BRPI0809425A2

BRPI0809425A2 - Estimador de canal com alta supressão de ruído e baixo erro de interpolação para sistemas ofdm

Info

Publication number: BRPI0809425A2
Application number: BRPI0809425-0A
Authority: BR
Inventors: Krishna Kamal Sayana; Xiangyang Zhuang; Bryan S Nollett
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 2007-03-27
Filing date: 2008-01-21
Publication date: 2014-09-09
Also published as: EP2135410B1; US20120195397A1; WO2008118514A2; EP2135410A2; KR101059276B1; CN101682588A; JP5201421B2; JP2010532592A; KR20090115229A; CN101682588B; WO2008118514A3; US8406319B2; BRPI0809425A8; MX2009010352A

Description

ESTIMADOR DE CANAL COM ALTA SUPRESSÃO DE RUÍDO E BAIXO ERRO DE INTERPOLAÇÃO PARA SISTEMAS OFDM CAMPO DA REVELAÇÃO

A presente revelação relaciona-se genericamente a 5 sistemas de comunicação e, mais particularmente a receptores de sistema de comunicação e métodos e aparelhos para a estimação de canal, e ainda mais particularmente a receptores Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM - Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal) e 10 estimadores de canal dos mesmos.

HISTÓRICO DA INVENÇÃO

A Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) foi adotada por várias normas sem fio como IEEE 802.11a, 802.16, ETSI HIPERLAN/2 bem como irradiação de 15 vídeo digital (DVB). A estimação de canal em sistemas OFDM envolve canais que variam através de sub-portadoras no domínio da freqüência e também através de símbolos OFDM no tempo. Ainda, os canais piloto e símbolos de referência são transmitidos escassamente no tempo e na freqüência. 0 canal

2 0 em todas as demais localizações precisa ser estimado utilizando a estatística de canal no tempo e freqüência e o canal obtido em localizações piloto.

As normas do 3rd Generation Partnership Project (3GPP Projeto de Parceria de Terceira Geração), Long Term Evolution (LTE - Evolução a Longo Prazo) fornecem arranjos exemplares de símbolo de referência ('RS' ou 'R') em um dado recurso de tempo-freqüência. Mais particularmente, várias localizações de símbolo de referência são definidas em 3GPP TS 36.211, EGPP Technical Specification for Physical Channels and Modulation, Seção 5.6.1.2, 'Physical resource mapping' (março de 2007), que é aqui incorporada por referência.

Existem técnicas para a estimação de canal em sistemas OFDM com base em pilotos espalhados, e estimadores de canal 5 foram projetados para várias normas sem fio como IEEE 802.16/WIMAX, 3GPP LTE, 3GPP2 Ver-C, IEEE 802.11, IEEE 802.20. A maioria das implementações de receptores correspondentes, escolhe a abordagem de filtragem no domínio da freqüência, como o Minimum Mean Square Error 10 (MMSE) , em que o canal em cada local de sub-portadora é obtido após aplicar um filtro sobre vários símbolos piloto/referência vizinhos.

Os filtros MMSE são diferentes para diferentes locais de sub-portadoras e para diferentes condições de Proporção Sinal-a-Ruído (SNR). Eles também muitas vezes são précalculados com base em um suposto Power-delay-profile (PDP Perfil de atraso de energia) . O PDP mais comumente aplicado é o assim-chamado 'PDP uniforme' que tem a largura no tempo igual à duração de todo o prefixo cíclico OFDM (CP).

Entretanto, se as sub-portadoras piloto são uniformemente distribuídas com um espaçamento menor do que a largura de banda de coerência, o assim-chamado estimador de canal 'com base em DFT' torna-se viável em que a

2 5 operação IDFT nos pilotos produz um canal no domínio do tempo. A operação DFT é então aplicada para converter o canal no domínio do tempo de volta para o domínio da freqüência com uma resolução de freqüência mais fina do que a amostragem de sub-portadora piloto original.

Como este tipo de estimador permite o processamento avançado do canal no domínio do tempo com base em uma estimativa do PDP efetivo, ele pode fornecer ganho de desempenho significativo para aquele do MMSE graças a sua superior capacidade de supressão de ruído, especialmente em 5 SNRs baixos, o que é crítico para controlar a cobertura do canal.

Infelizmente, em SNR alto, os estimadores existentes 'com base em DFT' são inferiores aos estimadores MMSE por várias razões. Por exemplo, existe uma questão de distorção 10 (aliasing) inerente. Assim como a amostragem no domínio de tempo limitada e o ajanelamento no domínio do tempo causará distorção no domínio da freqüência, o canal no domínio do tempo após a operação IDFT nos pilotos sofrerá distorção temporal, que se exibe como o vazamento de energia da 15 verdadeira derivação do canal para suas derivações vizinhas.

Ainda, em alguns casos o espaçamento entre subportadoras piloto nem sempre poderá ser mantido. Por exemplo, como a 'sub-portadora DC' tipicamente não é 20 utilizável para dados ou piloto no OFDM, muitas vezes ela não é contada quando da designação de pilotos. Como resultado da exclusão de DC, os pilotos antes e após a subportadora DC estarão mais uma sub-portadora distante. Tratamento especial é necessário para defrontar esta 25 questão.

Talvez mais importante, o sistema OFDM típico emprega sub-portadoras de guarda que não são utilizáveis para o sistema. Esse 'ajanelamento' no domínio da freqüência não apenas causa distorção conforme discutido anteriormente, 3 0 mas também cria um 'efeito de borda' DNA qualidade de estimação do canal para as sub-portadoras próximas de ambas as bordas. Estimadores com base em DFT sofrem maior degradação de desempenho deste 'efeito borda' do que o MMSE, porque os estimadores com base em DFT aplicam uma 5 correlação artificial entre as duas bordas como se o espectro é 'wrap around', o que não é verdade no canal real. Técnicas para reduzir mais o efeito de borda são, assim, necessárias.

À luz da discussão acima, em SNRs baixos, o estimador de canal deve ter boa supressão de ruído, enquanto em SNRs altos, o estimador de canal deve ter baixos erros de interpolação, para evitar o capeamento de SNR alcançável devido a erros de interpolação irreduzíveis.

Portanto, um aparelho e método para a estimação de 15 canal que pode alcançar o melhor desempenho tanto sob condições de SNR alto como baixo, é necessário. Ademais, um aparelho e método para a estimação de canal é necessário em que várias características de interferência são consideradas tal que o alto desempenho poderá ser obtido em

2 0 ambientes dominados pela interferência ou por ruído

colorido como aqueles que poderão ocorrer em um sistema OFDM.

DESCRIÇÃO SUCINTA DOS DESENHOS

A Figura 1 é um diagrama de blocos de uma rede Multiplexada por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM).

A Figura 2 é um diagrama de blocos que ilustra os componentes de alto nível de um receptor de acordo com as várias versões.

A Figura 3 é um diagrama que ilustra sub-portadoras e

3 0 pilotos tendo um espaçamento dado e conforme é aplicável a um receptor de acordo com as várias versões.

A Figura 4 é um fluxograma que ilustra uma operação de alto nível de um receptor de acordo com uma versão.

A Figura 5 é um fluxograma que ilustra maiores detalhes da operação de um receptor de acordo com uma versão.

A Figura 6 é um fluxograma que continua a operação do fluxograma da Figura 5.

A Figura 7 fornece maiores detalhes correspondentes ao bloco 511 da Figura 5, com relação à determinação de fatores de ponderação.

A Figura 8 é um gráfico que ilustra um exemplo da interferência limitada no tempo em uma estação base.

A Figura 9 é um gráfico dos resultados da simulação para um receptor de acordo com uma versão, comparando a abordagem DFT das versões àquela dos receptores convencionais.

A Figura 10 é um gráfico dos resultados de simulação para um receptor das versões que compara vários tratamentos de uma sub-portadora DC (isto é, hiatos adicionais no espaçamento piloto).

A Figura 11 é um gráfico dos resultados da simulação para um receptor de acordo com uma versão com estimação PDP com alias comparado com uma estimação PDP anterior.

A Figura 12 é um gráfico de resultados de simulação

para um receptor de acordo com uma versão com compensação para a distorção no domínio do tempo comparado com um receptor anterior sem essa compensação.

DESCRIÇÃO DETALHADA 3 0 É aqui fornecido um método e aparelho que fornece estimação de canal tendo a característica de supressão de ruído alto dos esquemas com base em DFT, enquanto atinge erro de interpolação baixo para evitar afundamento (flooring) em proporções sinal-a-ruído (SNRs) elevadas.

Em algumas versões, entradas do decodificador de canal

serão determinadas que possam ser geralmente consideradas como sendo um componente da palavra de código, a palavra de código sendo uma mensagem codificada no lado da transmissão, e um componente de ruído.

Nas várias versões aqui reveladas, vários cálculos

poderão ser efetuados para estimadores de canal arbitrários utilizando uma abordagem com base no Transforme de Fourier Discreto (DFT) que, em outras versões, poderá ser utilizado em combinação com um estimador MMSE no domínio da 15 freqüência. Mais particularmente, em algumas versões, filtros MMSE poderão ser utilizados para estimar várias sub-portadoras, como as localizações da sub-portadora de borda, e utilizados em combinação com estimações com base em DFT conforme revelado em maior detalhes aqui.

Será apreciado que vários cálculos, como, sem a eles

se limitar, cálculos de DFT, de FFT, de IDFT, de IFFT, estimação e de outra forma sinais recebidos de processamento poderão ser efetuados em um dispositivo dedicado como um receptor tendo um processador dedicado, um 25 processador acoplado a um circuito de processamento analógico, ou 'front-end' analógico receptor com software apropriado para efetuar uma função de receptor, um circuito integrado específico da aplicação (ASIC), um processador de sinal digital (DSP), ou assemelhados, ou várias combinações 3 0 deles, como seria apreciado por alguém de habilidade ordinária. Dispositivos de memória poderão ainda ser providos de rotinas e algoritmos para operar em dados de entrada e fornecer saídas como os parâmetros operacionais para melhorar o desempenho de outros blocos de 5 processamento associados, por exemplo, reduzir ruído e interferência, e de outra forma tratar de maneira apropriada os dados de entrada.

Será ainda apreciado que unidades de comunicação sem fio poderão referir aos dispositivos de assinantes como telefones celulares ou móveis, rádios bilaterais, dispositivos de mensagens, assistentes digitais pessoais, almofadas de designação pessoal, computadores pessoais equipados para operação sem fio, um aparelho ou dispositivo de mão celular, ou assemelhados, ou equivalentes destes desde que essas unidades estejam dispostas e construídas para operação de acordo com os vários conceitos inventivos e princípios incorporados em receptores exemplares, e métodos para decodificar e/ou de outra forma efetuar o processamento do sinal incluindo, mas sem a eles se limitar, estimação de canal, e contabilidade para o ruído de estimação de canal e/ou erro conforme aqui discutidos e descritos. Ainda, receptores que incorporam os vários conceitos e princípios inventivos aqui revelados não são limitados àqueles em unidades de comunicação sem fio mas poderão também ser incorporados dentro de vários transceptores como aqueles de estações base, etc.

A funcionalidade inventiva e os princípios inventivos aqui revelados são mais bem implementados com software ou dentro dele ou em programas de firmware ou instruções e 3 0 circuitos integrados (ICs) como processadores de sinal digital (DSPs) ou ICs específicos de aplicação (ASICs) como é bem conhecido daqueles de habilidade ordinária na tecnologia. Portanto, maior discussão de tal software, firmware e ICs, se houver, será limitado ao essencial com 5 relação aos princípios e conceitos utilizados pelas várias versões.

Passando agora para os desenhos, em que números iguais representam componentes iguais, a Figura 1 ilustra uma rede Multiplexada por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) 10 100. Nessas redes OFDM, um receptor 101 poderá incluir uma ou mais antenas 109 e recebe canais em vários recursos de tempo-freqüência.

Nas várias versões, o receptor 101 terá componentes de receptor 107, e pelo menos componentes 108 que compreendem um componente de estimação de canal, um componente de decodificação de canal, e um componente de armazenamento.

Ainda, a rede 100 poderá empregar qualquer um de vários esquemas de modulação e de codificação para as interfaces de ar entre os transmissores e receptores. Por

2 0 exemplo, Modulação por Amplitude de Quadratura (QAM) poderá

ser empregada incluindo, mas sem a eles se limitar, 16-QAM, 64-QAM, etc. Adicionalmente, várias abordagens à canalização dos sinais e/ou sub-portadoras poderão ser empregadas, como, sem a elas se limitar, Acesso Múltiplo 25 por Divisão de Código (CDMA), Acesso Múltiplo por Divisão do Tempo (TDMA), etc. Ainda, essas abordagens poderão ser utilizadas em combinação uma com a outra e/ou outras técnicas como Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) tal que várias sub-portadoras empregam

3 0 várias técnicas de canalização. A Figura 2 ilustra componentes de alto nível de acordo com uma versão de receptor, por exemplo, componentes 107 e 108 da Figura I. Uma ou mais antenas como a antena 201 e a antena 2 03 fornecem entradas para os respectivos circuitos 5 receptores 205 e 207. As entradas recebidas, em geral, são demoduladas de acordo com as estratégias de transmissão apropriadas, resultando em uma entrada para o decodificador de canal 217 que, em geral, é uma combinação de uma palavra de código e energia de ruído. O decodificador de canal 217 10 então determina estimativas de bit 219 para cada transmissor. 0 circuito de estimação de canal 209 fornecerá o demodulador com as estimativas de canal entre cada antena de recepção e cada antena de transmissão. Na versão ilustrada pela Figura 2, o circuito de estimação de canal 15 2 09 poderá empregar Transformações de Fourier Discretas (DFT) e/ou métodos de Erro de Média Mínima Quadrada (MMSE). 0 ajustamento da janela 213 e o compensador de espaçamento piloto 215 fornecem recursos nas várias versões como será aqui descrito em detalhe abaixo. 0 módulo de determinação 20 de ruído e de fatores de ponderação 211 poderá determinar os fatores de ponderação apropriados com base em uma característica de ruído e de interferência de um canal como também será aqui descrito em detalhe abaixo.

A Figura 3 fornece um exemplo de uma estrutura piloto 25 OFDM no domínio da freqüência em que uma janela apropriada é determinada de acordo com as várias versões. No exemplo da Figura 3, pilotos têm um espaçamento de 6 e também empregam sub-portadoras de guarda nas extremidades da banda. De acordo com as várias versões, um tamanho FFT será

3 0 determinado em vez de supor um wrap around da banda piloto ou enchimento-zero sobre toda a banda como é típico em estimadores de canal com base no DFT.

Uma descrição operacional de alto nível de um receptor de acordo com as versões é ilustrada pelo fluxograma da Figura 4. 0 receptor recebe os sinais OFDM tendo uma estrutura no domínio da freqüência similar ao do exemplo ilustrado pela Figura 3, e prossegue como em 401. Assim, em

4 01, o sinal recebido no domínio de tempo, após a conversão A/D para banda base, é transformado para o sinal recebido 10 no domínio da freqüência através de um FFT de ponto-N. 0 sinal recebido no domínio da freqüência nas localizações piloto é então utilizado para obter estimativas de canal 'ruidoso' nas sub-portadoras piloto ao dividir os símbolos piloto conhecidos em 403. 'Np" pilotos são supostos que 15 estão uniformemente espaçados, em que o espaçamento do piloto é P (P-l sub-portadoras não-piloto separadas entre as sub-portadoras piloto), sobre uma janela de subportadoras utilizáveis. Os pilotos também poderão ser quase uniformemente, ou pseudo, espaçados. Por exemplo, quando 20 existir uma sub-portadora DC, a sub-portadora DC é muitas vezes removida antes de uma designação piloto uniformemente espaçada, em que os dois pilotos ao redor das subportadoras DC são efetivamente separados por 'P+l" subportadoras .

Em 4 05, o tamanho IFFT é determinado como Nl=2n, em

que n é uma integral tal que 2n>Np. No entanto, deve ser compreendido que este é apenas um exemplo, e que, dependendo de considerações de implementação, uma raiz

3 (3x2n>Np) ou outra poderá ser utilizada no lugar da raiz 2, se verificado como dando melhor desempenho nas várias versões. Um FFT do tamanho N2=NlxP também é decidido, em que N2 é igual ou maior que o numero de sub-portadoras utilizáveis. As sub-portadoras utilizáveis sentam no meio desta 'janela sub-portadora' de tamanho N2. As estimativas 5 de canal de sub-portadoras N2 serão obtidas entre as quais apenas aquelas correspondentes às sub-portadoras utilizáveis serão mantidas. 0 resto das sub-portadoras N2 em cada borda são referidas como ";sub-portadoras nãoutilizadas".

Em 4 07, zeros são inseridos dentro do vetor de Np

estimativas de canal ruidoso em ambos os lados da banda. Em geral, enchimento pode ser efetuado com valores determinados com base em poucas das estimativas de canal ruidoso Np, que incluem simplesmente espelhar as 15 estimativas de canal ou uma estimativa MMSE com base neste conjunto. O número de zeros a serem inseridos em cada lado depende das sub-portadoras "não-utilizadas" tanto na borda como no espaçamento P. Em 4 09, um IFFT de Nl-ponto é aplicado ao vetor enchido com zero resultante para obter um 20 canal no domínio do tempo de comprimento NI.

Em 411, a energia em cada uma das amostras IFFT Nl é estimada recursivamente. Embora a média recursiva sobre o tempo seja utilizada nas várias versões, algumas versões poderão efetuar acumulação sobre canais espaciais. Em 413, 25 cada das amostras IFFT é ponderada. Para as várias versões, os pesos aplicados poderão ser qualquer peso apropriado que seja derivado com base na energia estimada em cada uma das Nl amostras, a energia de ruído estimada, e conhecimento do perfil de energia de interferência. Ά ponderação aplicada 30 nas várias versões poderá ter por base; o conhecimento da interferência e é aqui descrito em maiores detalhes abaixo.

Em 415, zeros são então inseridos dentro das amostras IFFT Nl ponderadas em que a localização em que os zeros são inseridos depende do espalhamento de canal máximo e as 5 características do perfil do canal. Por exemplo, se o canal pára no comprimento X, o ponto de inserção no meio de amostras IFFT Nl poderá ser em algum lugar entre X e Nl.

Um FFT de tamanho N2 é então aplicado em 417 para obter as estimativas de canal para as sub-portadoras N2. É então necessário mapear as estimativas N2 para as subportadoras utilizáveis. Em geral, a janela N2 deve ser alinhada com a 'janela sub-portadora' conforme discutido acima e conforme é mostrado em 421. Cada P-ésima subportadora da amostra N2 corresponde a um piloto, e assim deve ser alinhada com as posições piloto. No caso de uma portadora DC existente, ou em qualquer caso em que hiatos ocorram no espaçamento piloto, o piloto ainda deve ser alinhado o que essencialmente recua a segunda metade das amostras N2 por 1 sub-portadora para a direita antes de mapear para as sub-portadoras utilizáveis. Observe que o alinhamento da saída DFT de tamanho N2 para as posições piloto deve ser mantida em cada etapa de tempo nos cenários para versões em que uma freqüência variando no tempo está presente como no caso dos sinais de referência saltando na freqüência.

Observe que o valor em uma sub-portadora DC não é de preocupar, pois ela não é uma sub-portadora utilizável para a transmissão de dados. Um procedimento similar (e um desvio correspondente direita/esquerda) poderá ser aplicado

3 0 se o espaçamento uniforme for interrompido por um número menor de posições, isto é, reduzido em oposição a aumentado no caso da sub-portadora DC.

Como a abordagem com base em DFT introduzirá erros de modelagem inerentes nas bordas da banda, um processamento 5 opcional para melhorar a precisão da estimação é aplicar filtragem no domínio da freqüência, como em 423, em poucos pilotos vizinhos para obter estimativas de canal para um número predeterminado de sub-portadoras. Essas estimativas poderão substituir as estimativas originais obtidas através 10 de procedimentos IFFT e FFT.

As Figuras 5 e 6 ilustram maiores detalhes da operação de um receptor de acordo com as várias versões. O receptor conforme na Figura 5 recebe sinais OFDM tendo uma estrutura de domínio de freqüência similar ao exemplo ilustrado pela 15 Figura 3, procede conforme em 501. Assim, em 501 um tamanho FFT/IFFT é determinado.

0 tamanho FFT incluindo as sub-portadoras de guarda define o tamanho FFT efetivo, por exemplo, 512 portadoras, e é definido como "N". 0 número de sub-portadoras de dados

2 0 é determinado, por exemplo, 3 00 sub-portadoras, conforme ilustrado pela Figura 3, e o número de pilotos entre essas sub-portadoras de dados poderá ser representado por Np. Escolher o tamanho IFFT como o próximo tamanho IFFT maior adequado (para implementção do FFT/IFFT eficiente) em que 25 Ni>Np (Eq. 1)

Então o tamanho FFT para a operação inversa é dado por N2=N1P (Eq. 2)

Valores exemplares de acordo com as várias versões e também conforme ilustrado pela Figura 3 poderão ser Νχ=64 em que N2 = 384. As estimativas de canal ruidoso nas localizações piloto são então obtidas em 503, ao compensar utilizando símbolos piloto conhecidos, e enchimento zero é acrescentado para pilotos adicionais para completar o 5 tamanho de janela determinado Ni. As Equações 3 e 4 abaixo fornecem mais exemplo dessas operações, isto é, denotando as estimativas ruidosas do canal nas sub-portadoras de dados como Y(1:300), obtém pilotos disponíveis dessas localizações de dados e de enchimento zero como em 505, 10 para aumentar o tamanho FFT reduzido para casar o tamanho FFT dividido pelo espaçamento piloto. Por exemplo, como é mostrado na Figura 3, o tamanho FFT de 3 84 dividido pelo espaçamento piloto de 6 é 64 e assim dado:

Janela FFT = [64:447] (isto é, comprimento 384)

Janela de dados = [105:405] (Eq. 3)

Hp = [0, . . . ,0,Y(1:6:300) ,0, . . .0) ;

Em outras versões, as estimativas ruidosas dentro do vetor Hp poderão ser circundados por valores dependentes dos valores Y em vez de zeros para reduzir a gravidade dos efeitos de borda na interpolação DFT.

Um IFFT poderá ser efetuado, como em 507, da seqüência piloto enchida, em que:

H = ifft (Hp) (Eq. 4)

Em 5 09, a estimação de energia é feita em cada ponto 25 IFFT. Nos sistemas existentes, um PDP é estimado para "L" derivações definidas pelo comprimento máximo do canal. No entanto, um canal com alias tem energia não-zero em cada ponto IFFT, mesmo se o canal efetivo for mais curto do que o número de pontos IFFT devido à sobre-amostragem, e

3 0 limitar a estimação do perfil de energia para as derivações de canal degradará o desempenho em SNRs altos. A estimação de energia das várias versões, portanto, é diferente dos sistemas existentes anteriores que recomendam obter uma estimativa PDP como PDPinstin= [ | hi | 2 ... | hL | 2] . Assim, em 509, 5 a estimação de energia no tempo n poderá ser calculada como:

Pinst,n= [ I hi I 2 ... I hNi I 2]

Pavg, n ( Í ) —Oi P inst, n(Í) + (I-Oi) P avg, n- l(Í)/ 1 = 1,2,..., Νχ ( Eq . 5 )

Oi=O , 1

oí deve ser suficientemente pequeno para obter uma boa estimativa do perfil de energia mas nem tão pequeno que a média não captura a variação das mudanças de longo prazo no perfil de atraso de energia. Portanto, é uma função da velocidade veicular/Doppler, mas o valor de 0,1 é 15 tipicamente aplicável na maioria dos casos. Observe que o PDP com alias também pode ser acumulado sobre múltiplos canais espaciais, além de sobre o tempo (isto é, sobre pares de antenas de recepção e de transmissão). Outras versões desta etapa de estimação de energia poderão incluir 20 formas de filtragem que não esta simples estrutura autoregressiva.

Em 511, os fatores de Ponderação em cada ponto FFT poderão, por exemplo, ser determinados por:

g Es (Eq. 6)

/^(0 "(Ei+NJ

em que σ2 e E1 são a estimativa de variança de ruído e a energia de sinal desejada em cada ponto IFFT de 513 e o índice de tempo n na estimativa de energia foi suprimido

3 0 por simplicidade de anotação. Continuando agora com a Figura 6, em 515, um IFFT ponderado é obtido ao multiplicar o canal com Ponderação e assim:

h(i)=h(i)Bi, i=l,2,...,N1 (Eq. 7)

Em 517, o canal sub-amostrado é ampliado para o

tamanho N2, ao maximizar a energia capturada no canal com alias. As abordagens convencionais, enchimento zero, por exemplo, por: h384= [h(1) , . . .h(64) , O384"64] . Diferentemente desta abordagem convencional, as várias abordagens definem 10 uma janela em derivações negativas/de alta freqüência para prover energia de distorção devido a efeitos de borda e ajanelamento, assim:

h384=[h(l) , . . .h(64-d) , 0384'64,h(64-d+l) , . . .h(64)] (Eq. 8) em que d é um parâmetro variável em que:

d < N1-L (Eq. 9)

L é definido como o máximo comprimento de canal. Para LTE, o prefixo cíclico é limitado a 40 derivações, que corresponde a um limite superior sobre o retardo de um canal. Assim, em uma versão o valor d pode ser escolhido

2 0 como:

d = 64-40 = 24 (Eq. 10)

Observe que se o canal tem uma via significativa ao

espalhamento excessivo máximo, ele mostrará como umas

poucas derivações além da 4 0ésima derivação devido ao

efeito de distorção, em cujo caso d poderá ser escolhido

para ser algo menor. No caso extremo, quando o perfil de

energia de canal "não-distorção" for aproximadamente

uniforme e o vazamento é observado em ambos os lados do

canal, é preferível escolher (NID)-L

d = ----.

2 Mesmo assim, como a via no espalhamento máximo é muitas vezes bem mais fraca do que as vias de primeiro chegar supondo um exponencial ou perfil de retardo de

energia monotonamente decrescente similar do canal "não

(Nf D)-L T

distorção", e melhor escolher d como -~/Uf-L .

2r

Em geral, a abordagem é fornecer a subdivisão de janela (que é [0 40] , [41 64] neste exemplo aqui assumindo o perfil exponencial ou [0 52] , [53 64] com perfil uniforme) dependendo do canal com alias.

Em 519, o canal reconstruído na janela poderá ser

obtido por:

Hw = (Eq· 11}

As estimativas de canal nas sub-portadoras de dados sendo dado por:

Hsl = [HhiHN -K)/2)...HW(N-(N-K)f 2)]

(Eq. 12)

Como foi discutido sucintamente acima, com uma subportadora DC, o espaçamento piloto não é mantido ao redor 20 do DC, pois a sub-portadora DC é pulada para a alocação piloto. Por exemplo, se o espaçamento piloto regular for P, ao redor da sub-portadora DC, o espaçamento é P+l. Uma das abordagens tipicamente consideradas para compensar por este efeito é tomar dois FFTs de comprimento reduzido, um para

2 5 cada metade. No entanto, nas versões, apenas um FFT é necessário.

Portanto, se em 521 existe um recuo DC então o receptor obterá os pilotos amostrados e colapsados para obter N/K pilotos, negligenciando o espaçamento assimétrico, e então inserir um zero na localização da subportadora DC, efetivamente deslocando a segunda metade das sub-portadoras por 1. Portanto, para 523:

Hd = [HW((N-K) / 2)...N (Nf 2)»0} /-/ (N /2 + l),.,Êw(N -(JV -K)/ 2)] (Eq. 13)

O canal é extraído nas sub-portadoras de dados ao

ignorar as localizações enchidas com zero como em 525. Se o efeito oposto for observado, em que o espaçamento piloto é inferior ao valor uniforme, por exemplo, espaçamento de D-I no centro, então as estimativas de canal

modificada/alinhada são obtidas ao apagar a estimativa adicional gerada.

Hé = [HJ(N - K)l 2)...//(Ar/2- 1),//(;V / 2+Í)...HW(N - (N-K)/2)]

O espaçamento não-uniforme em geral é compensado por

uma combinação das duas etapas de alinhamento acima, que envolvem inserção zero/apagar estimativa adicional para aumentar ou diminuir com relação ao espaçamento uniforme observado entre a maioria dos pares pilotos na banda. Quando uma estimativa for necessária em uma localização

2 0 saltada (o espaçamento piloto sendo maior que o espaçamento

regular), em lugar da inserção zero, uma das alternativas quer da repetição de estimativas próximas ou a filtragem de pilotos próximos de acordo com a filtragem MMSE de estimativas próximas poderá ser efetuado.

Em 527, um Further Improvement for Edge Subcarriers

(mais melhoramento para sub-portadoras de borda) poderá ser aplicado como uma opção em algumas versões. 0 método discutido acima de operação das versões poderá ser ainda melhorado ao combinar sua utilização com a aplicação de um

3 0 estimador no domínio da freqüência Minimum Mean Square Erro (MMSE) . O desempenho da estimação com base em DFT é um tanto degradado nas bordas da banda em relação ao desempenho do centro da banda devido ã ondulação induzida por interpolação. Apenas para algumas sub-portadoras de 5 borda, uns poucos filtros MMSE simples, aplicados apenas em pilotos vizinhos, poderão ser utilizados para estimar os canais naquelas localizações de sub-portadora de borda e utilizados para substituir as estimativas obtidas do método com base em DFT acima. Com a cronogramação seletiva da 10 freqüência, uma palavra de código poderá ser transmitida exclusivamente em uma banda em freqüência, e para melhorar o desempenho para aquelas bandas próximas da borda, a abordagem MMSE acima é útil em SNRs altos.

Passando agora para a Figura 7, mais detalhes são 15 fornecidos de vários Cálculos de Peso com Interferência conforme utilizados nas várias versões e conforme mostrados anteriormente em geral em 511 da Figura 5. Em sistemas existentes, o cálculo de peso é aplicado no caso de ruldo branco. No entanto, o comportamento de interferência é mais

2 0 geral, e assim as várias versões poderão explorar o conhecimento da estrutura de interferência para fornecer ganhos de desempenho adicionais sobre as abordagens convencionais.

Assim, para o caso de Interferência e Energia de Ruído branco conhecido, conforme ilustrado por 701 e 703, os pesos são dados por:

_ (Pd)-I-Nj E.

B1 = .......................-£--(Eq. 14)

P(i) (E1 + (/ + Na)) q

30

Neste caso, a interferência e ruído são brancos em todas as derivações de canal (mais especificamente todos os pontos IFFT) e seus valores (ou soma de seus valores) poderão ser estimados.

Os blocos 705 e 707 ilustram o caso de interferência e 5 energia de ruído não-branca conhecida que é ligeiramente diferente do caso em 701 e 7 03, porque a energia de interferência varia em cada derivação. Os pesos em 7 05 e 707 são dados conforme segue:

wo-/(o-j».)._s_ (Eq. 15)

m (£,+(/(í)+ív„))

Os blocos 709 e 707 ilustram o caso de interferência e energia de ruído limitada no tempo em que nenhuma estimativa da energia de interferência por derivação está disponível. Para este caso, como é mostrado em 711, os pontos IFFT limitados no tempo correspondentes à interferência abaixo de um limite SNR (determinado pela quantidade de sobreposição dos canais desejados e interferente) são truncados. Nas SNRs acima do limite, a ponderação é desligada. Se o canal desejado e o canal interferente são perfeitamente não-sobrepostos, então nenhum comutador SNR é necessário. Em geral, contudo, há uma sobreposição, e dependendo do SNR, uma janela ótima (ponderação 1/0 nesta janela) é selecionada para as várias versões.

Os blocos 713, 715, 717 e 719 ilustram um caso de interferência generalizada em que a interferência é uma combinação do conhecido (I+N) e do desconhecido, mas aproximadamente limitada no tempo, da interferência. 0 caso generalizado consiste de duas etapas, isto é, em 715 determinar a Ponderação para o componente conhecido (I+N), que poderá ou não ser limitado no tempo:

B . Ei _ (E J6)

P(J) ~ (5+/**-,+(W Ο+Λς»

e segundo, dependendo do SNR em 719, identificar a janela no vetor do primeiro domínio do tempo, em que a parcela significativa da energia de interferência e uma pequena parcela da energia de canal desejada está concentrada e truncando esses pontos IFFT aproximadamente limitados no 10 tempo correspondentes à interferência desconhecida.

Por exemplo, se a fração da energia de sinal desejada na janela de interferência (escolhida para incluir a maioria da energia de interferência) for de 0,1, poderemos, por exemplo, fixar um limite SNR de 10 dB, em que abaixo 15 deste SNR ponderação pesada/truncamento é efetuado sobre esta janela, e acima deste SNR, o tamanho da janela de truncamento é reduzido (se algum conhecimento do perfil de atraso de energia do canal desejado estiver disponível) ou pesos correspondentes à etapa são fixados em zero para 20 todas as derivações, assim:

Bbi=O, Í£Wd (Eq. 17)

=1, isWi

em que Wd,Wl são janelas em que o sinal desejado e o sinal interferente estão presentes.

A Figura 10 fornece um exemplo da interferência

limitada no tempo que poderá ocorrer com relação às estações base setorizadas onde a interferência é a interferência intra-setor. Espera-se que dois terços das derivações incluam a maioria da interferência. Como é mostrado na Figura 10, com SNRs baixos, a energia nessas derivações poderá ser truncada nas várias versões. A perda devida ao truncamento da energia desejada devido a este truncamento é mínima comparada com o cancelamento da interferência. No entanto, em SNRs elevados, como o canal 5 desejado não é tipicamente conhecido exceto no grau em que ele é limitado no tempo ao comprimento do Prefixo Cíclico (CP) , poderemos nas versões desligar a ponderação para a segunda etapa. Assim, os pesos para o caso de interferência generalizada são dados ao combinar aqueles obtidos nas duas 10 etapas:

Bi=BaiBbi (Eq. 18)

Deve-se observar que o caso de interferência generalizada das versões corresponde à mistura de interferência nos sistemas como o LTE 3GPP, em que a 15 interferência inter-local é chata (como é o ruído gaussiano branco adaptivo (AWGN)), e a interferência intra-local, isto é, interferência de outros setores dentro do mesmo local, é limitada no tempo a um terço das derivações.

Também é observado que um caso similar pode ser obtido 20 em uma transmissão de antena múltipla com pilotos CDM em vez de pilotos FDM. Com CDM, em cada local de subportadora, pilotos correspondentes a cada antena são pseudo-ortogonalizados por multiplicação com uma seqüência de código complexo. Isso se traduz tipicamente em 25 interferência limitada no tempo de outras antenas para uma antena dada. Observe que mesmo em região de SNR elevado, a interferência de outras antenas não é baixa, pois esses canais também são da estação base desejada. Nesses casos, separação suficiente (ortogonalidade) deve ser fornecida

3 0 entre canais correspondentes a antenas individuais, para evitar o limite superior na SNR atingível máxima devido à sobreposição. Isto também pode ser obtido por mais pilotos/espaçamento piloto reduzido, resultando em um maior número de derivações IFFT a incorporar canais de todas as 5 antenas sem sobreposição significativa. Com isso assegurado, a versão aqui se estende diretamente a este caso.

A Figura 11 à Figura 12 ilustram resultados numéricos obtidos de simulações com base na estrutura de referência 10 piloto LTE 3GPP, com um canal TU, com retardo máximo de 4,7 us, que corresponde a 4 0 derivações, mesmo que o comprimento do CP. Um perfil de interferência chato foi suposto. Para ilustrar o melhoramento de desempenho obtenível com as várias versões, simulações forem efetuadas 15 para cada um dos vários aspectos das várias versões aqui reveladas. Assim, a Figura 10 fornece uma comparação de desempenho da abordagem DFT das versões com sistemas convencionais.

A Figura 11 fornece comparação das várias técnicas

2 0 aqui reveladas para lidar com uma sub-portadora DC ou de

outra forma hiatos no espaçamento piloto. A Figura 11 ilustra a estimação PDP das versões comparado com os sistemas convencionais, enquanto a Figura 12 compara a compensação para a distorção no domínio do tempo como nas versões com sistemas que não aplicam qualquer compensação.

Assim, vários aparelhos e métodos de recepção foram revelados que não sofrem degradação de desempenho/flooring sobre os receptores convencionais que empregam esquemas DFT em todos os SNRs. Assim, os vários aparelhos e métodos de

3 0 receptor aqui revelados compensam pela distorção, estimação PDP com alias e imperfeição DC.

Deve ser compreendido que as várias versões e os princípios inventivos e conceitos aqui discutidos e descritos poderão ser particularmente aplicáveis a receptores e unidades de comunicação associadas, dispositivos, e sistemas que fornecem ou facilitam serviços de comunicação de voz ou de dados ou serviços de mensagens sobre redes de área ampla (WANs), como sistemas e dispositivos bilaterais convencionais, vários sistemas de telefonia celular incluindo, mas sem a eles se limitar, celular analógico e digital, e quaisquer redes que empregam Spatial Divisiom Multiple Access (SDMA), Spatial Division Multiplexing (SDM), Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA), Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) e quaisquer variantes destes.

Os princípios e conceitos aqui descritos poderão ainda ser aplicados em dispositivos ou sistemas com capacidade de comunicação de curto alcance normalmente referidos como capacidades W-LAN, como IEEE 802.11, Hiper-LAN ou 802.16, 20 WiMAX, irradiação de vídeo digital (DVB), e assemelhados que poderão ainda utilizar as tecnologias de CDMA, salteamento de freqüência, multiplexação por divisão de freqüência ortogonal, ou TDMA e um ou mais de vários protocolos de rede, como TCP/IP (Transmission Control 25 Protocol/Internet Protocol), IPX/SPX (Inter-Packet Exchange/Sequential Packet Exchange), Net BIOS (NetWork Basic Input Output System) ou outras estruturas de protocolo.

Embora as versões preferidas da invenção foram

3 0 ilustradas e descritas, deve-se compreender que a invenção não é assim tão limitada. Numerosas modificações, mudanças, variações, substituições e equivalentes ocorrerão àqueles habilitados na tecnologia sem desviar do espírito e escopo da presente invenção conforme definida pelas reivindicações apensas.

Claims

1. Método de operar um receptor, o dito método caracterizado pelo fato de compreender: transformar um sinal recebido em um sinal no domínio da freqüência tendo um número de locais de canal de subportadoras ; determinar um vetor no domínio do tempo de um conjunto de sub-portadoras piloto do dito sinal recebido; fornecer compensação para a distorção no domínio do tempo no dito vetor no domínio do tempo; e obter um vetor de estimativa de canal.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de determinar um vetor no domínio do tempo, ainda compreender: determinar um tamanho de janela espectral, dito tamanho de janela espectral tendo por base o dito número de sub-portadoras; calcular um primeiro vetor de estimativa de canal do dito conjunto de sub-portadoras piloto, ditas subportadoras piloto tendo um espaçamento dado no domínio da freqüência; inserir um primeiro conjunto de valores de enchimento, dito primeiro conjunto de valores de enchimento correspondentes a um conjunto de sub-portadoras em ambas as bordas da dita janela, dentro do dito primeiro vetor de estimativa de canal; determinar um vetor no domínio do tempo do dito primeiro vetor de estimativa de canal tendo os ditos valores de enchimento; e ponderar o dito vetor no domínio do tempo de acordo com um conjunto de fatores de ponderação para obter um vetor no domínio do tempo ponderado.

3. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de fornecer compensação para a distorção no domínio do tempo ainda compreender: inserir um conjunto de zeros de enchimento dentro do dito vetor no domínio do tempo ponderado, iniciando de uma posição com base no espalhamento de canal máximo e as características do canal; e obter um segundo vetor no domínio do tempo.

4. Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de ainda compreender: transformar o dito segundo vetor no domínio do tempo em um vetor de estimativa de canal no domínio da freqüência; mapear o dito vetor de estimativa de canal no domínio da freqüência para as ditas sub-portadoras da dita janela espectral; e fornecer compensação para a irregularidade no dito espaçamento das ditas sub-portadoras piloto.

5. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de fornecer compensação para a irregularidade no dito espaçamento das ditas sub-portadoras piloto ainda compreender: inserir um valor dentro do dito vetor de estimativa de canal no domínio da freqüência em um local de sub-portadora adicional, se o espaçamento da sub-portadora for maior do que o espaçamento médio das ditas sub-portadoras piloto,· ou apagar um valor do vetor de estimativa de canal no domínio da freqüência, para o espaçamento de sub-portadora ser menor do que o dito espaçamento médio das ditas subportadoras piloto.

6. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de transformar um sinal recebido em um sinal no domínio da freqüência, dito sinal recebido tendo um número de locais de canal de sub-portadora, ainda compreender: efetuar um Transforme de Fourier Rápido (FFT) de nponto no dito sinal recebido.

7. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de ainda compreender: calcular estimativas de canal no domínio da freqüência de Erro Quadrado Médio Mínimo (MMSE) para um número predeterminado de sub-portadoras em ambas as bordas da dita janela espectral; e substituir estimativas de canal do dito vetor de estimação de canal no domínio da freqüência pelas ditas estimativas de canal do MMSE.

8. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de ponderar o dito vetor no domínio do tempo de acordo com um conjunto de fatores de ponderação, ainda compreender: efetuar estimação de energia em cada elemento do dito vetor no domínio do tempo; e calcular os ditos fatores de ponderação com base na característica de ruído e interferência e a dita estimação de energia.

9. Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de calcular os ditos fatores de ponderação com base em uma característica de ruído e interferência, ainda compreender: calcular os ditos fatores de ponderação com base em um ruído branco gaussiano aditivo.

10.Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de calcular os ditos fatores de ponderação com base em uma característica de ruído e interferência, ainda compreender: calcular os ditos fatores de ponderação com base no dito ruído ser seletivo por freqüência e ter uma energia de 10 ruído conhecida.

11.Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de calcular os ditos fatores de ponderação com base em característica de ruído e interferência ainda compreender: calcular os ditos fatores de ponderação com base em interferência limitada no tempo e energia de ruído; identificar uma janela dentro do dito vetor no domínio do tempo, em que a maior parcela da dita interferência e energia de ruído está concentrada; e fixar fatores de ponderação para zero para cada um dos elementos do dito vetor no domínio do tempo correspondentes à dita janela, que estiver abaixo de um limite operacional da proporção sinal-a-interferência e ruído (SINR).

12.Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de calcular os ditos fatores de ponderação com base em uma característica de ruído e interferência, ainda compreender: calcular os ditos fatores de ponderação com base em combinar um componente para uma característica conhecida de ruído e interferência com um componente limitado no tempo.

13. Método, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de calcular ditos fatores de ponderação com base em combinar um componente para uma característica conhecida de ruído e interferência com um componente limitado no tempo ainda compreender: determinar o dito componente para a dita característica conhecida de ruído e interferência; determinar os dito componente limitado no tempo; e calcular um fator de ponderação geral como o produto do dito componente para a dita característica conhecida de ruído e interferência e o dito componente limitado no tempo.

14. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de determinar um tamanho de janela espectral, dito tamanho de janela espectral com base no dito número de sub-portadoras tendo um espaçamento dado no domínio da freqüência, ainda compreender: determinar um tamanho de Transforme de Fourier Rápido (FFT) e um tamanho de Transforme de Fourier Rápido Inverso (IFFT) com base no número de pilotos Multiplexados por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) tendo um espaçamento piloto dado em que o tamanho FFT ser determinado com base no número dos ditos pilotos vezes o dito espaçamento piloto e o dito tamanho IFFT ser determinado tal que o número dos ditos pilotos seja inferior ao dito número de subportadoras .

15. Unidade receptora, caracterizada pelo fato de compreender: um componente de receptor; um componente de estimação de canal acoplado ao dito componente de receptor; um componente de determinação de ruído e de ponderação acoplado ao dito componente de estimação de canal; um componente de ajustamento de janela acoplado ao dito componente de estimação de canal, dito componente de ajustamento de janela sendo configurado para determinar um tamanho de janela espectral, dito tamanho de janela espectral com base no dito número de sub-portadoras, ditas sub-portadoras ainda compreendendo um conjunto de pilotos tendo um espaçamento dado no domínio de freqüência; um componente de compensação de distorção, acoplado ao dito componente de estimação de canal, dito componente de compensação de distorção sendo configurado para inserir um conjunto de zeros de enchimento dentro de um vetor de estimação ponderado, iniciando de uma posição com base no espalhamento de canal máximo e uma característica do canal; um componente compensador do espaçamento piloto, acoplado ao dito componente de estimação de canal e ao dito componente de ajustamento de janela, dito compensador de espaçamento piloto configurado para inserir um conjunto de inserções/omissões correspondentes a um conjunto de irregularidades no espaçamento piloto; e um componente de decodificação de canal acoplado ao dito componente de estimação de canal.