Einrichtung mit einem kopplungsabhängigen elektrischen Wandler Die vorliegende Erfindung betrifft Einrichtungen mit kopplungsabhängigen elektrischen Wandlern, z. B. Servoeinstelleinrichtungen mit Vorrichtungen, die induktiv oder kapazitiv von der Stellung abhängig sind.
Es war bisher schon bekannt, für die Anzeige der relativen Stellung verschiedener Teile induktive Vorrichtungen, z. B. Differentialtransformatoren, zu benutzen. In ähnlicher Weise können auch kapazi- tive Vorrichtungen benutzt werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform für eine der artige Einrichtung und insbesondere eine als Wandler verwendbare Einrichtung ist in unserem USA-Patent Nr. 2<B>961585</B> vom 22. November 1960 beschrieben. Solch ein Wandler besitzt ein erstes Element, bestehend aus einem Paar getrennter, nahe beieinander ange ordneter, koaxialer, schraubenlinig ausgebildeter, lei tender Elemente, die über den grössten Teil ihrer Länge parallel zueinander verlaufen und am einen Ende elektrisch angeschlossen sind, und ein zweites leitendes Element mit gleicher Achse und gleichem Wicklungsschritt wie das genannte Element, aber von anderem Radius und axial gegenüber dem genannten Element verschiebbar.
Infolge der zueinander ver änderlichen Stellung der beiden Elemente kann ihre Kopplung verändert werden, und das im zweiten Ele ment erzeugte Signal kann, wenn dem ersten Element elektrische Schwingungsenergie zugeführt wird, vom Maximum in einer Phase durch ein Minimum oder Null zum Maximum in der entgegengesetzten Phase und umgekehrt verändert werden.
Sowohl in der kapazitiven wie in der induktiven Ausführungsform der Vorrichtung nach dem oben genannten Patent ist die Ausgangsgrösse des Ab nahmeteils der Vorrichtung eine Funktion der Fre quenz des erregenden Signals. Um eine genaue An gabe der Stellung zu erhalten, ist es notwendig, dass das Ausgangssignal entsprechend verwertbar ist. Es leuchtet ein, dass die Nullangabe um so bestimmter ist, je grösser die Maximalamplitude ist. Wenn jedoch die Frequenz erhöht wird, kommen noch andere Probleme dazu, da verhältnismässig hohe Frequenzen für den Betrieb von Servoeinrichtungen ungeeignet sind.
Ein zweckmässiger Weg für die Verwertung der Wandlerausgangsgrösse besteht darin, diese in Gleich strom umzusetzen. Wie sich jedoch ergibt, müssenVor- richtungen für die Umsetzung der Hochfrequenz in Gleichstrom phasenabhängig sein. Wenn Hoch frequenz aus einem Wandler einem phasenempfind lichen Demodulator zugeführt wird, ergeben Phasen verschiebungsfehler im Demodulator einen falschen Nullwert, das heisst der Ausgangswert Null dieses Detektors entspricht nicht in allen Fällen einem Null wert aus dem Wandler.
Das würde an sich keinen Nachteil bedeuten, wenn der Fehler kompensiert wer den könnte. Aber unglücklicherweise ist der Fehler normalerweise veränderlich, so dass eine Kompensa tion sehr schwierig ist.
Bei phasenabhängiger Demodulation besteht eine zweite mögliche Fehlerquelle, nämlich der Verstärker. Wenn beispielsweise eine Servoeinrichtung mit der Ausgangsgrösse aus dem phasenempfindlichen Demo- dulator gesteuert werden soll, kann es notwendig werden, zwischen Demodulator und Servoeinrichtung einen Gleichstromverstärker zu benutzen.
Gleich stromverstärker neigen bekanntermassen zur Verwer fung, und Phasenfehler sind in Einrichtungen dieser Art von grösserer Bedeutung, denn eine veränderliche Phasenverschiebung erzeugt veränderliche Bewegun gen des scheinbaren Nullwertes der Einrichtung und dadurch Nichtlinearität und Ungenauigkeit.
Natürlich kann in Einrichtungen, die nicht für die Steuerung von Servomechanismen bestimmt sind, ein Anzeigegerät nach Art eines Dynamometers be- nutzt werden, das vom Wandler und der Hoch frequenzquelle direkt beliefert wird. In diesem Falle wäre die Hochfrequenz auf den höchsten Frequenz wert begrenzt, der benutzt werden kann, um ein Instrument nach Art eines Dynamometers zu betäti gen.
Der höchste Frequenzwert mag beispielsweise bei etwa 10 000 Hertz liegen. Das Dynamometer als An zeigeinstrument bringt keine innere Phasenverschie bung mit sich, sondern gibt die Phasenbeziehung zwischen der Frequenzquelle und der Ausgangsgrösse des Wandlers sowie die Amplitude der Ausgangs grösse genau an. Während nun diese angegebene Lö sung durchaus befriedigend ist, wenn nur eine An zeige vom Wandler her gefordert wird, ist sie unbe friedigend, wenn eine Servoeinrichtung gesteuert werden soll, und dürfte weiter unter manchen Um ständen infolge der Frequenzeinschränkungen des Dynamometers unbefriedigend sein.
Es ist deswegen das Ziel dieser Erfindung, eine Einrichtung mit einem kopplungsabhängigen elektri schen Wandler zu schaffen, die mit höheren Frequen zen, als bisher möglich war, betrieben werden kann.
Nach der vorliegenden Erfindung besitzt die Ein richtung einen Wandler mit zumindest einem Ein gangselement und zumindest einem Ausgangselement, wobei die Ausgangsspannung des Ausgangselementes des Wandlers von der Kopplung zwischen Eingangs und Ausgangselement(en) abhängig ist, und ist da durch gekennzeichnet, dass die Einrichtung eine Schwingungsquelle zur Erzeugung einer Trägerfre- quenz, Mittel für die Modulation mindestens eines Signals aus der Schwingungsquelle mittels eines Si gnals von einer zweiten Frequenz, Mittel zum über tragen des modulierten Trägersignals auf mindestens ein Eingangselement des Wandlers und Mittel auf weist,
um ein Signal von dem oder den Ausgangs elementen des Wandlers abzunehmen und das Signal unter Verwendung unmodulierter, der Schwingungs quelle entnommener Schwingungen zu demodulieren.
So erhält beispielsweise der Wandler ein Signal verhältnismässig hoher Frequenz, das in einem Mo duiator mit unterdrückter Trägerwelle mittels einer niedrigeren Frequenz moduliert worden ist. Die Aus gangsgrösse des Wandlers wird dabei mit einem Teil der unmodulierten Oszillatorfrequenz gemischt. Die Demodulation des Mischsignals ergibt dann nur die Niederfrequenzkomponente, die ein von der Stellung abhängiges, phasenmoduliertes Niederfrequenzsignal darstellt.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes sind in der beigefügten Zeichnung veranschaulicht. Es zeigen: Fig. 1 schematisch einen induktiven Wandler, Fig. la schematisch einen kapazitiven Wandler, Fig. 1 b und 1 c Diagramme für die Darstellung der Arbeitsweise der Wandler nach Fig. 1 und la, Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Einrichtung, die ein Ausführungsbeispiel dieser Erfindung darstellt, und Fig. <I>2a, 2b,</I> 2c und 2d graphische Darstellun gen der Signale,
wie sie an verschiedenen Punkten der Einrichtung auftreten und die für die Darstellung der Arbeitsweise der Einrichtung dienen.
Zunächst sollen der normale induktive Wandler gemäss Fig. 1 und die normalen an ihn angelegten Si gnale dargestellt werden. In dem Wandler nach Fig. 1 sind ein Paar fester Spulen 5 und 6, die als Ein gangselemente bezeichnet werden mögen, und eine dritte Spule 7 vorgesehen, die veränderlich mit den Eingangselementen gekoppelt ist. Die Veränderung der Kopplung kann dadurch bewirkt werden, dass die Reluktanz des Weges zwischen Spule 7 und Spule 5 oder 6 verändert wird oder die Spule 7 gegenüber den Spulen 5 und 6 räumlich verschoben wird. Es sei hier angenommen, dass im vorliegenden Wandler die Spule 7 zwischen Linie 1-1 und Linie 2-2 räum lich verschoben wird.
Der Vollständigkeit halber ist die entsprechende kapazitive Form solch eines Wand- lers bei la gezeigt. Bei dieser Vorrichtung ist ein Paar Eingangselemente 8 und 9, die in der Haupt sache leitende Platten sind, veränderlich mit einer Ausgangsplatte 10 gekoppelt. Den beiden gezeigten Wandlern werden je zwei Eingangss,anale <I>A</I> und<I>B</I> (Fig. lb) zugeführt. Wie ersichtlich, sind dies rein sinusförmig verlaufende Wellen, die um 180 phasen verschoben sind.
Die Wellenform A der Fig. 1 b ist eine graphische Darstellung der Spannung des an die Spule 5 oder das kapazitive Element angelegten Signals als Funk tion der Zeit. In ähnlicher Weise ist die Wellenform B eine graphische Darstellung des Verlaufes eines an die Spule 6 oder das kapazitive Element 8 angelegten Signals. Mit der Wellenform C soll das von der Spule 7 oder dem kapazitiven Element 10 abgenommene Signal graphisch dargestellt werden.
In Wirklichkeit sind bei C zwei Kurven C, und C., dargestellt. \Fenn die Mittellinie der Spule 7, die als Linie 0-0 dar gestellt ist, mit der Linie 1-1 zusammenfällt, dann ist die in der Spule 7 induzierte Spannung in Phase mit dem an die Spule 6 angelegten Signal und ist die in Fig. 1b bei C als Kurve C,. dargestellte Kurve. In ähnlicher Weise gilt, dass, wenn die Linie 0-0 mit der Linie 2-2 zusammenfällt, die Ausgangsspannung der Spule 7 der Kurve C., entspricht.
In einer mitt leren Lage der Linie 0-0 liegt die Ausgangsspannung der Spule 7 zwischen den beiden genannten Grenz werten und, wenn die Linie 0-0 in ihrer in Fig. 1 ge zeigten Lage ist, besitzt die Ausgangsspannung der Spule 7 ein Minimum und kann gleich Null sein. Durch zweckentsprechende Anordnung der Felder der Spulen kann das Signal der Spule 7 linear von einem grössten Wert in Phase mit Signal B über Null bis zu einem grössten Wert in Phase mit dem Signal A geändert werden. In Fig. 1c ist diese Charakteristik graphisch dargestellt, wobei die Spannung als Funk tion der Stellung wiedergegeben ist.
Wie ersichtlich, erstreckt sich die Grundlinie des Diagramms der Fig. 1c von der Linie 2-2 bis zur Linie 1-1. Für den Massstab für die Spannung sei angenommen, dass das Ausgangssignal von Spule 7 in seinen quadra tischen Mittelwerten oder in seinen Amplitudenwer- ten dargestellt ist.
Wie leicht einzusehen ist, ändert sich der Wert des Signals von einem Wert gleich C2 auf einen Wert gleich C1, wobei er im mittleren Punkt der Grundlinie durch Null geht und im vor liegenden Falle angenommen ist, dass die Verände rung von C2, nach Cl linear verläuft. Ähnliche An gaben können für das Ausgangssignal der kapazitiven Anordnung gemacht werden.
Bezüglich der weiteren Behandlung der möglichen Linearität oder Nicht- Linearität im Arbeiten der übertragervorrichtung darf auf das eingangs erwähnte Patent Bezug genom men werden, in dem beispielsweise eine Form eines Wandlers beschrieben wurde, bei dem zwei Spulen 5 und 6 mit einem Wickelschritt, der grösser ist als ihr Abstand, gewickelt sind, mit dem Ergebnis, dass jeder zweite Nullwert schärfer definiert ist, wobei .das Si gnal nichtlinear unCdadurch schwer zu interpolieren ist.
In der graphischen Darstellung der Fig. 1b ist das Signal C mit gleicher Amplitude dargestellt- wie das Signal A und B. Das ist im allgemeinen nicht der Fall, indem das Ausgangssignal proportional dem Eingangssignal ist, multipliziert mit dem Faktor der gegenseitigen Kopplung zwischen den Spulen 6 und 7 oder 5 und 7 (sofern man jeweils die Wirkung der andern Eingangsspule ausser Betracht lässt). Beim Fehlen eines Pfades mit wirklich niedriger Reluktanz ist es schwierig, die gegenseitige Kopplung zwischen den Abnahme- und den Eingangsspulen genügend hochzuhalten, um ein wirklich brauchbares Signal bei Niederfrequenz, das heisst bei Frequenzen zwischen etwa 60 und 400 Hz, zu erhalten.
Wenn anderseits die Frequenz erhöht wird, kann das Ausgangssignal nicht direkt verwendet werden, sondern muss in eine Spannung verwandelt werden, die hinsichtlich Phase und Amplitude der die Kopplung beeinflussenden Eingangsgrösse proportional ist. Das kann mittels eines üblichen Phasendetektors durchgeführt werden, doch werden solche Vorrichtungen, wie oben erklärt wurde, durch Verwerfung leicht gestört und, um die dem Hochfrequenzbetrieb anhaftenden Probleme zu vermeiden, wird die in Fig. 2 dargestellte Einrich tung verwendet.
In Fig. 2 ist ein Hochfrequenzoszillator 11 ge zeigt, der eine sinusförmige Ausgangswelle von einer Frequenz von beispielsweise etwa 500 kHz erzeugt. Dieses Signal 0 ist bei 2a gezeigt. Für die Zwecke der Darstellung wurde eine Frequenz von etwa 3 kHz angenommen, doch ist sie in Wirklichkeit be deutend höher. Dieses Signal wird alsdann mittels einer niederen Frequenz, beispielsweise von etwa 400 Hz, im Modulator 12 moduliert.
Der Modulator ist ein Modulator, der mit Unterdrückung der Trä gerwelle arbeitet, und gibt deswegen eine Ausgangs komponente<I>A</I> gemäss Fig. <I>2b</I> zusammen mit einer andern Ausgangskomponente<I>B,</I> die genau<I>A</I> ent spricht, mit dem Unterschied, dass die Trägerwelle um 180 phasenverschoben ist.
Es ergibt sich, dass das Signal<I>A</I> (und auch das Signal<I>B)</I> eine Hüllenform besitzen, die dem niederfrequenten Modulations- signal entspricht und bei jeder zweiten Halbwelle der Modulationsfrequenz die Trägerwelle hinsicht- lich der Phase umkehrt.
Die Signale A und B werden dem Wandler 13 zugeführt, wie bereits beschrieben wurde, und die Ausgangsamplitude der Spule 7 folgt dem an Hand von Fig. 1c graphisch dargestellten Gesetz, wonach sich das Ausgangssignal von einem Grösstwert in Phase mit dem Signal A bis zu einem Grösstwert in Phase mit dem Signal B ändert.
Wenn nun diese Ausgangsgrösse mit einem Teil der Oszillatorausgangsspannung O' überlagert wird, ergibt sich das in Fig. 2c gezeigte Resultat, wobei angenommen ist, dass die Mittellinie 0-0 des Wand- lers mit der Linie 2-2 ausgerichtet sei und deswegen die Ausgangsspannung von Spule 7 ein Maximum in Phase mit Signal A darstelle. Das sich ergebende Si gnal C'2 ist bei 2c gezeigt.
Wenn anderseits die Mit- tellinie der Abnahmespule 7 mit der Linie 1-1 zu sammengefallen wäre, wäre der Ausgang mit C'2 identisch erschienen, ausser dass die Einhüllende der Modulation um 180 phasenverschoben wäre. Das Si gnal C'2 wird nun an einen einfachen Detektor und Integrator 15 angelegt, der die Spitzenwerte der Trägerwelle auf einer Seite der Mittellinie gleich richtet und integriert und ein Signal ableitet, das einer Seite der Modulationshülle entspricht.
Das Si gnal C ist in Fig. 2d veranschaulicht und ist tatsäch lich in zwei Kurven C, und C2, gezeigt, wobei C, das erzeugte Signal darstellt, wenn die Mittellinie 0-0 mit der Linie 1-1 zusammenfällt, und C2 erzeugt wird, wenn die Mittellinie 0-0 mit der Linie 2-2 zusam- menfällt. Das Ausgangssignal C ist deswegen eine kontinuierlich veränderliche Sinuswelle,
die von einem Maximum in Phase mit dem niederfrequenten Modulationssignal bis zu einem um 180 gegenüber dem niederfrequenten Modulationssignal phasen verschobenen Maximum verändert werden kann.
Zum mathematischen Nachweis der Verhältnisse sei folgendes ausgeführt: Bei der Amplitudenmodulation wird die Ampli tude des Hochfrequenzsignals (Trägerwelle) in Ab hängigkeit von einem Modulationssignal verändert.
Die Trägerwelle sei durch folgende Gleichung bestimmt: <I>e =</I> AC cos rot <I>(1)</I> Die Amplitude A, werde sinusförmig mit der Modulationsfrequenz co verändert; dann ist
EMI0003.0087
Die volle amplitudenmodulierte Spannung ergibt sich als Funktion der Zeit, wenn Gleichung (2) in Gleichung (1) eingesetzt wird, das heisst
EMI0003.0090
Gemäss der trigonometrischen Gleichung
EMI0004.0001
kann die amplitudenmodulierte Welle durch die Gleichung ausgedrückt werden:
EMI0004.0003
Gleichung (4) zeigt das Vorhandensein von drei Fre quenzen in der modulierten Welle. Die eine Frequenz ist die der ursprünglichen Trägerwelle, und die bei den andern stellen die Summe bzw. die Differenz der Trägerwellen- und Modulationsfrequenz dar.
Durch Verwendung von entsprechenden Filter kreisen kann jede der drei Frequenzen von den an dern getrennt werden. Wie Fig. 2 zeigt, wird das Ausgangssignal des Wandlers 13 mit dem zweiten Ausgangssignal O' des Oszillators 11 gemischt (überlagert), das die gleiche Frequenz besitzt wie die unmodulierte Trägerwelle, jedoch die Amplitude Ao. Das sich ergebende Signal entspricht darum folgender Gleichung:
EMI0004.0014
Das bedeutet, dass die überlagerung nur die Am plitude der Trägerfrequenz coo vergrössert.
Demodulatoren für amplitudenmodulierte Wellen werden üblicherweise unterteilt in Demodulatoren für lineare und quadratische Gleichrichtung. Der De- modulator mit quadratischer Ausgangsgrösse arbeitet entsprechend der Volt-Ampere-Kennlinie der ent sprechenden Vorrichtung, z. B. einer Diode oder Triode.
Der lineare Demodulator. welcher hier als Detektor 15 verwendet wird, arbeitet mit Signalen, die wesentlich grösser sind als ein Volt, und in einer Weise, die der einer Gleichrichterdiode mit RC-Filter entspricht, bei der die Kennlinie von Diode und Be lastung als linear angenommen werden kann.
Bei spielsweise ist in einer Triodendetektorschaltung mit einer Signalspannung in Form einer amplitudenmodu- lierten Welle am Triodendetektorkreis von
EMI0004.0030
enn die Kennlinie die quadratische Form ip <I>-</I> aie + a2e2 aufweist, der Anodenstrom gleich !PO <I>=</I> alE, <I>- (1</I> + <I>m</I> cos (ot) .
cos coot + a2E,2 . (1 -E- <I>2m</I> cos cot -f- m2 cos2 cot) . cosZ coot.
Mit Rücksicht auf die trigonometrischen Beziehungen
EMI0004.0054
kann die Gleichung für den Anodenstrom in folgender Weise geschrieben werden (Zerlegung in Einzel frequenzen):
EMI0004.0057
EMI0005.0001
Diese komplizierte Gleichung enthält mehrere Frequenzen, von denen die Modulationsfrequenz c) die gewünschte Ausgangsgrösse darstellt.
Nach Wahl eines Kondensators entsprechend dem Belastungs widerstand des Triodenkreises ist die am Belastungs widerstand auftretende Spannung:
EMI0005.0006
Die Gleichung (5) zeigt, dass eine Gleichspannung vnn
EMI0005.0008
und eine Modulationsspannung von en, = a2EJmR cos co <I>t</I> und eine Verzerrung oder Spannung der zweiten Har monischen von
EMI0005.0014
vorhanden sind.
In den meisten Schaltungen dieser Art wird der Gleichstromanteil durch einen Kopplungskondensator beseitigt und kann vernachlässigt werden.
Das demodulierte Signal ist demnach:
EMI0005.0018
Im allgemeinen kann bei niedrigen Frequenzen und mittlerer Modulation die Verzerrung durch die zweite Harmonische vernachlässigt werden, und das Ausgangssignal kann zu e. = a2E"amR cos cot = A cos cu t angenommen werden, das heisst als eine Sinuswelle, wie sie in Fig. 2d gezeigt ist.
Es ergibt sich also, dass das in Fig. 2d darge stellte Signal C genau dem in Fig. 1b dargestellten Signal C entspricht. Die wesentliche Verbesserung der Einrichtung liegt natürlich darin, dass die in der Abnahmespule induzierte Spannung eine Hoch frequenzspannung ist, und dass eine bedeutend wir kungsvollere Energieübertragung zwischen den Si gnalspulen 5 und 6 und der Abnahmespule 7 erreicht wird und die Einrichtung gleichwohl frei von Phasen verschiebung ist, denn das Ausgangssignal ist eine phasenempfindliche Niederfrequenz, die an sich nicht durch einen phasenabhängigen Detektor,
sondern durch Überlagern der hochfrequenten Wandler-Aus- gangsspannung mit der Oszillatorspannung erzeugt ist. Eine Änderung der Oszillatorfrequenz bewirkt keine Erzeugung eines Fehlerwertes, da die Fre quenz des Oszillators mit seiner eigenen Frequenz verglichen wird. Nach Verstärkung der niederfrequenten Aus gangsspannung C kann diese direkt für die Betäti gung eines Wechselstromservomotors oder eines pha senabhängigen Anzeigers, z.
B. eines Dynamometers, verwendet werden. Der mit hoher Frequenz arbei tende Resonanzkreis 14 bedingt eine merkliche Er höhung der Verstärkung. Beispielsweise kann das Ausgangssignal C bei Arbeiten mit Hochfrequenz bei der in Fig. 2 gezeigten Anordnung spannungs- mässig 100 000mal grösser sein als das sich ergebende Signal,
wenn die dem Wandler 13 zugeleiteten Ein- gangssignale Niederfrequenzsignale sind.
Obwohl die Einrichtung der Fig. 2 nur in Zu sammenhang mit dem Wandler der Fig. 1 beschrie ben wurde, ist einleuchtend, dass sie ebenso im Zu sammenhang mit dem Wandler der Fig. la verwen det werden kann. Auch hierbei ergibt sich eine grosse Verstärkung des Ausgangssignals des Ausgangsele mentes 10.