den Impulsgenerator, die Ausgangsleitung 73 an den stroboskopischen Abtastoszillographen durch die üblichen koaxialen Verbindungsstecker angeschlossen. An den der Messkammer zugekehrten Enden der Aussenleiter 72 bzw. 75 sind ringförmige, metallische Scheiben 77 bzw. 78 befestigt, die beispielsweise durch Schrauben mit dem ringförmigen, metallischen Wandungsteil 79 der Messkammer fest verbunden sind.
(Die Verschraubung als solche ist in Fig. 7 nicht in Einzelheiten gezeigt; hierzu wird auf Fig. 2 verwiesen, wo die Schrauben gezeichnet sind). Zwischen den Metallringen 77 bzw. 78 an den Enden der koaxialen Leitungen und dem Wandungsteil 79 der Messkammer sind zwei Speichenwiderstände 80 und 81 (vergleiche Fig. 4) vorgesehen, von denen der Speichenwiderstand 80 als Emitterwiderstand (59 in Fig. 6) und der Speichenwiderstand 81 als Messwiderstand (63 in Fig. 6) wirkt. Der Emittervorwiderstand 61 und der Kollektorvorwiderstand 65 sind - wie unter Bezugnahme auf Fig. 4 bereits beschrieben wurde - über zusätzliche radiale Bohrungen 66 aus den Speichenwiderständen 80 bzw. 81 herausgeführt.
Die peripheren Metallringe 51 und 51' der Speichenwiderstände stellen eine direkte galvanische Verbindung her zwischen dem Eingangsaussenleiter 72 und dem Ausgangs aussenleiter 75 über die Metallscheibe 77, den Wandungsteil 79 und die Metallscheibe 78. Der Eingangsinnenleiter 71 wird durch einen Isolierring 82, der Ausgangsinnenleiter 74 durch einen Isolierring 83 in einer zentrischen Lage gehalten. Der Ausgangsinnenleiter 74 ragt ins Innere der Messkammer hinein und trägt an seinem Ende eine Spannzange 84, in die das Halbleiterelement, z. B. ein Transistor 85, eingesteckt wird. Der zentrische Anschlussring 52 des Speichenwiderstandes 81 ist galvanisch direkt verbunden mit der Spannzange 84 und somit auch mit dem Ausgangsinnenleiter 74.
Die koaxiale Eingangsleitung ist nach der Messkammer hin durch eine metallische Scheibe 86 abgeschirmt, die gleichzeitig zur definierten Erdung des Basisanschlusses 87 des Transistors dient, z. B. durch Befestigen mittels der Schraube 88. Der Kollektoranschluss 89 ist nach unten hin abgebogen, da angenommen wird, dass der Kollektor ebenfalls an das Gehäuse des Transistors angeschlossen ist, das durch die Spannzange 84 gefasst ist, wodurch die leitende Verbindung zwischen Kollektor und Ausgangsinnenleiter 74 gegeben ist. Der Emitteranschluss 90 ist durch die Abschirmscheibe 86 isoliert hindurchgeführt und mit dem zentrischen Anschlussring 52' des Speichenwiderstandes 80 verbunden. An diesem Anschlussring ist eine metallische Durchführung 91 befestigt, die an ihrem oberen Ende als Spannzange ausgebildet ist, die den Eingangsinnenleiter 71 aufnimmt.
Diese Durchführung befindet sich zentrisch in einer Isolierscheibe 92, an die sie mittels eines Wellensicherungsringes (U-Clip) 93, der aus Isoliermaterial bestehen kann, fixiert ist. Dieser Sicherungsring sorgt einerseits für ein solides Zusammenhalten des oberen Teiles der Messanordnung und ermöglicht anderseits ein einfaches Zerlegen, so dass ein Auswechseln des Halbleiterelementes keine Schwierigkeiten bereitet.
Es sei bemerkt, dass an Stelle der in Fig. 7 gezeigten Speichenwiderstände auch Scheibenwiderstände (vergleiche Fig. 3) verwendet werden können.
Wenn anstatt eines Transistors ein Halbleiterelement mit nur zwei Elektroden, z. B. eine Tunneldiode, gemessen werden soll, so wird die eine Elektrode mit dem Eingangsinnenleiter und die andere mit dem Ausgangsinnenleiter verbunden; eine dem Basisanschluss entsprechende Elektrode gibt es in diesem Fall nicht, so dass der Anschluss 87 fortfällt.
Es wird nun auf Fig. 8 Bezug genommen, welche das Schaltungsdiagramm zur Erzeugung der Impulse für die Arbeitsspannungen in dem zweiten A 100 abgetasteten Messpunkten 100 Perioden notwendig sind, um ein vollständiges Bild der Übergangsfunktion auf der Nachleuchtröhre des Abtastoszillographen zu schreiben.
Die beschriebene Arbeitsweise mit gepulsten Gleichspannungen hat den Vorteil, dass das Halbleiterelement bis zu höheren Leistungen betrieben werden kann, als es im statischen Betrieb möglich ist.
Dies ist für die Untersuchung von Hochstromvorgängen nützlich. Ein weiterer Vorteil ist die Möglichkeit der Kennlinienaufnahme bis zu so hohen Spannungen und Strömen, wie sie in impulsbetriebenen Schaltungen auftreten, wie sie aber statisch wegen der thermischen Überlastung des Messobjekts nicht messbar sind.
Obgleich die erfindungsgemässe Messanordnung dargestellt und beschrieben wurde im Hinblick auf bevorzugte Ausführungsbeispiele derselben, können offenbar von Fachleuten mannigfaltige Anderungen in der Form und in Einzelheiten vorgenommen werden, ohne dadurch den nachfolgend beanspruchten Geltungsbereich der Erfindung zu verlassen.